JPH04161064A - 共振型ｄｃ―ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、変換回路の出力を制御すべくスイッチに導か
れる入力パルス列に休止区間を与えつつ、該スイッチを
上記入力パルス列により開閉させることにより、チョー
クコイルを介して入力される直流電源からの電流を上記
変換回路に供給して変換出力を得るようにした共振型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータに係り、特にスイッチでの過電圧発
生を効果的に防止するようにしたものである。

〔従来の技術〕

ｒｃｌａ＋ｓ　Ｅ　ｒｅｓｏｎａｎｔ　Ｒｅｇｕｌａｔ
ｅｄ　ＤＣ／ＤＣＰｏｗｅｒ　ＣｏｎｖｅＮｅｒｓ：Ａ
ｎａｌｙｓｉ＋　Ｏｆ　Ｏｐ！ｒａ＋ｉｏｎ＋、ａｎｄ
　Ｅｘｐｅｔｉｍｅｎｔａｌ　Ｒｅ５ｕＨｓ　ａ４１．
５ＭＨ！　Ｊ　ＩＥＥＥ　ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳＯ
Ｎ　ＰＯＷＥＲＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣ５，ＶＯＬ、　Ｐ
Ｅ−１，Ｎｏ、　２．　ＡＰＲＩＬ　１９８６、及びＵ
ＳＰ第４．６０７．３２３号公報には、スイッチの開閉
周波数を変化させて変換出力を制御する共振型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータが記載されている。

また、「Ｅ級共振スイッチを用いたＤＣ−ＤＣコンバー
タの特性解析」（「電子情報通信学会技術研究報告Ｊ　
　ＰＥ９Ｄ−２２，ＶＯｌ、９０　Ｎｏ１７４．ｍ子情
報通信学会、１９９０年８月２０日発行）には、共振型
ＤＣ−ＤＣコンバータの基本構成及び該コンバータの動
作が説明されている。

更に、ｒ６．４　　スナバ回路の改良による効率の改善
」（［スイッチング・レギュレータ設計ノウハウＪ　Ｐ
　１７５．１７６　ＣＱ出版株式会社、昭和６０年４月
１０日発行）には、第４図に示すように、吸収した電力
を入力電源に戻すスナバ回路が記載されている。この回
路はトランスＴを有し、その主巻線Ｎ工と帰還巻線Ｎ２
とを密結合にして巻線Ｎ工の端子電圧と巻線Ｎ２の電圧
が比例するようにし、スイッチングトランジスタＱがタ
ーンオフする毎に急激な電圧上昇を示すエミッターコレ
クタ電圧Ｖｃが、Ｖ　ｃ　＜　２　Ｖ　ｉ　Ｎ　１　／
　Ｎ　２になると、ダイオードＤを導通させて、上記Ｖ
ｃが上記２ＶｉＮ工／Ｎ２以下になるようにクランプし
ている。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記米国特許公報記載の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータに
は、スイッチの開閉周波数を変更させることによる変換
出力の制御については記載されているものの、変換出力
を制御すべくスイッチに導かれる開閉のためのパルス列
に休止区間を持たせるようにした点及び該休止区間の開
始時等に発生する過電圧の対策については何等記載され
ていない。

また、電子情報通信学会技術研究報告記載の共振型ＤＣ
−ＤＣコンバータにおいても、回路動作の詳細な説明が
あるのみで、上記同様パルス列に休止区間を持たせるよ
うにした点及び該休止区間の開始時にスイッチに発生す
る過電圧の対策については何等記載されていない。

更に、第４図に示すスナバ回路は、スイッチングトラン
ジスタＱがターンオフする毎に、すなわち該スイッチン
グ回路の定常動作時に生じる高コレクタ電圧でダイオー
ドＤが順方向にバイアスされるように設計されており、
トランスＴは定常状態でトランスとして作用し、また入
力電源側に戻される電力は巻線Ｎ１の漏洩インダクタン
スに蓄積されたエネルギーである。

