JPH041571B2 - - Google Patents
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- JPH041571B2 JPH041571B2 JP54046618A JP4661879A JPH041571B2 JP H041571 B2 JPH041571 B2 JP H041571B2 JP 54046618 A JP54046618 A JP 54046618A JP 4661879 A JP4661879 A JP 4661879A JP H041571 B2 JPH041571 B2 JP H041571B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
- H02H11/00—Emergency protective circuit arrangements for preventing the switching-on in case an undesired electric working condition might result
- H02H11/004—Emergency protective circuit arrangements for preventing the switching-on in case an undesired electric working condition might result in case of incorrect phase sequence; with switching for obtaining correct phase sequence
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- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、多相交流電路の保護を行う静止形保
護継電装置に関するものである。
護継電装置に関するものである。
［従来の技術］
第１図〜第３図は、従来の保護継電装置の回路
構成図で、第１図は過負荷保護部、第２図は不平
衡検出部、第３図は外部取付の抵抗器である。
構成図で、第１図は過負荷保護部、第２図は不平
衡検出部、第３図は外部取付の抵抗器である。
第１図において、３相主回路Ｕ，Ｖ，Ｗの電流
は各相に挿入された変流器CT１，CT２，CT３
によつて検出され、主回路電流に比例した２次電
流に変換されダイオードＤ１〜Ｄ６で全波整流さ
れた後、端子A′C″に接続される第３図のヒータ
ーモジユールの抵抗器Rvにより電圧値に変換さ
れる。この電圧が第１図の抵抗Ｒ１０３，Ｒ１０
４と抵抗Ｒ１０６，Ｒ１０８で分圧され、この分
電圧、すなわちコンデンサＣ１０３の電圧がツエ
ナーダイオードＤ１０のツエナー電圧を越えると
過負荷と判定して保護動作が行われる。Ｃ１０３
の電圧がＤ１０のツエナー電圧を越えると、トラ
ンジスタＱ２とＱ３が通電状態となりトランジス
タＱ４とＱ５が非通電状態となる。なお、端子Ｂ
には第２図の回路から正の電圧が与えられる。ト
ランジスタＱ５がオフするとフオトカツプラPC
１がオフ状態となりダイオードブリツジREC１
の直流出力側が解放されトライアツクＴ１のゲー
ト信号は零となり、外部リレーが動作して保護動
作が行われる。
は各相に挿入された変流器CT１，CT２，CT３
によつて検出され、主回路電流に比例した２次電
流に変換されダイオードＤ１〜Ｄ６で全波整流さ
れた後、端子A′C″に接続される第３図のヒータ
ーモジユールの抵抗器Rvにより電圧値に変換さ
れる。この電圧が第１図の抵抗Ｒ１０３，Ｒ１０
４と抵抗Ｒ１０６，Ｒ１０８で分圧され、この分
電圧、すなわちコンデンサＣ１０３の電圧がツエ
ナーダイオードＤ１０のツエナー電圧を越えると
過負荷と判定して保護動作が行われる。Ｃ１０３
の電圧がＤ１０のツエナー電圧を越えると、トラ
ンジスタＱ２とＱ３が通電状態となりトランジス
タＱ４とＱ５が非通電状態となる。なお、端子Ｂ
には第２図の回路から正の電圧が与えられる。ト
ランジスタＱ５がオフするとフオトカツプラPC
１がオフ状態となりダイオードブリツジREC１
の直流出力側が解放されトライアツクＴ１のゲー
ト信号は零となり、外部リレーが動作して保護動
作が行われる。
上述のように、コンデンサＣ１０３の電圧がツ
エナーダイオードＤ１０のツエナー電圧を越える
と過負荷の保護動作が行われるが、過負荷電流の
レベルが大きくなると、抵抗Ｒ１０５、ボリユー
ムVR１及びコデンサＣ１０４でなる回路のトラ
ンジスタＱ１のエミツタ電圧がコンデンサＣ１０
３の電圧より早くツエナー電圧に到達しトランジ
