JPH0417033B2 - - Google Patents
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- JPH0417033B2 JPH0417033B2 JP61048638A JP4863886A JPH0417033B2 JP H0417033 B2 JPH0417033 B2 JP H0417033B2 JP 61048638 A JP61048638 A JP 61048638A JP 4863886 A JP4863886 A JP 4863886A JP H0417033 B2 JPH0417033 B2 JP H0417033B2
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- Japan
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- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 25
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000005347 demagnetization Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 239000012925 reference material Substances 0.000 description 1
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の目的〕
（産業上の利用分野）
本発明は永久磁石を使用した同期電動機の制御
装置に係り、特に電流制御のマイナーループ構成
し定出力特性制御を行う、永久磁石式同期電動機
の速度制御装置に関する。
装置に係り、特に電流制御のマイナーループ構成
し定出力特性制御を行う、永久磁石式同期電動機
の速度制御装置に関する。
（従来の技術）
永久磁石同期電動機をACサーボとして実現す
る場合の従来の実施例を第３図に示す。
る場合の従来の実施例を第３図に示す。
同図において、直流電流１から供給された電力
はインバータブリツジ２によりPWM（パルス幅
変調）制御され、電流検出器３，４，５を介して
永久磁石同期電動機６に電流を流す。永久磁石同
期電動機６に直結した位置センサ７は前記電動機
６の回転子の位置を検出し、位置検出機９で位置
検出信号となる。
はインバータブリツジ２によりPWM（パルス幅
変調）制御され、電流検出器３，４，５を介して
永久磁石同期電動機６に電流を流す。永久磁石同
期電動機６に直結した位置センサ７は前記電動機
６の回転子の位置を検出し、位置検出機９で位置
検出信号となる。
上記位置検出信号は速度検出器１０により速度
の検出信号に変換され、速度基準８と比較されて
前記電動機６の速度を制御する。
の検出信号に変換され、速度基準８と比較されて
前記電動機６の速度を制御する。
速度基準８の出力と速度検出器１０の出力との
誤差は、増幅器１１により増幅され、トルク基準
T*として出力される。
誤差は、増幅器１１により増幅され、トルク基準
T*として出力される。
トルク基準T*と、位置検出器９の出力を受け
て、電流基準発生器１２は３相の電流基準IU *，
IV *，IW *を出力する。これらの電流基準IU *，IV *，
IW *の大きさはトルク基準T*に比例し、正弦波ま
たは方形波の信号として出力される。以下は正弦
波の場合について説明するものとする。
て、電流基準発生器１２は３相の電流基準IU *，
IV *，IW *を出力する。これらの電流基準IU *，IV *，
IW *の大きさはトルク基準T*に比例し、正弦波ま
たは方形波の信号として出力される。以下は正弦
波の場合について説明するものとする。
Ｕ相電流基準IU *とＵ相電流IU（電流検出器３に
より検出したもの）との誤差が増幅器１３により
増幅され、比較器１７によりPWM変調用の３角
波発生器１６の出力と比較されてPWM信号とな
る。この信号は駆動回路２０を介して、インバー
タブリツジ２のＵ相のトランジスタをオンオフ制
御しＵ相の電流を制御する。
より検出したもの）との誤差が増幅器１３により
増幅され、比較器１７によりPWM変調用の３角
波発生器１６の出力と比較されてPWM信号とな
