JPH0417296A - 放電ランプ点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、メタルハライドランプなどの放電ランプの点
灯を制御する放電ランプ点灯装置に関するものである。

従来の技術 メタルハライドランプなどの放電ランプの動作の間に一
般に発生する有害な電気泳動および音響共振作用を低減
または実質的に除去するために、放電ランプの一対の電
極間に比較的高い電圧を供給して、放電ランプに封入さ
れた励起可能な成分を励起し、その後この励起を維持す
るために、前記一対の電極に所定範囲内の大きさを有し
かつ所定の繰り返し速度を有する矩形波電流を供給し、
さらには前記矩形波電流を前記電極に供給する方向を周
期的に交互に変更する方法を用いることは既に特開平２
−１０６９７号公報で知られている。

発明が解決しようとする課題 しかし、上記方法を実施する装置は公開公報にも見られ
るように非常に複雑なものであり、実用上極めて不利で
ある。

本発明は上記問題を解決するもので、共振回路を用い、
簡単な構成で確実に起動できる放電ランプ点灯装置を提
供することを目的とするものである。

課題を解決するための手段 上記課題を解決するために、本発明のランプ点灯装置は
、直流電源と、この直流電源により駆動されて発振する
インバータ手段と、このインバータ手段に接続されたチ
ョークコイルとコンデンサの直列回路からなる共振回路
と、前記チョークコイルとコンデンサの接続点に接続さ
れた放電ランプと、ランプ電圧およびランプ電流の少な
くとも一方を検出するランプ特性検出手段と、このラン
プ特性検出手段の出力信号により前記インバータ手段の
発振周波数またはデユーティ比を可変して前記放電ラン
プの点灯を制御する点灯制御手段とを備えたものである
。

さらに、本発明の共振回路は第１のコンデンサとチョー
クコイルと第２のコンデンサとの直列回路からなり、放
電ランプは前記チョークコイルと第２のコンデンサの接
続点に接続され、前記第１のコンデンサの容量は第２の
コンデンサの容量に比べて大きく構成されたものである
。

さらに、本発明のインバータ手段は直流電源投入時に低
い周波数で発振し、ランプ電圧検出手段はこのときに生
じる低い周波数の電圧に高い周波数の共振電圧が重畳さ
れた電圧を検出し、点灯制御手段はランプ電圧検出手段
で検出された信号によりインバータ手段の発振周波数を
高い周波数に変え、これにより共振回路に高い共振電圧
を発生させるように構成されたものである。

さらに、本発明の点灯制御手段は、共振回路に発生した
高い゛共振電圧により放電ランプが起動されたときにイ
ンバータ手段の発振周波数を徐々に変化させて低下させ
る手段を有するものである。

さらに、本発明の点灯制御手段は鋸歯状波発生手段また
は三角波発生手段を有し、インバータ手段の発振周波数
を高い周波数に変えるときに、前記鋸歯状波発生手段ま
たは三角波発生手段の出力電圧に応じて発振周波数を所
定の範囲内で変化されるように構成されたものである。

さらに、本発明の点灯制御手段は、インバータ手段が高
い発振周波数で発振したときに動作し、所定時間内でイ
ンバータ手段の発振周波数が低下しないときインバータ
手段の発振を停止させる起動電圧タイマ手段を有するも
のである。

さらに、本発明のチョークコイルは対向する一対のコア
の中央脚間にセンターギャップを有するか、あるいはチ
ョークコイルは対向する一対のコアの中央脚および両端
脚間を通してスペースギャップを有する構成にしたもの
である。

作用 上記構成により、点灯制御手段がインバータ手段の発振
周波数を変化したときに、チョークコイルとコンデンサ
とによりたとえば１００ＫＨｘ前後の高い周波数でコン
デンサに高い共振電圧が発生して放電ランプを起動し、
ランプ特性検出手段が起動したことを検出し、起動後は
チョークコイルを通して流れるｌ０ＫＨ！前後の低い周
波数の電流により放電ランプを始動点灯する。このよう
に、共振回路のコンデンサに高電圧を発生させることに
より放電ランプを確実に起動させることができる。

また、インバータ手段にシリーズインバータを採用する
ときは、共振用の第２のコンデンサの容量に比べて１０
倍以上大きい容量の電流反転用の第１のコンデンサをチ
ョークコイルと第２のコンデンサの共振回路に接続する
ことにより、同様にチョークコイルと第２のコンデンサ
とにより１００にｌ（１前後の高い周波数で第２のコン
デンサに高い共振電圧が発生し、放電ランプを確実に起
動できる。

また、直流電源が投入されたときにインバータ手段は低
い周波数で発振し、このときに生じる低い周波数の電圧
に、チョークコイルとコンデンサの共振回路により発生
する高い周波数の共振電圧が重畳され、この電圧がラン
プ電圧検出手段で検出され、この検出電圧によりインバ
ータ手段は高い周波数で発振し、このときに発生するさ
らに高い共振電圧により放電ランプが起動するので、直
流電源の投入からランプ起動への移行が円滑に行われる
。

また、起動から点灯に移行するとき、インバータ手段の
発振周波数を一挙に元の低い周波数に下げることなく、
徐々に低下させるようにすれば、共振電圧の急激な低下
による始動の停止を避けることができる。