スタＱ１が導通して抵抗Ｒ１０８の電圧を上昇さ
せる。これにより、ダイオードＤ９を通して電流
が流れなくなり、その分コンデンサＣ１０３の充
電電流が増大する。従つて、大きな過負荷電流の
ときは短かい時間で保護動作が行われ、第４図に
示す反限時特性の過負荷保護特性となる。また、
第２図の不平衡検出部の各端子Ａ，Ｂ，Ｃ，C′，
Ｄは第１図の対応する端子に接続され、端子Ａ，
Ｃを介して主回路電流に比例した電圧が入力され
る。この入力電圧はダイオードＤ２３を介してコ
ンデンサＣ２０３を充電し、Ｃ２０３に平滑化さ
れた電圧を得、抵抗Ｒ２０６とツエナーダイオー
ドＤ３０により一定の電圧にクリツプされ、これ
がトランジスタＱ３′のコレクタ電圧となる。
エナーダイオードＤ１０のツエナー電圧を越える
と過負荷の保護動作が行われるが、過負荷電流の
レベルが大きくなると、抵抗Ｒ１０５、ボリユー
ムVR１及びコデンサＣ１０４でなる回路のトラ
ンジスタＱ１のエミツタ電圧がコンデンサＣ１０
３の電圧より早くツエナー電圧に到達しトランジ
スタＱ１が導通して抵抗Ｒ１０８の電圧を上昇さ
せる。これにより、ダイオードＤ９を通して電流
が流れなくなり、その分コンデンサＣ１０３の充
電電流が増大する。従つて、大きな過負荷電流の
ときは短かい時間で保護動作が行われ、第４図に
示す反限時特性の過負荷保護特性となる。また、
第２図の不平衡検出部の各端子Ａ，Ｂ，Ｃ，C′，
Ｄは第１図の対応する端子に接続され、端子Ａ，
Ｃを介して主回路電流に比例した電圧が入力され
る。この入力電圧はダイオードＤ２３を介してコ
ンデンサＣ２０３を充電し、Ｃ２０３に平滑化さ
れた電圧を得、抵抗Ｒ２０６とツエナーダイオー
ドＤ３０により一定の電圧にクリツプされ、これ
がトランジスタＱ３′のコレクタ電圧となる。
一方、端子AC間の入力電圧は、抵抗Ｒ２０２
とＲ２０３で分圧され、その分電圧により抵抗Ｒ
２０７を介してトランジスタＱ３′のベース電流
を供給する。相電流に不平衡がなければ入力電圧
の波形はリツプル含有率が小さくトランジスタＱ
３′は常に通電状態になる。しかし、相電流の不
平衡が大きくなるとそれに応してリツプル含有率
が大きくなり、入力電圧の小さい部分でトランジ
スタＱ３のベース電流を充分に供給することがで
きなくなる。従つて、トランジスタＱ３は短時間
だけ非導通状態となりコレクタ電圧は方形波のよ
うになる。このような状態になるとコンデンサＣ
２０８はダイオードＤ２８，Ｄ２９を介して充放
電を繰り返すのでコンデンサＣ２０９が正の電圧
に充電され、抵抗Ｒ２１０を介してトランジスタ
Ｑ１′とＱ２′が導通状態となる。サイリスタ
THY２はトランジスタＱ２′と並列的に接続さ
れているので、Ｑ２′がオンするとTHY２はオ
フとなる。これによりフオトカツプラPC２がオ
フして検出表示の発光ダイオードLED２は消灯
する。また、トランジスタＱ２′がオンすると、
そのエミツタ電圧がダイオードＤ３２と端子Ｂを
介して第１図のトランジスタＱ４とＱ５をオフさ
せ、前述と同様にしてトライアツクＴ１をオフさ
せ保護動作が行われる。
とＲ２０３で分圧され、その分電圧により抵抗Ｒ
２０７を介してトランジスタＱ３′のベース電流
を供給する。相電流に不平衡がなければ入力電圧
の波形はリツプル含有率が小さくトランジスタＱ
３′は常に通電状態になる。しかし、相電流の不
平衡が大きくなるとそれに応してリツプル含有率
が大きくなり、入力電圧の小さい部分でトランジ
スタＱ３のベース電流を充分に供給することがで
きなくなる。従つて、トランジスタＱ３は短時間
だけ非導通状態となりコレクタ電圧は方形波のよ
うになる。このような状態になるとコンデンサＣ
２０８はダイオードＤ２８，Ｄ２９を介して充放
電を繰り返すのでコンデンサＣ２０９が正の電圧
に充電され、抵抗Ｒ２１０を介してトランジスタ
Ｑ１′とＱ２′が導通状態となる。サイリスタ
THY２はトランジスタＱ２′と並列的に接続さ
れているので、Ｑ２′がオンするとTHY２はオ
フとなる。これによりフオトカツプラPC２がオ
フして検出表示の発光ダイオードLED２は消灯
する。また、トランジスタＱ２′がオンすると、
そのエミツタ電圧がダイオードＤ３２と端子Ｂを
介して第１図のトランジスタＱ４とＱ５をオフさ
せ、前述と同様にしてトライアツクＴ１をオフさ
せ保護動作が行われる。
［発明が解決しようとすう課題］
上述した従来の保護継電装置において、過負荷
保護に対する反限時特性は、ほぼ妥当なものであ
る。しかし、相電流の不平衡検出特性は、第５図
に示すように、負荷電流が大きくなる程、検出動
作の不平衡率が小さくなり、動作し易くなつてお
り、過剰な保護特性になつている。