る。この信号は駆動回路２０を介して、インバー
タブリツジ２のＵ相のトランジスタをオンオフ制
御しＵ相の電流を制御する。
Ｖ相，Ｗ相に関しても同様に電流基準IV *，IW *
と電流IV，IWの誤差が増幅器１４，１５により増
幅され、比較器１８，１９により３角波と比較さ
れてPWM信号が出力される。
と電流IV，IWの誤差が増幅器１４，１５により増
幅され、比較器１８，１９により３角波と比較さ
れてPWM信号が出力される。
（発明が解決しようとする問題点）
上述のシステムは交流サーボシステムとして周
知のものである。サーボとしては何ら支障ない
が、この交流サーボシステムを工作機の主軸等に
利用する場合、定速範囲は定トルク特性、高速範
囲は定出力特性にしたい要求がある。
知のものである。サーボとしては何ら支障ない
が、この交流サーボシステムを工作機の主軸等に
利用する場合、定速範囲は定トルク特性、高速範
囲は定出力特性にしたい要求がある。
従来この様な場合は制御回路に複雑なマイクロ
コンピユータを使用すれば、速度上昇に従つて電
流基準位相を進めることにより高速運転が可能で
あつたが、マイクロコピユータを使用しない一般
のサーボ制御装置では、回路が複雑で実現出来な
かつた。これらの詳細について第４図に従つて説
明する。
コンピユータを使用すれば、速度上昇に従つて電
流基準位相を進めることにより高速運転が可能で
あつたが、マイクロコピユータを使用しない一般
のサーボ制御装置では、回路が複雑で実現出来な
かつた。これらの詳細について第４図に従つて説
明する。
第４図ａは、同期電動機の等価回路であり、
V1は端子電圧、Ｉは電流、E0は逆起電力、IXは
リアクタンス降下を示す。同期電動機を使用した
交流サーボでは(C)に示す様に、逆起電力E0と電
流Ｉが同相になる様制御することが最大トルクが
出せるので、電流基準IU *は位置検出器９の出力
により逆起電圧と同相にしている。しかし、電動
機逆起電流E0が回転数と共に上昇し、ピーク値
が直流電源１の電圧以上になると電流Ｉは流せな
くなり、第５図のａ，ｃ，ｅの線で示す如く、速
度N2以上で発生トルク即ち電動機出力は急速に
減少し速度N3以上では使用できなくなる。速度
N4間で使用したい場合はａ→ｄの特性の電動機
を採用することになり電動機の出力容量が増大
し、大きさ、経済性が問題となつていた。
V1は端子電圧、Ｉは電流、E0は逆起電力、IXは
リアクタンス降下を示す。同期電動機を使用した
交流サーボでは(C)に示す様に、逆起電力E0と電
流Ｉが同相になる様制御することが最大トルクが
出せるので、電流基準IU *は位置検出器９の出力
により逆起電圧と同相にしている。しかし、電動
機逆起電流E0が回転数と共に上昇し、ピーク値
が直流電源１の電圧以上になると電流Ｉは流せな
くなり、第５図のａ，ｃ，ｅの線で示す如く、速
度N2以上で発生トルク即ち電動機出力は急速に
減少し速度N3以上では使用できなくなる。速度
N4間で使用したい場合はａ→ｄの特性の電動機
を採用することになり電動機の出力容量が増大
し、大きさ、経済性が問題となつていた。
そこで第４図ｂに示す如く、逆起電力E0１の
場合、最大で端子電圧V1が確保可能な場合を考
えると、逆起電圧E0２に上昇した場合、電流I1を
同相で流した場合、端子電圧はV11が必要とな
り、前述の理由により運転不能となる。しかし電
流をI2の如くφだけ進めると端子電圧はV1であり
運転可能となる。この様に速度が上昇するに従つ
て電流位相（即ち電流基準位相）をマイコンを使
用して、ある関数に従つて進めることにより第５
図のａ−ｂ−ｆの特性を実現出来ることが知られ
ている。
場合、最大で端子電圧V1が確保可能な場合を考
えると、逆起電圧E0２に上昇した場合、電流I1を
同相で流した場合、端子電圧はV11が必要とな
り、前述の理由により運転不能となる。しかし電
流をI2の如くφだけ進めると端子電圧はV1であり
運転可能となる。この様に速度が上昇するに従つ
て電流位相（即ち電流基準位相）をマイコンを使
用して、ある関数に従つて進めることにより第５
図のａ−ｂ−ｆの特性を実現出来ることが知られ
ている。
しかし、このような電流基準の位相シフトをハ
ード回路で簡単に実現することが出来なかつたの
で、従来は第５図のａ−ｄの特性の様に、定出力
範囲が２倍必要な場合は、ほぼ２倍の容量の電動
機を採用していたので電動機の大きさ、経済性に