本発明は、上記に鑑みてなされたもので、変換出力を制
御すべくスイッチに導かれるパルス列に休止区間を与え
つつ、直流電源からの電流をチョークコイルを経て変換
回路に供給するようにし、該パルス列の休止開始直後等
にスイッチに発生する過電圧に基づく電力分を効果的に
回路の入力側あるいは出力側に帰還するようにした共振
型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とするも
のである。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、直流電源がチョークコイルとコンデンサから
なる直列回路に接続され、かつ該コンデンサに、スイッ
チが並列接続されるとともに共振回路と負荷からなる直
列回路が並列接続される変換回路を有し、該変換回路の
出力を制御すべく上記スイッチに導かれる入力パルス列
に休止区間を与えつつ、該スイッチを上記入力パルス列
により開閉させることにより、上記チョークコイルを介
して入力される直流電源からの電流を上記変換回路に供
給して変換出力を得るようにした共振型ＤＣ−ＤＣコン
バータにおいて、上記スイッチに過電圧が発生したとき
該過電圧により電力を誘起するように上記チョークコイ
ルにトランス結合された巻線を有する電力誘起回路と、
誘起された電力を上記変換回路の入力側または出力側に
帰還させる電力帰還回路とを備えたものである。

〔作用〕

本発明によれば、共振型ＤＣ−ＤＣコンバータはスイッ
チに供給されるパルス列により動作されており、この稼
動区間においては、前記チョークコイルにトランス結合
された巻線を有する電力誘起回路は駆動せず、従って電
流は流れていない。

このパルス列は変換回路の出力に応じて休止区間が与え
られ、該休止区間と稼動区間との関係に応じて出力制御
が行われている。そして、稼動区間から休止区間に移行
した直後等に、チョークコイルや共振回路に蓄積されて
いるエネルギーがスイッチに過電圧として現われる。

かかる過電圧が発生すると、該過電圧を発生させる電流
により電力誘起回路に電力が誘起され、変換回路の入力
側または出力側に帰還される。

〔実施例〕

第１図は、本発明に係る共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの
一例を示すブロック図である。

商用電源ＥからコンデンサＣ２までは直流電源形成手段
を構成し、商用電源Ｅからの交流入力は雑音防止用チョ
ークコイルＣＨ，コンデンサＣ工を介してダイオードＤ
１〜Ｄ４から成るダイオードブリッジに導かれて全波整
流され、更にコンデンサＣ２で平滑されて直流電源とさ
れる。

なお、ダイオードブリッジに代えて半波整流する整流回
路を用いてもよい。

１は、いわゆる５ｏｋａ　ｌ形の変換回路で、トランス
Ｔ２〜コンデンサＣ５で構成される（但し、後述するよ
うにＴｎ２は除く）。

巻線Ｔｎｌは上記直流電源からの電流を安定供給するチ
ョークコイルの作用を行うものである。

この巻線Ｔｎ□は、本実施例ではトランスＴ２の一次巻
線としで構成され、その２次側には２次巻線Ｔｎ２が設
けられている。なお、各巻線に付されたドツトは巻線の
極性を示す。

そして、この巻線Ｔｎ２　とダイオードＤ７からなる直
列回路が直流電源に接続されている。かかる回路部分の
作用については後述する。

コイルＬ□とコンデンサＣ４からなる直列回路は共振回
路を構成するものである。コンデンサＣ３は上記共振回
路の特性インピーダンス（共振周波数に関与）を変更す
るためのものである。ＳＷは上記コンデンサＣ３に並列
接続され、後述するゲート駆動用トランジスタＱ１〜Ｑ
６からの開閉用のパルス列信号のゲートＧへの入力によ
りスイッチングされるパワーＭＯ８ｈランジスタ等から
なるスイッチである。