保護に対する反限時特性は、ほぼ妥当なものであ
る。しかし、相電流の不平衡検出特性は、第５図
に示すように、負荷電流が大きくなる程、検出動
作の不平衡率が小さくなり、動作し易くなつてお
り、過剰な保護特性になつている。
半導体素子の開発により、電圧等の変動が大き
な幅で許容される負荷システムになつた今日で
は、従来の保護特性の下でモーター等を駆動する
場合、動作が頻繁となり著しく稼動率を低下させ
るという問題がある。
な幅で許容される負荷システムになつた今日で
は、従来の保護特性の下でモーター等を駆動する
場合、動作が頻繁となり著しく稼動率を低下させ
るという問題がある。
また、不平衡状態は、過渡的であることが多
く、その対応処置も取り難いことから、欠相検出
特性に限定させる要望が多くなつてきている。
く、その対応処置も取り難いことから、欠相検出
特性に限定させる要望が多くなつてきている。
一方、ポンプ駆動等に適用される電動機の保護
継電器では、逆回転防止の保護として、逆相検出
機能を必要とするものである。
継電器では、逆回転防止の保護として、逆相検出
機能を必要とするものである。
本発明は以上の如き諸点に鑑み、過負荷・欠
相・逆相検出の各機能をシステマチツクに構成で
き、且つ、この各機能を容易にチエツクできる静
止形保護継電装置を提供することを目的としてい
る。
相・逆相検出の各機能をシステマチツクに構成で
き、且つ、この各機能を容易にチエツクできる静
止形保護継電装置を提供することを目的としてい
る。
［課題を解決するための手段及び作用］
上記目的を達成するため、本発明は、多相交流
の電流を検出して過負荷保護を行う保護継電装置
において、各相毎に検出電流を電圧信号に変換す
る電流電圧変換部と、該電圧信号の全相を一括し
て半波整流した第１の信号と各相毎に半波整流し
た第２の信号を得る半波検出部と、該第１の信号
により充電されるコンデンサを有し過負荷となつ
て一足の充電電圧に達したとき過負荷と判定する
過負荷検出部と、２層の該第２の信号が入力さ
れ、各相の電流の不平衡率が大きくなつていずれ
か一方のみが閾値以下のとき欠相と判定する排他
的論理和を演算する欠相検出部と、２層の該第２
の信号によりそれぞれ方形波の論理信号を得、い
ずれか一方の論理信号の変化時点に他方の論理信
号の状態に応じて相回転が逆になつたとき逆相を
判定する逆相検出部と、負荷率が小さく該第１の
信号が所定値以下のとき、上記過負荷検出部、欠
相検出部、逆相検出部の検出動作を無効にする動
作領域設定部を設け、システマチツクに構成した
静止形保護継電装置である。
の電流を検出して過負荷保護を行う保護継電装置
において、各相毎に検出電流を電圧信号に変換す
る電流電圧変換部と、該電圧信号の全相を一括し
て半波整流した第１の信号と各相毎に半波整流し
た第２の信号を得る半波検出部と、該第１の信号
により充電されるコンデンサを有し過負荷となつ
て一足の充電電圧に達したとき過負荷と判定する
過負荷検出部と、２層の該第２の信号が入力さ
れ、各相の電流の不平衡率が大きくなつていずれ
か一方のみが閾値以下のとき欠相と判定する排他
的論理和を演算する欠相検出部と、２層の該第２
の信号によりそれぞれ方形波の論理信号を得、い
ずれか一方の論理信号の変化時点に他方の論理信
号の状態に応じて相回転が逆になつたとき逆相を
判定する逆相検出部と、負荷率が小さく該第１の
信号が所定値以下のとき、上記過負荷検出部、欠
相検出部、逆相検出部の検出動作を無効にする動
作領域設定部を設け、システマチツクに構成した
静止形保護継電装置である。
［実施例］
以下本発明の一実施例を図面を参照して説明す
る。第６図は本発明による静止形保護継電装置の
具体的な実施例である。第７図は上記実施例の動
作説明図であり、第８図は上記実施例の機能ブロ
ツク図である。第６図において、多相電路（本実
施例に於ては３層のＵ，Ｖ，Ｗ）に流れる負荷電
流は、変流器CT４１１，CT４１２，CT４１３
により二次電流に変換され、さらに抵抗Ｒ４１
１，Ｒ４１２，Ｒ４１３で各相毎に該負荷電流に
比例した電圧に変換される。これらの検出電圧
は、一端がアースＧに接続され、他端がダイオー
ドＤ４２１〜Ｄ４２３により３相半波整流され、
ｅ０（第１の信号）が過負荷検出のため用いられ
る。また、ダイオードＤ４３１〜Ｄ４３３により
各層電流の検出電圧が半波整流されｅ１〜ｅ３
（第２の信号）が欠相検出のために用いられる。
また、ダイオードＤ４４１，Ｄ４４２によりＵ，
Ｖ相電流の検出電圧が半波整流されれｅ４，ｅ５
（第２の信号）が逆相検出のために用いられる。
る。第６図は本発明による静止形保護継電装置の