問題があつた。
ード回路で簡単に実現することが出来なかつたの
で、従来は第５図のａ−ｄの特性の様に、定出力
範囲が２倍必要な場合は、ほぼ２倍の容量の電動
機を採用していたので電動機の大きさ、経済性に
問題があつた。
本発明の目的は、簡単な回路の追加により電流
基準位相進み回路を構成して定電力範囲を制御可
能とし、電動機の容量低下、小形化、経済性の向
上を図つた永久磁石同期電動機の速度制御装置を
提供することにある。
基準位相進み回路を構成して定電力範囲を制御可
能とし、電動機の容量低下、小形化、経済性の向
上を図つた永久磁石同期電動機の速度制御装置を
提供することにある。
参考資料
IECON′84、 conference sheet−1111“Ａ
HIGH PERFORMANCE AC SERVO
SYSTEM WITH PERMANENT MAGNET
SYNCHRONOUS MOTROR”長岡技大 難波
江、他 〔発明の構成〕 （問題点を解決するための手段） 本発明は上記目的を達成するために、永久磁石
式の同期電動機に交流電流を供給するインバータ
と、前記同期電動機の回転子位置を検出する位置
検出回路と、位置検出信号で定められた位相の電
流基準に前記交流電流が一致するように制御する
電流制御回路を備えた装置において、電気同期電
動機の速度を検出する速度検出器と、速度の関数
で変化する補正信号を出力する関数発生手段と、
前記補正信号と他相の電流基準を乗算して自相の
電流基準に加算し実際の電流基準を得る演算手段
を設け電流基準が速度に応じて進み位相になるよ
うに構成する。
HIGH PERFORMANCE AC SERVO
SYSTEM WITH PERMANENT MAGNET
SYNCHRONOUS MOTROR”長岡技大 難波
江、他 〔発明の構成〕 （問題点を解決するための手段） 本発明は上記目的を達成するために、永久磁石
式の同期電動機に交流電流を供給するインバータ
と、前記同期電動機の回転子位置を検出する位置
検出回路と、位置検出信号で定められた位相の電
流基準に前記交流電流が一致するように制御する
電流制御回路を備えた装置において、電気同期電
動機の速度を検出する速度検出器と、速度の関数
で変化する補正信号を出力する関数発生手段と、
前記補正信号と他相の電流基準を乗算して自相の
電流基準に加算し実際の電流基準を得る演算手段
を設け電流基準が速度に応じて進み位相になるよ
うに構成する。
（作用）
上記構成において、永久磁石式同期電動機の速
度が変化すると関数発生手段は上記速度の関数で
変化する補正信号を出力する。演算手段はこの補
正信号と他相の電流基準を乗算して自相の電流基
準に加算し、進み位相とした実際の電流基準を出
力する。これにより、同期電動機の端子電圧を上
昇することなく高速運転を行ない定出力特性の運
転が可能となる。
度が変化すると関数発生手段は上記速度の関数で
変化する補正信号を出力する。演算手段はこの補
正信号と他相の電流基準を乗算して自相の電流基
準に加算し、進み位相とした実際の電流基準を出
力する。これにより、同期電動機の端子電圧を上
昇することなく高速運転を行ない定出力特性の運
転が可能となる。
（発明の実施例）
本発明による実施例の構成を第１図に示す。第
３図と同一部分は、同一番号をつけたので説明は
省略する。なお、第１図では、本発明の主要部で
ある電流基準の構成部分を中心に記してあり他の
部分は第３図と同じである。
３図と同一部分は、同一番号をつけたので説明は
省略する。なお、第１図では、本発明の主要部で
ある電流基準の構成部分を中心に記してあり他の
部分は第３図と同じである。
第１図において、速度検出器１０の出力から回
転方向検出器２１により電動機の回転方向を検出
し、回転方向が正転の場合は接点２３，２５が閉
じ、逆回転の場合は接点２２，２４が閉じるよう
に各接点を動作させる。関数発生器２６は速度検
出器１０の出力が設定速度以下では零を、設定速
度以上では速度上昇に応じて出力を増加させるよ
うな出力信号を発生させる。関数発生器２６の出
力V26と前記接点２２または２３を介した信号IV *
またはIW *は掛算器２７で積算されて信号V27と
なり加算回路２９で電流基準IU *に加算して第２
の電流基準IU **となる。この第２の電流基準IU **
と検出した電流IUの誤差が増幅器１３により増幅
