JPH04165985A - 電動機駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的コ （産業上の利用分野） 本発明は、電動機を可変速駆動する電動機駆動装置に係
り、特にその脱調鍵状態を防止する手段を備えた電動機
駆動装置に関する。

（従来の技術） この種の従来の駆動装置として、ブラシレスモータを可
変速駆動するものについて説明する。

ブラシレスモータの駆動装置においては、ステータコイ
ルと永久磁石形のロータとの相対的位置をホール素子等
の位置検出素子を用いずにステータコイルに生ずる誘起
電圧を含む端子電圧を利用して検出する方式が採用され
るようになってきている。

この従来例を第３図に示す。即ち、１は直流電源、２は
ブラシレスモータ３のステータコイル３Ｕ、３Ｖ及び３
Ｗに通電するためのインバータ回路、４，５及び６はス
テータコイル３Ｕ、３Ｖ及び３Ｗに生ずる誘起電圧を含
む端子電圧ＵＶ、ＶＶ及びＷｖを９０°移相させるフィ
ルタ回路、７はこれらのフィルタ回路４乃至６の出力信
号から中性点電圧ＮＶを得る検出回路、８．９及び１０
は一次遅れ要素たるフィルタ回路４，５及び６の出力信
号と中性点電圧ＮＶとを夫々比較する比較器、１１は制
御回路である。第４図は従来例の動作を示すタイムチャ
ートであり、今、これを参照してＵ相について考えてみ
る。ステータコイル３Ｕに生ずる端子電圧ＵＶ（第４図
（ａ）参照）には、インバータ回路２の転流時に対アー
ム還流ダイオードの導通によって生ずるスパイク状の電
圧成分が含まれている。このスパイク状の電圧成分の影
響をなくすために、端子電圧ＵＶをフィルタ回路４によ
って９０’位相をシフトさせ、第４図（ｂ）で示すよう
な移相電圧ＤＵＶとする。その後、この移相電圧ＤＵＶ
と第４図（ｂ）に示す中性点電圧ＮＶとを比較器８によ
り比較し、第４図（Ｃ）で示すように位置検出信号ＰＳ
Ｕを得る。

他の■及びＷ相についても同様であり、端子電圧Ｖ■及
びＷｖに基づいて比較器９及び１０から第４図（ｄ）及
び（ｅ）で示すように位置検出信号ＰＳＶ及びＰＳＷを
得る。これらの位置検出信号ＰＳＵ、ＰＳＶ及びＰＳＷ
は１８０°通電の１２０°位相の異なる信号となり、こ
れらが制御回路１１に与えられることにより、その制御
回路］１は６つのドライブ信号を出力してインバータ回
路２のスイッチング素子たるトランジスタのベースに与
えるようになる。

しかし、上記構成では端子電圧ＵＶ、ＶＶ及びＷｖに含
まれるスパイク状の電圧成分を除去するために９０’遅
れ位相特性を有するフィルタ回路４乃至６を設けている
ので、フィルタ回路４乃至６の時定数が大きく、このた
め、急激な加減速に追従できない問題があり、また、低
速領域での位置検出が困難になる問題がある。更に、端
子電圧ＵＶ、ＶＶ及びＷｖに含まれるスパイク状の電圧
成分の大きさは、ステータコイル３Ｕ、３Ｖ及び３Ｗの
電流即ち負荷の大きさによって変化するので、負荷変動
が大きいとフィルタ回路４乃至６以降の信号波形に移相
誤差を生ずることになり、安定性に問題がある。

そこで、この問題を解決するためには、ステータコイル
の端子電圧を用いずにインバータ回路の直流側に流れる
直流電流に基づいて電動機を制御する駆動装置が考えら
れる。