具体的な実施例である。第７図は上記実施例の動
作説明図であり、第８図は上記実施例の機能ブロ
ツク図である。第６図において、多相電路（本実
施例に於ては３層のＵ，Ｖ，Ｗ）に流れる負荷電
流は、変流器CT４１１，CT４１２，CT４１３
により二次電流に変換され、さらに抵抗Ｒ４１
１，Ｒ４１２，Ｒ４１３で各相毎に該負荷電流に
比例した電圧に変換される。これらの検出電圧
は、一端がアースＧに接続され、他端がダイオー
ドＤ４２１〜Ｄ４２３により３相半波整流され、
ｅ０（第１の信号）が過負荷検出のため用いられ
る。また、ダイオードＤ４３１〜Ｄ４３３により
各層電流の検出電圧が半波整流されｅ１〜ｅ３
（第２の信号）が欠相検出のために用いられる。
また、ダイオードＤ４４１，Ｄ４４２によりＵ，
Ｖ相電流の検出電圧が半波整流されれｅ４，ｅ５
（第２の信号）が逆相検出のために用いられる。
（過負荷検出）
ダイオードＤ４２１〜Ｄ４２３で整流された電
圧ｅ０は、コンデンサＣ４２１で平滑され、可変
抵抗VR４２１により最小保護レベルを調節して
定格設定を行う。VR４２１の設定電圧は抵抗Ｒ
４２３，可変抵抗VR４２２を経てコンデンサＣ
４２２を充電する。過負荷となつてコンデンサＣ
４２２の充電電圧が上昇して｛Vcc・Ｒ４２５／
（Ｒ４２４＋Ｒ４２５）＋オフセツト電圧）を越え
るとユニジヤンクシヨントランジスタPUT４２
１が発振して抵抗Ｒ４６１を介してトランジスタ
Ｑ４６１，Ｑ４６２を導通させリレーICを動作
させ過負荷保護が行われる。抵抗Ｒ４２２とダイ
オードＤ４２４は、連続して数回の短時間過電流
を流すインチング時の無電流時にコンデンサＣ４
２２の電荷を急速放電させ娯動作を防止するもの
である。
圧ｅ０は、コンデンサＣ４２１で平滑され、可変
抵抗VR４２１により最小保護レベルを調節して
定格設定を行う。VR４２１の設定電圧は抵抗Ｒ
４２３，可変抵抗VR４２２を経てコンデンサＣ
４２２を充電する。過負荷となつてコンデンサＣ
４２２の充電電圧が上昇して｛Vcc・Ｒ４２５／
（Ｒ４２４＋Ｒ４２５）＋オフセツト電圧）を越え
るとユニジヤンクシヨントランジスタPUT４２
１が発振して抵抗Ｒ４６１を介してトランジスタ
Ｑ４６１，Ｑ４６２を導通させリレーICを動作
させ過負荷保護が行われる。抵抗Ｒ４２２とダイ
オードＤ４２４は、連続して数回の短時間過電流
を流すインチング時の無電流時にコンデンサＣ４
２２の電荷を急速放電させ娯動作を防止するもの
である。
（欠相検出）
ダイオードＤ４３１〜Ｄ４３３で検出された電
圧ｅ１〜ｅ３は、抵抗Ｒ４３１〜Ｒ４３３と抵抗
Ｒ４３４〜Ｒ４３６でそれぞれ分圧されて
EXCLUSIVE，OR回路OR４３１〜OR４３３に
図示のように隣接した２相の信号が入力される。
なお、コンデンサＣ４３１〜Ｃ４３３はノイズ除
去のために設けたものである。EXCLUSIVE，
OR回路は、２つの入力信号のレベルが共に検出
レベル（閾値）に達していない場合、あるいは共
に検出レベルに達している場合のいずれの場合も
その出力はLOWである。しかし、いずれか一方
の入力信号のレベルのみが検出レベルに達すると
その出力はHIGHとなる、従つて、電流不平衡率
が大きくなつて３相のうち１相の入力信号のレベ
ルが検出レベル以下（欠相状態）になると、３つ
のEXCLUSIVE，OR回路のうち、２つの
EXCLUSIVE，OR回路の出力がHIGHとなる。
各EXCLUSIVE，OR回路の出力は抵抗Ｒ４３７
〜Ｒ４３９を介して共通接続され、次の
EXCLUSIVE，OR回路OR４３４の一方の入力
に接続され、OR４３４の他方の入力はアース
（LOW）に接続されている。OR４３１〜OR４３
３のうちいずれか２つのEXCLUSIVE，OR回路
の出力がHIGHになつたときOR４３４の一方の
入力が閾値を越えOR４３４の出力がHIGHとな
つて抵抗Ｒ４６２を介してトランジスタＱ４６
１，Ｑ４６２を導通させ、保護動作が行われる。
この際、EXCLUSIVE，OR回路OR４３１〜OR
４３３の閾値電圧が検出感度を決定する。
圧ｅ１〜ｅ３は、抵抗Ｒ４３１〜Ｒ４３３と抵抗
Ｒ４３４〜Ｒ４３６でそれぞれ分圧されて
EXCLUSIVE，OR回路OR４３１〜OR４３３に
図示のように隣接した２相の信号が入力される。
なお、コンデンサＣ４３１〜Ｃ４３３はノイズ除
去のために設けたものである。EXCLUSIVE，
OR回路は、２つの入力信号のレベルが共に検出
レベル（閾値）に達していない場合、あるいは共
に検出レベルに達している場合のいずれの場合も
その出力はLOWである。しかし、いずれか一方
の入力信号のレベルのみが検出レベルに達すると
その出力はHIGHとなる、従つて、電流不平衡率