されて制御するので電動機の電流IUは第２の電流
基準IU **と一致する様に制御される。
転方向検出器２１により電動機の回転方向を検出
し、回転方向が正転の場合は接点２３，２５が閉
じ、逆回転の場合は接点２２，２４が閉じるよう
に各接点を動作させる。関数発生器２６は速度検
出器１０の出力が設定速度以下では零を、設定速
度以上では速度上昇に応じて出力を増加させるよ
うな出力信号を発生させる。関数発生器２６の出
力V26と前記接点２２または２３を介した信号IV *
またはIW *は掛算器２７で積算されて信号V27と
なり加算回路２９で電流基準IU *に加算して第２
の電流基準IU **となる。この第２の電流基準IU **
と検出した電流IUの誤差が増幅器１３により増幅
されて制御するので電動機の電流IUは第２の電流
基準IU **と一致する様に制御される。
Ｗ相の電流制御回路もＵ相と同様に、関数発生
器２６の出力V26と接点２４または２５を介して
入力される信号IU *またはIV *を掛算器２８により
積算して出力V28とし加算回路３０で、電流基準
IW *に加算し、第２の電流基準IW **として出力す
る。Ｖ相に関してはIU **とIW **を加算回路３１で
加算することにより第２の電流基準IV **としてい
る。
器２６の出力V26と接点２４または２５を介して
入力される信号IU *またはIV *を掛算器２８により
積算して出力V28とし加算回路３０で、電流基準
IW *に加算し、第２の電流基準IW **として出力す
る。Ｖ相に関してはIU **とIW **を加算回路３１で
加算することにより第２の電流基準IV **としてい
る。
第２図ａは関数発生器２６の入，出力特性を示
す。すなわち、入力信号である速度がN1以下の
場合は、出力V26は零であり、速度がN1を超える
と設定された関数にしたがつて出力が増加する。
す。すなわち、入力信号である速度がN1以下の
場合は、出力V26は零であり、速度がN1を超える
と設定された関数にしたがつて出力が増加する。
一方、電動機が回転して、正転の場合は接点２
３が閉となるので、第２の電流基準IU **はIU *と
V27の和となりV27はIW *とV26の積なので第２図
ｂのベクトル図で表すことができる。速度N1以
下の場合はV27は常に零であるので第２の電流基
準IU **はIU *と等しい。速度がN1を超えるとV27は
速度と共にV27a，ｂ，ｃ，ｄと増加するので第
２の電流基準IU **はIU **ａ，ｂ，ｃ，ｄに示す様
に次第に位相が進みIU *とV27の大きさが等しくな
つた時点で60°位相が進むことになる。この位相
の進む角度の限界はIU *とV27の加算比率を変える
ことにより行うことが可能であるが、ここでは
60°位相進み限界とすることで説明する。
３が閉となるので、第２の電流基準IU **はIU *と
V27の和となりV27はIW *とV26の積なので第２図
ｂのベクトル図で表すことができる。速度N1以
下の場合はV27は常に零であるので第２の電流基
準IU **はIU *と等しい。速度がN1を超えるとV27は
速度と共にV27a，ｂ，ｃ，ｄと増加するので第
２の電流基準IU **はIU **ａ，ｂ，ｃ，ｄに示す様
に次第に位相が進みIU *とV27の大きさが等しくな
つた時点で60°位相が進むことになる。この位相
の進む角度の限界はIU *とV27の加算比率を変える
ことにより行うことが可能であるが、ここでは
60°位相進み限界とすることで説明する。
この様な第２の電流基準を３相に関してベクト
ル図として表現したものが第２図ｃである。
ル図として表現したものが第２図ｃである。
逆回転の場合は第２図ｄに示す様に電流基準IU
＊，IU *，IW *の相回転が逆転するので、接点２２，
２４を閉として電流基準IU *にはIV *とV26の積で
あるV27を加算することにより第２の電流基準IU *
＊の位相進みを実現している。
＊，IU *，IW *の相回転が逆転するので、接点２２，
２４を閉として電流基準IU *にはIV *とV26の積で
あるV27を加算することにより第２の電流基準IU *
＊の位相進みを実現している。
以上説明した様に電動機の速度が設定値（N1）
以上になると電流位相を進め電動機端子電圧を上
昇させることなく電動機に電流を流すことが可能
であるので高速まで運転が可能となる。今位相進