トランスＴ１は上記スイッチＳＷの開閉動作により一次
側コイルＴｎ３を介して二次側コイルＴｎ４　、Ｔｎ５
に電圧を誘起するものである。ダイオードＤ５．Ｄ６お
よびコンデンサＣ５は上記二次側コイルＴｎ４．Ｔｎ５
の誘起電圧を全波整流、平滑するものである。

なお、Ｒ１は出力側に接続された負荷抵抗である。

２は負荷抵抗Ｒ５へ供給される出力電流が所定レベルを
越えたか否かを判定する判定回路で、該出力電流を検出
する出力電流検出抵抗ＲＤ〜オペアンプＡ５で構成され
る。

抵抗Ｒ６とコンデンサＣ６から成る回路は出力電流検出
抵抗ＲＤの検出出力を平滑するもので、コイルＬ２とコ
ンデンサＣ７から成る直列回路は上記平滑された検出出
力を更に平滑するものである。

オペアンプＡ５は、その非反転入力端子に不図示の定電
源を抵抗Ｒ７，Ｒ８で分圧した基準電圧（第２図、ｇ１
制御目標レベル１０に対応）が、反転入力端子に上記平
滑された検出信号が入力されている。該判定回路２は出
力電流が制御目標レベルｉ。以下の期間ハイレベルを出
力し、ｉ０以上の期間ローレベルを出力するようになさ
れている（第２図、Ｃ）。

３はオペアンプＡ□、Ａ２、抵抗Ｒｓ、Ｒｔ及びコンデ
ンサＣｔから構成される発振回路で、該発振回路３から
の出力パルス（第２図、ｂ）の周期は前記変換回路１の
稼動、休止を切換える最高頻度を決定するものである。

４は振動子ＸＬ、その両端のコンデンサＣｓ。

Ｃ９、該振動子ＸＬに並列接続された抵抗Ｒｆとオペア
ンプＡ４及び発振出力用のオペアンプＡ３から構成され
る発振回路で、上記スイッチＳＷを開閉動作させる、例
えばＩＭＨｚとか２ＭＨｚ程度の周波数のパルス列（第
２図、ａ）を出力するものである。

ＤＦＦＩ、ＤＦＦ２は共にＤ−フリップフロップで、Ｄ
ＦＦＩのＤ１端子には判定回路２の判定出力が、ＣＫ１
端子には発振回路３のパルス信号すが導かれ、出力電流
に関する判定情報を該パルス信号すの周期毎に次段に伝
達するものである。

また、ＤＦＦ２のＤ２端子にはＤＦＦ　１のＱ１出力（
箪２図、ｄ）が、ＣＫ２端子には発振回路４の発振パル
ス（第２図、ａ）が導かれ、開閉用パルスの供給と停止
との切り換えを該発振パルスａの立ち上がりタイミング
に合わせて次段に伝達するものである。なお、このＤＦ
Ｆｌ、２はＣＫ□、ＣＫ２端子への入力信号がローから
ハイへの変化タイミングで動作するようになされている
。

６はＡＮＤ回路で、上記ＤＦＦ２のＱ２出力（第２図、
ｅ）及び発振回路４の出力ａが導かれている。

５はインバータＬｕｐ、　オペアンプＡ６〜八８及びト
ランジスタＱ１〜Ｑ６から構成されるゲート駆動回路で
ある。インバータＬｕｐはＡＮＤ回路６の出力を、例え
ば５ｖから１５ｖへ電圧変換するもので、該変換電圧信
号はオペアンプＡ６〜Ａ８で電流増幅され、更にトラン
ジスタＱ１〜Ｑ６で電力増幅される。このようにして、
ＡＮＤ回路６の出力パルスｆは電力増幅されて開閉用パ
ルス信号としてスイッチＳＷのゲートに導かれる。