が大きくなつて３相のうち１相の入力信号のレベ
ルが検出レベル以下（欠相状態）になると、３つ
のEXCLUSIVE，OR回路のうち、２つの
EXCLUSIVE，OR回路の出力がHIGHとなる。
各EXCLUSIVE，OR回路の出力は抵抗Ｒ４３７
〜Ｒ４３９を介して共通接続され、次の
EXCLUSIVE，OR回路OR４３４の一方の入力
に接続され、OR４３４の他方の入力はアース
（LOW）に接続されている。OR４３１〜OR４３
３のうちいずれか２つのEXCLUSIVE，OR回路
の出力がHIGHになつたときOR４３４の一方の
入力が閾値を越えOR４３４の出力がHIGHとな
つて抵抗Ｒ４６２を介してトランジスタＱ４６
１，Ｑ４６２を導通させ、保護動作が行われる。
この際、EXCLUSIVE，OR回路OR４３１〜OR
４３３の閾値電圧が検出感度を決定する。
３相Ｕ，Ｖ，Ｗの定格電流をIR，負荷率（負
荷電流／定格電流）をα，上記 値電圧に相当す
る３相Ｕ，Ｖ，Ｗの電流をβ・IRとすると、検
出点不平衡率は（α・IR−β・IR）／α・IR＝
（α−β）／αで与えられる。
荷電流／定格電流）をα，上記 値電圧に相当す
る３相Ｕ，Ｖ，Ｗの電流をβ・IRとすると、検
出点不平衡率は（α・IR−β・IR）／α・IR＝
（α−β）／αで与えられる。
ここで、β＝0.1（10％）と設定すると負荷率α
に対し、第９図に示すような検出特性が得られ、
ほぼ欠相検出動作のみの特性となる。
に対し、第９図に示すような検出特性が得られ、
ほぼ欠相検出動作のみの特性となる。
EXCLUSIVE，OR回路OR４３１〜OR４３３
により不平衡状態が検出されるとコンデンサＣ４
３４の電圧が上昇しOR４３４の値電圧に達する
まで一定の時間遅れがあり第１０図に示す検出時
間特性となる。このように、本実施例の場合は、
従来のものと異なり、検出時間は負荷率と無関係
に一定となる。
により不平衡状態が検出されるとコンデンサＣ４
３４の電圧が上昇しOR４３４の値電圧に達する
まで一定の時間遅れがあり第１０図に示す検出時
間特性となる。このように、本実施例の場合は、
従来のものと異なり、検出時間は負荷率と無関係
に一定となる。
（逆相検出）
第７図ａ，ｂは、相順が正常な場合と逆相の場
合のタイムチヤートを示した図で、波形ａ，ｂは
３相電路Ｕ，Ｖの負荷電流の検出信号を示したも
のである。なお、点線は負荷電流が大きい場合を
示し、この場合CTが飽和して途中から出力が零
になる状態を示した例である。
合のタイムチヤートを示した図で、波形ａ，ｂは
３相電路Ｕ，Ｖの負荷電流の検出信号を示したも
のである。なお、点線は負荷電流が大きい場合を
示し、この場合CTが飽和して途中から出力が零
になる状態を示した例である。
第６図の実施例では、逆相検出のためにＵ，Ｖ
相の電流検出信号を用いている。ダイオードＤ４
４１，Ｄ４４２でＵ，Ｖ相の電流検出信号（第７
図の波形ａ，ｂ）の正の半波がそれぞれNOR４
４３，NOR４４１の閾値電圧Vthを越えると、
その出力がLOWになり、コンデンサＣ４４３，
Ｃ４４１を介して一定期間だけNAND４４４，
NAND４４２の入力がLOWとなり、その出力は
HIGHとなる。
相の電流検出信号を用いている。ダイオードＤ４
４１，Ｄ４４２でＵ，Ｖ相の電流検出信号（第７
図の波形ａ，ｂ）の正の半波がそれぞれNOR４
４３，NOR４４１の閾値電圧Vthを越えると、
その出力がLOWになり、コンデンサＣ４４３，
Ｃ４４１を介して一定期間だけNAND４４４，
NAND４４２の入力がLOWとなり、その出力は
HIGHとなる。
NAND４４４とAND４４２の出力はデータフ
リツプロツプDFF４４１のクロツク端子CKとデ
ータ端子Ｄに入力されると共に、NOR４４３と
NOR４４１に入力され、一定期間だけそれぞれ
自己保持される。これにより、NAND４４４，
NAND４４２の出力に第７図の波形ｃ，ｄの論
理信号が得られる。
リツプロツプDFF４４１のクロツク端子CKとデ
ータ端子Ｄに入力されると共に、NOR４４３と
NOR４４１に入力され、一定期間だけそれぞれ
自己保持される。これにより、NAND４４４，
NAND４４２の出力に第７図の波形ｃ，ｄの論
理信号が得られる。
データフリツプフロツプDFF４４１は、クロ
ツク端子CKの信号がLOWからHIGHに変化した
とき、データ端子Ｄの論理値が端子Ｑに出力され
る。
ツク端子CKの信号がLOWからHIGHに変化した
とき、データ端子Ｄの論理値が端子Ｑに出力され
る。
従つて、相順が正常の場合、第７図ａに示すよ
うに、信号ｃがLOWからHIGHに変化したとき
の信号ｄの論理値はLOWであるので、データフ