み角をφ，電動機電流をＩ，インバータブリツジ
の直流電源１の電圧をVd，ｋを定数とすれば、
電動機への最大入力電力Pnaxは(1)式で近似され
る。
以上になると電流位相を進め電動機端子電圧を上
昇させることなく電動機に電流を流すことが可能
であるので高速まで運転が可能となる。今位相進
み角をφ，電動機電流をＩ，インバータブリツジ
の直流電源１の電圧をVd，ｋを定数とすれば、
電動機への最大入力電力Pnaxは(1)式で近似され
る。
Pnax≒kVdIcpsφ (1)
φを60°とすれば、電動機への最大入力の1/2の
電動機入力が可能となる。
電動機入力が可能となる。
また、本発明の特徴の一つは、第２の電流基準
IU **の大きさが電流基準IU *と、ほとんど変らな
いことであり、このことは電流マイナーループを
構成した場合電流基準の最大値を制限することに
より、インバータ部や、電動機の保護を考えてあ
る点から、重要な利点である。
IU **の大きさが電流基準IU *と、ほとんど変らな
いことであり、このことは電流マイナーループを
構成した場合電流基準の最大値を制限することに
より、インバータ部や、電動機の保護を考えてあ
る点から、重要な利点である。
以上説明した様に本実施例によれば、複雑なマ
イコン回路を使用しなくても簡単に電動機速度の
上昇につれて、電流基準の位相を進めることが可
能である。更に位相が変化しても電流基準の大き
さはほとんど変化しないことから、永久磁石式同
期電動機の端子電圧を上昇させないで高速運転が
可能となり、電動機及び制御装置の容量を小さく
することが可能となり、更に電流制限値がほとん
ど変化しないので、インバータ部の素子保護協調
や永久磁石の減磁防止が可能となる。
イコン回路を使用しなくても簡単に電動機速度の
上昇につれて、電流基準の位相を進めることが可
能である。更に位相が変化しても電流基準の大き
さはほとんど変化しないことから、永久磁石式同
期電動機の端子電圧を上昇させないで高速運転が
可能となり、電動機及び制御装置の容量を小さく
することが可能となり、更に電流制限値がほとん
ど変化しないので、インバータ部の素子保護協調
や永久磁石の減磁防止が可能となる。
なお、Ｖ相の第２の電流基準IV **をIU **とIW **
より合成しているが、他の２相と同様に、掛算回
路を追加することにより、IU *，IV *，IW *より合
成できることは云うまでもない。
より合成しているが、他の２相と同様に、掛算回
路を追加することにより、IU *，IV *，IW *より合
成できることは云うまでもない。
また、関数発生器２６の出力特性は第２図ａと
異つて速度N1とN2の間を直線にすることでも実
用上支障なくまた、電流基準IU *とV27の加算比率
を変えることにより位相進み角の限界を調整する
ことが可能である。
異つて速度N1とN2の間を直線にすることでも実
用上支障なくまた、電流基準IU *とV27の加算比率
を変えることにより位相進み角の限界を調整する
ことが可能である。
永久磁石同期電動機の電流マイナーループによ
り電流制御を行つてトルク制御や速度制御を行う
場合、電動機の速度が設定値以上になつたとき、
これを関数発生器で検出し、この出力と掛算回路
で120°位相の進んだ電流基準との積を算出し元の
電流基準に加算して、第２の電流基準として電流
マイナーループを構成することにより、簡単な回
路で電動機の端子電圧を上昇させないで電流を流
せるようにすることにより、永久磁石電動機の広
範囲な速度制御を可能とし、電動機の小形化、制
御装置の小形化、経済性向上を達成することがで
きる。更に、第２の電流基準を大きさは、位相変
化による変化分が少なく、制御装置、電動機の保
護信頼性を著しく向上させることができる。
り電流制御を行つてトルク制御や速度制御を行う
場合、電動機の速度が設定値以上になつたとき、
これを関数発生器で検出し、この出力と掛算回路
で120°位相の進んだ電流基準との積を算出し元の
電流基準に加算して、第２の電流基準として電流
マイナーループを構成することにより、簡単な回
路で電動機の端子電圧を上昇させないで電流を流
せるようにすることにより、永久磁石電動機の広
範囲な速度制御を可能とし、電動機の小形化、制
御装置の小形化、経済性向上を達成することがで
きる。更に、第２の電流基準を大きさは、位相変
化による変化分が少なく、制御装置、電動機の保