ここで、巻線Ｔｎ１の働きについて説明する。

巻線Ｔｎｌは、二次巻線Ｔｎ２の両端に誘起される電圧
レベルが入力電圧Ｖｉｎ　（コンデンサＣ２の端子間電
圧）以下の場合には、ダイオードＤ７が逆バイアスにさ
れて動作しないためインダクタンスとしてのみ作用する
。

一方、巻線Ｔｎ２の両端に誘起される電圧レベルが入力
電圧Ｖｉｎを越えると、ダイオードＤ７が順バイアスさ
れて、二次巻線として働くため、巻線Ｔｎｌはトランス
Ｔ２の一次巻線として作用することになり、該−次巻線
Ｔｎｌに流入する電流により二次巻線Ｔｎ２に電力が誘
起される。

ところで、変換出力として好適なレベルを得る観点から
スイッチＳＷ及び該スイッチ内の不図示のダイオードと
もに、その非導通時間が１４０度以上になるように、変
換回路１を動作させる場合、スイッチＳＷの両端に発生
する電圧を４Ｖｉｎ以内に押さえることができること、
また種々の状況を考慮して、スイッチＳＷに印加される
電圧の最大許容値を、例えば４Ｖｉｎと設定する。

この場合、すなわちスイッチＳＷに４Ｖｉｎが発生した
とすると、巻線Ｔｎ工に一３Ｖｉｎ（＝Ｖｉｎ−４Ｖｉ
ｎ）が発生することになる。そして、このとき巻線Ｔ　
ｎ　２にＶｉｎ（各巻線の方向が逆）が発生すれば、ダ
イオードＤ７が顧バイアスされてオンするため、巻線Ｔ
ｎ１がトランスＴ２の一次巻線として作用することにな
って、Ｔ２がトランスとして働くため、スイッチＳＷに
発生する電圧を４Ｖｉｎ以上にしようとするエネルギー
（電力）は該トランスＴ２の働きにより、二次巻線Ｔ　
ｎ　２から入力側に帰還されることとなる。

すなわち、巻線Ｔｎｌに一３Ｖｉｎが発生したとき、巻
線Ｔｎ２にＶｉｎを発生させるためには、巻線Ｔｎ工と
Ｔｎ２の巻数比を３とすればよい。

一方、巻線比３として、スイッチＳＷに発生する電圧が
４Ｖｉｎ以下の場合には、巻線Ｔｎ２に発生する電圧が
Ｖｉｎ以下であってダイオードＤ７が逆バイアスされて
いるため、Ｔ２はトランスとしては働かず、従って巻線
Ｔｎ工は、電源からの入力部分に介設される本来のチョ
ークコイルとして働くことになる。

次に、動作について、第２図のタイムチャートを用いて
各期間毎に説明する。

（１）ｔｘ時点まで 通常時、すなわち負荷Ｒ２への出力電流が好適な範囲内
にあるときは、判別回路２は、波形Ｃに示すようにハイ
レベルを出力しており、この間ＤＦＦＩのＱ１出力ｄは
ハイレベルに維持される。

このため、ＤＦＦ２はＣＫ２端子に発振回路４からのパ
ルス列ａが入力されても、Ｑ２出力は、波形ｅに示すよ
うにハイレベルに維持される。従って、ＡＮＤ回路６は
上記発振回路４からのパルス列ａを通過させ、この通過
パルス列ｆはゲート駆動回路５に導かれてレベル変更と
増幅処理とを施される。この結果、スイッチＳＷはパル
ス列ｆにより開閉されて変換回路１を稼動させ、負荷Ｒ
Ｌへ出力電流を供給する。

（Ｈｔｌ−ｔ２期間 負荷Ｒ１への出力電流が増大して、ｔ２時点で判別回路
２の８力Ｃがロウレベルに変化しても、次周期のパルス
信号Ｂ１が発生するまでは、ＤＦＦｌのＱｌ　ｄ出力は
上記（１）と同じ状態に持続されるため、スイッチＳＷ
がパルス列ｆによりスイッチングされて変換回路１を稼
動させ、負荷Ｒ０へ出力電流を引き続き供給する。