リツプフロツプDFF４４１の出力端子Ｑは信号
ｅに示すようにLOWのままとなる。
うに、信号ｃがLOWからHIGHに変化したとき
の信号ｄの論理値はLOWであるので、データフ
リツプフロツプDFF４４１の出力端子Ｑは信号
ｅに示すようにLOWのままとなる。
しかし、相順が逆になると、第７図ｂに示すよ
うに、信号ｃがLOWからHIGHに変化したとき
信号ｄの論理値はHIGHとなるのでデータフリツ
プフロツプDFF４４１の出力端子Ｑは信号ｅに
示すようにHIGHになり逆相検出信号として出力
される。これによりコンデンサＣ４３４の電圧が
上昇し、OR４３４の出力がHIGHになりトラン
ジスタＱ４６１，Ｑ４６２が導通しリレーICが
駆動され保護動作が行われる。
うに、信号ｃがLOWからHIGHに変化したとき
信号ｄの論理値はHIGHとなるのでデータフリツ
プフロツプDFF４４１の出力端子Ｑは信号ｅに
示すようにHIGHになり逆相検出信号として出力
される。これによりコンデンサＣ４３４の電圧が
上昇し、OR４３４の出力がHIGHになりトラン
ジスタＱ４６１，Ｑ４６２が導通しリレーICが
駆動され保護動作が行われる。
（動作領域設定）
過負荷検出、欠相検出及び逆相検出は、可変抵
抗VR４５１により検出動作の領域が設定され
る。すなわち、VR４２１で分圧した電流検出信
号が更にVR４５１で分圧され、この信号が
NAND４５１の閾値電圧以下のときNAND４５
２の出力がLOWとなりトランジスタＱ４６１の
ベース電位をゼロにクランプする。従つて、過負
荷、欠相及び逆相の検出回路が動作してもＱ４６
１のベース電流が流れずリレーICは動作しない。
第９図に示す不平衡検出特性は、この動作領域を
定格電流の90％に設定した例である。
抗VR４５１により検出動作の領域が設定され
る。すなわち、VR４２１で分圧した電流検出信
号が更にVR４５１で分圧され、この信号が
NAND４５１の閾値電圧以下のときNAND４５
２の出力がLOWとなりトランジスタＱ４６１の
ベース電位をゼロにクランプする。従つて、過負
荷、欠相及び逆相の検出回路が動作してもＱ４６
１のベース電流が流れずリレーICは動作しない。
第９図に示す不平衡検出特性は、この動作領域を
定格電流の90％に設定した例である。
（出力部）
トランジスタＱ４６１のベースには、抵抗Ｒ４
６１を介して過負荷検出信号、抵抗Ｒ４６２を介
して欠相及び逆相検出信号が入力され、これらの
信号によりベース電位がHIGHになつたとき、Ｑ
４６１，Ｑ４６２が導通しリレーICが動作して
検出信号を出力する。また、負荷電流が動作領域
に達しないときＱ４６１のベース電位はダイオー
ドＤ４５１を介してゼロ電位に制限され検出信号
を出力しない。
６１を介して過負荷検出信号、抵抗Ｒ４６２を介
して欠相及び逆相検出信号が入力され、これらの
信号によりベース電位がHIGHになつたとき、Ｑ
４６１，Ｑ４６２が導通しリレーICが動作して
検出信号を出力する。また、負荷電流が動作領域
に達しないときＱ４６１のベース電位はダイオー
ドＤ４５１を介してゼロ電位に制限され検出信号
を出力しない。
第１１図、第１２図、第１３図は第６図の静止
形保護継電装置の各検出機能をチエツクするチエ
ツク回路である。各チエツク回路の端子符号は第
６図の同符号の端子に接続される。第１１図は過
負荷検出チエツク回路で、スイツチSW８１１を
オンして、試験電圧Vccを加えダイオードＤ８１
１と抵抗Ｒ８１１及び端子VoLを介して第６図
のコンデンサＣ４２２を充電し、ユニジヤンクシ
ヨントランジスタPUT４２１を発振させて過負
荷検出回路の機能を確認するものである。
形保護継電装置の各検出機能をチエツクするチエ
ツク回路である。各チエツク回路の端子符号は第
６図の同符号の端子に接続される。第１１図は過
負荷検出チエツク回路で、スイツチSW８１１を
オンして、試験電圧Vccを加えダイオードＤ８１
１と抵抗Ｒ８１１及び端子VoLを介して第６図
のコンデンサＣ４２２を充電し、ユニジヤンクシ
ヨントランジスタPUT４２１を発振させて過負
荷検出回路の機能を確認するものである。
第１２図は逆相検出チエツク回路で、スイツチ
SW８２１を閉路すると抵抗Ｒ８２２を介してコ
ンデンサＣ８２１が充電されその電圧がNAND
８２１の閾値に達するとその出力がLOWになり
端子VPRSがLOWとなる。従つて端子VPRR、
VPRSを介してDFF４１１のデータ端子Ｄとクロ
ツク端子CKに時間差を持つて立下る信号を与え
ることができ逆相検出回路の動作チエツクを行う
ことができる。なお、スイツチＳはDFF４４１
が検出動作したときクリアするためのものであ
る。
SW８２１を閉路すると抵抗Ｒ８２２を介してコ