その駆動装置について説明する。

先ず、第５図に従って、全体の構成について述べる。１
２は３相の交流電源であり、その３相交流電圧は６個の
ダイオードを３相ブリツジ接続してなる全波整流回路１
３の交流入力端子に与えられるようになっている。この
全波整流回路］３の直流出力電圧はこれとともに直流電
源１４を構成する平滑用コンデンサ１５を介して直流母
線１６゜１７に与えられるようになっている。１８は６
個のスイッチング素子たるトランジスタを３相ブリツジ
接続してなるインバータ回路であり、その入力端子には
直流母線１６．１７間の直流電圧か与えられるようにな
っている。１つは３相４極のプランレスモータであり、
これは、Ｕ、■及びＷ相の固定子巻線２０Ｕ、２０Ｖ及
び２０Ｗを有する固定子２０と、永久磁石形の回転子２
１とを備えている。そして、固定子巻線２０Ｕ、２０Ｖ
及び２０Ｗはスター結線されていて、これらにインバー
タ回路１８の出力端子からの交流出力電圧が供給される
ようになっている。２２はホールＣＴからなる電流検出
器であり、これはインバータ回路１８の直流側部分たる
直流母線１６に設けられている。２３は直流増幅回路で
あり、これは電流検出器２２とともに電流検出手段２４
を構成するものである。そして、電流検出器２２により
検出された直流電流信号１ｄｃは、直流増幅回路２３を
介して力率演算回路２５の入力端子に与えられるように
なっている。この力率演算回路２５は、直流電流信号Ｉ
ｄｃに基づいて力率信号ΔＩｄｃ及び電流変化量ΔＩｄ
ｃ−を演算するもので、その力率信号ΔＩｄｃ及び電流
変化量ΔＩｄｃ−は出力端子から信号として出力されて
Ｖ／Ｆ演算回路２６の入力端子に与えられるようになっ
ている。

このＶ／Ｆ演算回路２６は、力率信号ΔＩｄｃ。

電流変化量ΔＩｄｃ−及び図示しない設定器から与えら
れる速度指令ω８に基づいて電圧信号Ｖ及び周波数信号
Ｆを演算するもので、これらは出力端子から出力されて
ドライブ回路２７の入力端子にうえられるようになって
いる。そして、ドライブ回路２７は、電圧信号Ｖ及び周
波数信号Ｆに基づいてＰＷＭ制御された６つのドライブ
信号を出力端子から出力してインバータ回路１８の６個
のトランジスタのベースに与えられるようになっており
、これにより、ブラシレスモーフ１つの回転子２］は速
度指令値ω８の示す回転速度で回転されるようになって
いる。

次に、その作用につき第６図をも参照して説明する。

第６図には、インバータ回路１８により力率制御を行な
わなかった場合における力率変化に対する電流検出手段
２４の直流電流信号１ｄｃの波形を示す。即ち、力率か
遅れた場合には、同図（ａ）で示すように、出力周波数
の１／６周期（電気角で６０°）毎に波形が変化し、そ
の変化は右上りとなる。反対に、力率が進んだ場合には
、同図（ｃ）で示すように、同周期毎に波形が変化し、
その変化は右下りとなる。そして、力率が略１になった
場合には、同図（ｂ）で示すように、はとんど変化のな
い波形となる。そこで、直流電流信号１ｄｃの波形が電
気角で６０°毎に繰返し変化することから、その電気角
６０°毎の時点（Ｏｏ。

６０°、１２０°、１８０°・・・３６０’）に着目し
、その各時点の直前たるＡ点の電流値１ａと直後たるＢ
点の電流値Ｉｂとの差（Ｉｂ−Ｉａ）を検出し、この差
が零即ち電流値１ａ、Ｉｂが等しくなるように制御する
ことで、第６図（ｂ）に示す如く力率が略１となるよう
にブラシレスモーフ１９を運転する。

（発明が解決しようとする課題） しかしながら、上記電動機駆動装置では、インバータ回
路の直流側に流れる直流電流を基に電動機を駆動するよ
うに制御しているので、電動機の回転子゛の回転に関す
る情報を得ることができない。

従って、例えば、電動機に負荷変動が生じると、印加電
圧と誘起電圧との位相差である負荷角δ。

が変化し、新しい負荷角δ、に落ちつくが、その変化が
急激に発生した場合、回転子の慣性により上記新しい負
荷角δ１に直ちに落ちつくことができず、新しい負荷角
δ、を中心として、その前後に周期的な変化を発生する
問題が生じていた。