（３）ｔ２〜ｔ３期間 判定回路２の出力Ｃのロウレベルへの変化後、次周期の
パルス信号Ｂ１が発生すると、ＤＦＦＩのＱ１出力は、
波形ｄに示すようにハ・ｒレベルからロウレベルに変化
する。このＤＦＦＩのＱ１出力ｄの変化により、この直
後の発振パルスＡ工が入力されるとＤＦＦ２のＱ２出力
は、波形ｅに示すようにロウレベルに変化する。このた
め発振回路３からのパルス列ａはＡＮＤ回路６で遮断さ
れ、パルス列ａのスイッチＳＷへの供給が、波形ｆに示
すように停止される。従って、変換回路１の稼動が停止
されるため、負荷ＲＬへの出力電流の供給が停止される
。そして、この停止後（休止区間）はコンデンサＣ５の
蓄積電流のみが供給されるため、出力電流が徐々に減少
することとなる。

上記において、スイッチＳＷの開閉動作が稼動区間から
休止区間に切り換えられると、その直後に、２共振回路
のコイルし□、コンデンサＣ４に蓄積されていたエネル
ギーやコイルとして作用して巻線Ｔｎ工に蓄積されてい
たエネルギーがスイッチＳＷに現れ、過電圧ＶＯＶＦ（
第２図、信号Ｖｓｗ）を発生する。そして、この過電圧
Ｖ。ＶＦのレベルが、前記４Ｖｉｎを越えようとすると
、ダイオードＤ７が順バイアスされ、トランスＴ２を介
して吸収したエネルギーを入力側に帰還する。

すなわち、それまでチョークコイルとして働いていた巻
線Ｔｎｌが、このときトランスＴ２の一次巻線として働
くことになる。

（４）ｔａ〜ｔ４期間 出力電流が減少して、判定回路２の出力Ｃが再びハイレ
ベルに復帰すると（ｔａ時点）　、ＤＦＦｌのＤｌ端子
がハイレベルに変化するが、次周期のパルス信号Ｂ２が
発生するまでは上記（３）と同じ状態に持続され、パル
ス列ａのスイッチＳＷへの供給が、波形ｆに示すように
停止される。従って、変換回路１は稼動を停止状態に維
持されるため、負荷ＲＬへの出力電流の供給が停止され
たままとなる。

（５）ｔ４時点〜 次周期パルス信号Ｂ２が発生して（１４時点直前）、Ｄ
ＦＦｌのＱ□出出力跡ハイレベルに変化すると、この直
後に入力されるパルスＡ２によりＤＦＦ２のＱ２出力ｅ
がハイレベルに変化して、スイッチＳＷがパルス列ｆに
より開閉動作を開始される。このため、変換回路１が稼
動して、負荷ＲＬへ出力電流が供給される。従って、出
力電流が徐々に増大していく。

このように、本共振型ＤＣ−ＤＣコンハータニおける変
換出力の制御は、所定時間内に出力されるｍ個のパルス
列から、連続するｎ　（＜ｍ）個のパルスが間引かれる
ようになっており、上記所定時間内にスイッチＳＷに供
給されるパルス数と間引かれるパルス数との平均値を上
記変換出力の変動に応じて変更することによって行われ
る。