ンデンサＣ８２１が充電されその電圧がNAND
８２１の閾値に達するとその出力がLOWになり
端子VPRSがLOWとなる。従つて端子VPRR、
VPRSを介してDFF４１１のデータ端子Ｄとクロ
ツク端子CKに時間差を持つて立下る信号を与え
ることができ逆相検出回路の動作チエツクを行う
ことができる。なお、スイツチＳはDFF４４１
が検出動作したときクリアするためのものであ
る。
第１３図は欠相検出チエツク回路で、スイツチ
SW８３１を閉路すると端子VORP、VOPS、
VOPTの電圧がほぼ同時にHIGHに立上り、一定
時限後にコンデンサＣ８３１の電圧が閾値に達し
て端子VOPTの電圧のみがLOWに立下る。これ
らの電圧がOR４３１〜OR４３３の入力信号と
して与えられ、SW８３１を閉路して一定時限後
に欠相検出動作を確認することができる。
SW８３１を閉路すると端子VORP、VOPS、
VOPTの電圧がほぼ同時にHIGHに立上り、一定
時限後にコンデンサＣ８３１の電圧が閾値に達し
て端子VOPTの電圧のみがLOWに立下る。これ
らの電圧がOR４３１〜OR４３３の入力信号と
して与えられ、SW８３１を閉路して一定時限後
に欠相検出動作を確認することができる。
［発明の効果］
本発明によれば、従来のように、負荷率の大き
い領域で不平衡検出レベルが低下することがなく
なり、ほぼ欠相状態のみの検出特性を得ることが
できる。また、過負荷検出、欠相検出、逆相検出
は体系的にまとめることができるのでコンパクト
化の可能な静止形保護継電装置を得ることができ
る。
い領域で不平衡検出レベルが低下することがなく
なり、ほぼ欠相状態のみの検出特性を得ることが
できる。また、過負荷検出、欠相検出、逆相検出
は体系的にまとめることができるのでコンパクト
化の可能な静止形保護継電装置を得ることができ
る。
第１図乃至第３図は従来の保護継電装置の構成
図、第４図と第５図は従来の保護継電装置の検出
特性図、第６図は本発明の静止形保護継電装置に
よる一実施例の具体的な回路図、第７図は上記実
施例の動作説明の為のタイミングチヤート、第８
図は第６図の保護継電装置の機能ブロツク図、第
９図と第１０図は第６図の実施例における検出特
性図、第１１図〜第１３図は第６図の装置のチエ
ツク図である。 １……電流電圧変換部、２……過負荷検出部、
３……欠相検出部、４……逆相検出部、５……動
作領域設定部、６……出力部、７……３相半波検
出部。
図、第４図と第５図は従来の保護継電装置の検出
特性図、第６図は本発明の静止形保護継電装置に
よる一実施例の具体的な回路図、第７図は上記実
施例の動作説明の為のタイミングチヤート、第８
図は第６図の保護継電装置の機能ブロツク図、第
９図と第１０図は第６図の実施例における検出特
性図、第１１図〜第１３図は第６図の装置のチエ
ツク図である。 １……電流電圧変換部、２……過負荷検出部、
３……欠相検出部、４……逆相検出部、５……動
作領域設定部、６……出力部、７……３相半波検
出部。
Claims (1)
- １ 多相交流の電流を検出して過負荷保護を行う
保護継電装置において、各相毎に検出電流を電圧
信号に変換する電流電圧変換部と、該電圧信号の
全相を一括して半波整流した第１の信号と各相毎
に半波整流した第２の信号を得る半波検出部と、
該第１の信号により充電されるコンデンサを有
し、一定の充電電圧に達したとき過負荷と判定す
る過負荷検出部と、２相の該第２の信号が入力さ
れ、いずれか一方のみが閾値以下のとき欠相と判
定する排他的論理和を演算する欠相検出部と、２
相の該第２の信号によりそれぞれ方形波の論理信
号を得、いずれか一方の論理信号の変化時点に他
方の論理信号の状態に応じて逆相を判定する逆相
検出部と、該第１の信号が所定値以下のとき、上
記過負荷検出部、欠相検出部、逆相検出部の検出
動作を無効にする動作領域設定部を設けたことを
特徴とする静止形保護継電装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4661879A JPS55139018A (en) | 1979-04-18 | 1979-04-18 | Stationary protective relay |
| US06/367,007 US4458283A (en) | 1979-04-18 | 1982-04-09 | Static protective relay |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4661879A JPS55139018A (en) | 1979-04-18 | 1979-04-18 | Stationary protective relay |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55139018A JPS55139018A (en) | 1980-10-30 |