また、この変化の度合いが激しいと、負荷角δ。の変化
範囲が大きくなり、脱調する場合もあった。

そこで、本発明は、上記問題点を鑑み、負荷角の変動を
抑制し、税調現象を防止することのできる電動機駆動装
置を提供することを目的とする。

［発明の構成コ （課題を解決するための手段） 上記目的を達成するために、本発明は、直流電源からの
直流電力を任意の周波数を有する交流電力に変換するイ
ンバータ手段を有し、このインバータ手段からの交流電
力により電動機を可変速制御する電動機駆動装置におい
て、前記インバータ手段の直流電流を検出する電流検出
手段と、この電流検出手段からの検出信号を基に、力率
を演算する力率演算手段と、この力率演算手段からの出
力信号と予め設定された基準信号とを基に、前記インバ
ータ手段の制御信号を生成するインバータ制御信号生成
手段と、前記電流検出手段からの検出信号を基に、前記
インバータ制御手段からの正義務余信号を補正する補正
手段と、前記インバータ制御信号生成手段及び前記補正
手段からの出力信号を基に、前記インバータ手段を制御
するインバータ制御手段とを備えたことを特徴とする電
動機駆動装置。

（作用） このように構成された電動機駆動装置によれば、電動機
に印加される電圧周波数の所定電気角の直前直後に流れ
る直流電流の差を基に力率を算出し、この力率を基に電
動機への印加電圧基準信号及び周波基準信号を生成する
。更に、上記直流電流の差を基に上記周波数基準信号を
補正し、上記印加電圧基準信号と上記補正された周波数
基準信号とを基にインバータ手段を制御する。

従って、電動機の回転子の回転に関する情報がなくても
、負荷角の変動を抑制することができ、脱調防止を実現
できる。

（実施例） 以下、本発明の一実施例を図面を用いて説明する。

なお、第１図中、第５図と同一部分については、同一符
号を付し、説明を省略する。

第１図に示すように、本実施例は直流から交流に変換す
る直流リンク部に流れる電流を電流センサ２２により、
検出しその検出電流を直流増幅回路２３へ出力し、そこ
で増幅及びサンプル及ホールド等の処理を行ない、電流
波形を成形する。

前述したように、力率のちがいにより、第６図のような
電流波形となるため、力率を略１に運転するには、直流
電流の差（Ｉｂ−Ｉａ）が零になるよう制御する必要が
ある。そこで、力率演算回路２５では、この電流の差を
力率として演算を行ない、Ｖ／Ｆ演算回路２６へ出力す
る。Ｖ／Ｆ演算回路２６では、上記力率の値と、外部か
らの速度指令値ω８が入力され、指令値ω８により周波
数に比例した出力電圧Ｖｏｕｔ’が決定され、これに力
率が略１、すなわち、電流差が零になるような演算、例
えば（１）（２）式のようなＰＩ制御が施され、最終的
に、電圧値Ｖｏｕｔが決定される。

Ｖｏｕｔ＝Ｖｏｕｔ”　十〇ｐＸ　（Ｉｂ−１ａ）＋Ｖ
ｉ　　　　　　　　　　　　　・・・（１）。

Ｖｉ＝Ｖｉ＋ＧｉＸ　（Ｉ　ｂ−１ａ）−（２）（Ｇｐ
：比例ゲイン、Ｇｉ：積分ゲイン。

Ｖｉ：積分値） また、出力周波数Ｆｏｕｔは、指令値ω８により決定さ
れるが、最終的に印加される周波数Ｆは補正回路２８の
周波数補正値ΔＦとの加算により決まる。

ここで、補正回路２８の動作について述べる。

補正回路２８は、直流増幅回路２３の出力か入力される
が、この入力波形は、第６図のように、電気角６０°の
中では、電流の変化をもっているため、ある１点を基準
に全体の直流電流の変化を知る必要がある。そこで、電
気角６０°のうち、Ａ点（Ｉａ）のみを検出し、この電
流値Ｉａが一定になるように制御を行なう。特に、Ａ点
の電流でなければならない必要はなく、その他の点の電
流でも、かまわないが、本実施例ではＡ点の電流とした
。

すなわち、負荷の急変により負荷角δが変動すると、こ
のインバータ回路１８の直流電流も変動するため、この
直流電流の変動を抑えるように制御することで、負荷角
δの変動を抑制するものである。

第２図（ａ）は負荷角δが変動し、直流電流が変動して
いる時の波形である。

補正回路２８では、Ａ点の直流電流値Ｉａを取り込んで
いる。この取り込まれた電流値Ｉａは、第２図（ａ）の
電流の変動周期ｆ、を有しているため、下式（３）（４
）により、この変動成分を取り除く。（ｆｃ２＝■の時
は微分要素となる。）ｆｃ２＝３Ｘｆ、　　　　　　　
　　　・・・（３）ｆｃ　２　＝閃　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　・・・　（４）（ｆｃ、：下限
のカットオフ周波数。