なお、前記実施例は、吸収した電力を入力側に帰還させ
るものであったが、該電力を出力側に帰還させるように
することもできる。

第３図は、そのための回路図で、第１図の変換回路１部
分に対応するものである。なお、第３図中、第１図と同
一番号が付されたものは同一機能を果たすものである。

同図において、ダイオードＤ７は巻線Ｔｎ２の正極側と
整流用ダイオードＤ　５　＋　Ｄ　６の接続点間に接続
されている。

今、トランスＴ１の巻数比等により設定される負荷電圧
をＶＯとするとき、巻線Ｔｎ□と巻線Ｔ　ｎ　２の巻線
比Ｎ２をＶ　ｏ　／　３　Ｖ　ｉ　ｎとすることにより
、スイッチＳＷに発生する電圧が４Ｖｉｎのとき、巻線
Ｔｎ□に発生する電圧が３Ｖｉｎとなり、更に巻線Ｔｎ
２に発生する電圧が上記関係より、負荷電圧と同じｖｏ
となる。このため、スイッチＳＷに４Ｖｉｎ以上の過電
圧が発生するとき、ダイオードＤ７が順バイアスされ、
トランスＴ２を介して吸収した電力が出力側に帰還され
る。

すなわち、巻線Ｔｎ１は、４Ｖｉｎ以下のときチョーク
コイルとして働き、４Ｖｉｎに達するとトランスＴ２の
一次巻線として働くことになる。

なお、スイッチＳＷの開閉動作の休止区間から稼動区間
に切り換えた直後にも、過電圧Ｖ。Ｖ。

が発生するが、この過電圧■。ｖｓに対しても上記のよ
うなエネルギーの帰還を施してもよい。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、スイッチに発生
する過電圧により電力を誘起するようにチョークコイル
にトランス結合された巻線を有する電力誘起回路と、誘
起された電力を上記変換回路の入力側または出力側に帰
還させる電力帰還回路とを備えたので、稼動区間から休
止区間に移行した直後等に現れるチョークコイルや共振
回路等の蓄積エネルギーはスイッチに所定レベル以上の
電圧を発生させることなく、シかも電力誘起回路に誘起
された電力は変換回路の入力側あるいは出力側に帰還さ
れるため、スイッチの保護及び電力の効率的利用が図れ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの一
例を示すブロック図、第２図は本発明の詳細な説明する
タイムチャート、第３図は過電圧により発生した誘起電
力を出力側に帰還させるための他の実施例を示す部分回
路図、第４図は従来のスナバ回路である。 １・・・変換回路、２・・・判定回路、３，４・・・発
振回路、５・・・ゲート駆動回路、６・・・ＡＮＤ回路
、ＤＦＦｌ、２・・・Ｄ−フリップフロップ、Ｅ・・・
商用電源、ＲＬ・・・負荷、Ｄ７・・・ダイオード、Ｃ
２・・・平滑用コンデンサ、Ｔよ、Ｔ２・・・トランス
、Ｔｎｌ・・・巻線（チョークコイル）　、Ｔ　ｎ　２
　”’巻線、Ｌｌ、Ｃ４・・・共振回路を構成するコイ
ルとコンデンサ、ＳＷ・・・スイッチ、ＲＤ・・・出力
電流検出抵抗、Ｖｉｎ・・・入力電圧、ｖＯ・・・負荷
電圧。 特許出願人　　　　松下電工株式会社 代　理　人　　　　弁理士　小谷悦司 同　　　　　　弁理士　長１）正 同　　　　　　弁理士　伊藤孝夫

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、直流電源がチョークコイルとコンデンサからなる直
   列回路に接続され、かつ該コンデンサに、スイッチが並
   列接続されるとともに共振回路と負荷からなる直列回路
   が並列接続される変換回路を有し、該変換回路の出力を
   制御すべく上記スイッチに導かれる入力パルス列に休止
   区間を与えつつ、該スイッチを上記入力パルス列により
   開閉させることにより、上記チョークコイルを介して入
   力される直流電源からの電流を上記変換回路に供給して
   変換出力を得るようにした共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ
   において、上記スイッチに過電圧が発生したとき該過電
   圧により電力を誘起するように上記チョークコイルにト
   ランス結合された巻線を有する電力誘起回路と、誘起さ
   れた電力を上記変換回路の入力側または出力側に帰還さ
   せる電力帰還回路とを備えたことを特徴とする共振型Ｄ
   Ｃ−ＤＣコンバータ。