| JPH041571B2 true JPH041571B2 (ja) | 1992-01-13 |
Family
ID=12752276
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4661879A Granted JPS55139018A (en) | 1979-04-18 | 1979-04-18 | Stationary protective relay |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4458283A (ja) |
| JP (1) | JPS55139018A (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6251925U (ja) * | 1985-09-17 | 1987-03-31 | ||
| US4802053A (en) * | 1987-03-11 | 1989-01-31 | Square D Company | Control circuitry including phase failure relay |
| US6128168A (en) * | 1998-01-14 | 2000-10-03 | General Electric Company | Circuit breaker with improved arc interruption function |
| US6144540A (en) * | 1999-03-09 | 2000-11-07 | General Electric Company | Current suppressing circuit breaker unit for inductive motor protection |
| US6157286A (en) * | 1999-04-05 | 2000-12-05 | General Electric Company | High voltage current limiting device |
| CN109254608B (zh) * | 2018-11-15 | 2020-09-01 | 湖南工业大学 | 自耦补偿式交流稳压控制方法 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1019625A (en) * | 1961-06-20 | 1966-02-09 | English Electric Co Ltd | Improvements relating to transistor switching circuits |
| US3431467A (en) * | 1966-11-23 | 1969-03-04 | Westinghouse Electric Corp | Miniature phase sequence sensing circuit |
| JPS5318093B2 (ja) * | 1971-12-15 | 1978-06-13 | ||
| JPS51129643A (en) * | 1975-05-06 | 1976-11-11 | Kunimitsu Onoue | Load-current/phase-lack detecting circuit for three-phase circuit |
| US3976919A (en) * | 1975-06-04 | 1976-08-24 | Borg-Warner Corporation | Phase sequence detector for three-phase AC power system |
-
1979
- 1979-04-18 JP JP4661879A patent/JPS55139018A/ja active Granted
-
1982
- 1982-04-09 US US06/367,007 patent/US4458283A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4458283A (en) | 1984-07-03 |
| JPS55139018A (en) | 1980-10-30 |
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