護信頼性を著しく向上させることができる。
第１図は本発明の実施例、第２図は第１図の動
作説明図、第３図の従来回路、第４図は同期電動
機の動作説明図、第５図は永久磁石同期電動機の
速度と電動機出力特性図である。 １……直流電源、２……インバータブリツジ、
３，４，５……電流検出器、６……永久磁石同期
電動機、７……位置センサ、８……速度基準、９
……位置検出器、１０……速度検出器、１１，１
３，１４，１５……増幅器、１２……電流基準発
生器、１６……３角波発生器、１７，１８，１９
……比較器、２０……駆動回路、２１……回転方
向検出器、２２，２３，２４，２５……接点、２
６……関数発生器、２７，２８……掛算器、２
９，３０，３１……加算回路。
作説明図、第３図の従来回路、第４図は同期電動
機の動作説明図、第５図は永久磁石同期電動機の
速度と電動機出力特性図である。 １……直流電源、２……インバータブリツジ、
３，４，５……電流検出器、６……永久磁石同期
電動機、７……位置センサ、８……速度基準、９
……位置検出器、１０……速度検出器、１１，１
３，１４，１５……増幅器、１２……電流基準発
生器、１６……３角波発生器、１７，１８，１９
……比較器、２０……駆動回路、２１……回転方
向検出器、２２，２３，２４，２５……接点、２
６……関数発生器、２７，２８……掛算器、２
９，３０，３１……加算回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 永久磁石式の同期電動機に交流電流を供給す
るインバータと、前記同期電動機の回転子位置を
検出する位置検出回路と、位置検出信号で定めら
れた位相の電流基準に前記交流電流が一致するよ
うに制御する電流制御回路を備えた装置におい
て、前記同期電動機の速度を検出する速度検出器
と、速度の関数で変化する補正信号を出力する関
数発生手段と、前記補正信号と他相の電流基準を
乗算して自相の電流基準に加算し実際の電流基準
を得る演算手段を設けたことを特徴とする永久磁
石式同期電動機の速度制御装置。 ２ 前記他相の電流基準は前記同期電動機の回転
方向を検出する回転方向検出器の出力に応じて相
回転が反転して選択されるように構成したことを
特徴とする前記特許請求の範囲第１項記載の永久
磁石式同期電動機の速度制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61048638A JPS62207190A (ja) | 1986-03-07 | 1986-03-07 | 永久磁石式同期電動機の速度制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61048638A JPS62207190A (ja) | 1986-03-07 | 1986-03-07 | 永久磁石式同期電動機の速度制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62207190A JPS62207190A (ja) | 1987-09-11 |
| JPH0417033B2 true JPH0417033B2 (ja) | 1992-03-25 |
Family
ID=12808911
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61048638A Granted JPS62207190A (ja) | 1986-03-07 | 1986-03-07 | 永久磁石式同期電動機の速度制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62207190A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05336789A (ja) * | 1992-06-01 | 1993-12-17 | Fanuc Ltd | モータの制御方式 |
-
1986
- 1986-03-07 JP JP61048638A patent/JPS62207190A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62207190A (ja) | 1987-09-11 |
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