ｆｃ２：上限のカットオフ周波数） この上式（３）、（４）により得られた出力ＩＡ′は補
正回路２８のゲインにより大きさが決定され、ｆｃ、以
下、ｆＣ２以上の周波数成分をもたない値となる。そし
て、補正回路２８では、さらに、の出力ＩＡ−より例え
ば下式（５）を用いて、周波数補正値ΔＦを演算し、出
力する。

ΔＦ−ＧｆＸ　（ＩＡ−、Ｉ、！’）　　・・・（５）
（Ｇｆニゲイン　ＩＡ−：今回の値 ＩＡ−’：前回の値） この周波数補正値ΔＦはＶ／Ｆ演算回路２６の周波数出
力Ｆｏｕ　ｔと加算器２９にて下式（６）のような演算
が施され、最終的な周波数出力Ｆを得る。

Ｆ＝Ｆｏｕｔ−ΔＦ　　　　　　　　　　−（６）そし
て、ドライブ回路３０にて、加算器２９からの周波数出
力Ｆ°及びＶ／Ｆ演算回路２６からの電圧値Ｖｏｕｔと
により、インバータ回路１８を構成するトランジスタ（
図示せず）へドライブ信号を出力し、インバータ回路１
８の制御を行ない、モータ１９を可変速制御する。

上述のように、補正回路２８は、直流電流の波形から電
流の変動、すなわち負荷角δの変動を検出し、上式を用
いて、変動周期に応じた周波数補正値ΔＦを求めること
によって、電流か増える変動に対しては、周波数を下げ
るように、また、電流が減る変動に対しては、周波数を
上げるような制御を行ない、負荷角δの変動を制御する
ものである。（もちろん、電流変動がなくなればΔＦは
零となるため、Ｆ−Ｆｏｕｔとなり、一定周波数となる
。） 第２図（ｂ）は、この補正回路２８を用い実施例で、制
御したときに、電流変動が抑制された波形である。

尚、上記した実施例においては、カットオフ周波数を上
式のように決定したが、これに限らず、制御対象となる
電動機に合わせて、決定しても良く、また周波数補正値
ΔＦに上限、下限値を設けて、ある範囲で決定しても良
い。さらに、本実施例では、周波数に補正を加えるよう
に、行なったが位相に補正を加える位相補正としても、
同等の効果が得られる。

さらに、本実施例を実行する際、ハードウェア。

ソフトウェアどちらでも可能である。

［発明の効果］ 以上述べたように、本発明の電動機駆動装置によれば、
補正手段により、負荷が急変した時の負荷角δの変動を
インバータ手段の直流電流の変動として、とらえ、この
変動を基に、インバータ手段の制御信号を補正するよう
にしたので、直流電流の変動を常時抑制できる。また、
これにより税調防止も実現できる。さらに、特別なセン
サを用いることなく、負荷角δの変動を抑制できるとい
う極めて有用な効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す概要構成図、第２図は
直流電流を示す波形図で、（ａ）は負荷角δが変動して
いる場合、（ｂ）は負荷角δの変動を抑制した場合を各
々示す波形図、第３図及び第５図は従来の電動機駆動装
置の概要構成図、第１４・・・直流電流、　１８・・・
インバータ回路、２２・・・電流検出器、　２３・・・
直流増幅回路、２４・・・電流検出手段、　２５・・・
力率演算回路、２６・・・Ｖ／Ｆ演算回路、　２８・・
・補正回路、２９・・・加算器、　３０・・・ドライブ
回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 　直流電源からの直流電力を任意の周波数を有する交流
   電力に変換するインバータ手段を有し、このインバータ
   手段からの交流電力により電動機を可変速制御する電動
   機駆動装置において、前記インバータ手段の直流電流を
   検出する電流検出手段と、この電流検出手段からの検出
   信号を基に、力率を演算する力率演算手段と、この力率
   演算手段からの出力信号と予め設定された基準信号とを
   基に、前記インバータ手段の制御信号を生成するインバ
   ータ制御信号生成手段と、前記電流検出手段からの検出
   信号を基に、前記インバータ制御手段からの制御信号を
   補正する補正手段と前記インバータ制御信号生成手段及
   び前記補正手段からの出力信号を基に、前記インバータ
   手段を制御するインバータ制御手段とを具備することを
   特徴とする電動機駆動装置。