また、インバータ手段の発振周波数を高い周波数に変え
るときに、鋸歯状波発生手段または三角波発生手段によ
りチョークコイルとコンデンサとで決まる共振周波数を
含んだ所定範囲内の周波数でインバータ手段の発振周波
数を変えるので、チョークコイルのインダクタンスやコ
ンデンサの容量がばらついたり、ずれたりしても、必ず
起動できる高い共振電圧を発生させることができる。こ
れにより共振電圧の発生が短時間となって大電流が長時
間流れることはなく、部品の信頼性を高めることができ
るとともに、直流電源の出力電圧の低下を防止できる。

また、上記共振電圧の発生が所定時間続くと、起動タイ
マ手段はインバータ手段の発振を停止し、点灯装置の破
損を防止できるとともに、安全性を確保できる。

さらに、チョークコイルの対向する一対のコアの中央脚
間にセンターギャップを設けることにより、あるいはチ
ョークコイルの対向する一対のコアの中央脚および両端
脚間を通してスペースギャップを設けることにより、チ
ョークコイルのインダクタンスの飽和が避けられ、これ
によりチョークコイルに大電流が流れて放電ランプの破
損を防止できるとともに、センターギャップとした場合
には特に漏れ磁束を少なくできて、周囲の影響によるイ
ンダクタンスの値の変化を小さくでき、またスペースギ
ャップとした場合には２つのコアを離すことができるた
めコアの絶縁がしやすくなる。

実施例 以下本発明の一実施例を図面に基づいて説明する。

第１図は本発明の一実施例の放電ランプ点灯装置の基本
構成を示すブロック図である。第１図において、１は直
流電源であり、インバータ回路２は直流電源１により駆
動されて所定の周波数のクロック信号を発振する。この
インバータ回路２は負荷回路としてチョークコイル３お
よび共振用のコンデンサ、４の直列回路からなる共振回
路と、チョークコイル３とコンデンサ４の接続点に接続
された例えばメタルハイランドランプなどの放電ランプ
５とを有している。さらに負荷回路には共振回路に直列
に接続されて放電ランプ５の起動を検出し、その後の始
動や定格点灯などを制御するためのランプ電圧を検出す
るランプ電圧検出回路６と負荷回路に流れる電流を検出
するランプ電流検出回路７が設けられている。このラン
プ電圧検出回路６どランプ電流検出回路７の出力信号は
点灯制御回路８に入力され、点灯制御回路８はこれらに
基づいてインバータ回路２の発振周波数またはそのデユ
ーティ比を可変し、放電ランプ５の点灯動作を制御する
。

次に、上記構成による動作を説明する。直流電源１が投
入されたときに、インバータ回路２はまず２　ＫＨ！程
度の低い周波数で発振し、この低い周波数の電圧をチョ
ークコイル３およびコンデンサ４の共振回路に印加する
。このときに生じる低い周波数の電圧に共振回路による
高い周波数の共振電圧が重畳され、共振回路に接続され
たランプ電圧検出回路６はこの共振電圧を検出し、点灯
制御回路８はこの検出電圧によりインバータ回路２の発
振周波数を高い周波数に変化させ、共振回路によりたと
えばＩＧＱＫｌｈ前後の高い周波数でコンデンサ４に高
い共振電圧を発生させる。このときコンデンサ４に発生
した高い共振電圧により放電ランプ５は起動し、多くの
電流が放電ランプ５を通して流れる。放電ランプ５に電
流が流れると放電ランプ５の両端の電圧は低下する。こ
のとき、ランプ電圧検出回路６はコンデンサ４に流れる
電流が急激に減少したことをランプ電圧検出回路６での
電圧降下で検出することにより放電ランプ５が起動した
ことを検出し、点灯制御回路８はこの低下したランプ電
圧検出回路６の検出電圧によりインバータ回路２の発振
周波数がｌｏＫＨｘ前後の低い周波数になるように制御
し、ランプ電圧が低いときはインバータ回路２の発振周
波数を低くしてチョークコイル３を通して放電ランプ５
に流れる電流を大きくし、ランプ電圧が高いときはイン
バータ回路２の発振周波数を高くして、チョークコイル
３を通して放電ランプ５に流れる電流を小さくし、放電
ランプ５を定格点灯するように制御する。

チョークコイル３はインダクタンスが飽和すると大電流
が流れて放電ランプ５を破損するため、インダクタンス
を飽和させないように第２図に示すような構成を有して
いる。第２図（ａ）はチョークコイル３の対向する一対
のコア９ａの中央脚にセンターギャップ１０ａを有する
構成を示し、第２図ｆｂ）　はチョークコイル３の対向
する一対のコア９ｂの中央脚および両端脚を通してスペ
ースギャップｔａｂを有する構成を示す。第２図（ａ）
のものは、両端脚で漏れ磁束が少なく、周囲の影響によ
るインダクタンス値の変化が小さい。また、第２図（ｂ
）のものはコアの絶縁がしやすい。

第３図はインバータ回路２の要部を示す回路図である。

第３図において、インバータ回路２はチョークコイル３
、コンデンサ４、放電ランプ５よりなる外部回路１１を
駆動する４つのスイッチングトランジスタＱ７．Ｑ２．
Ｑ３．Ｑ４よりなるブリッジインバータの構成を有する
。１２はこのブリッジインバータを駆動するためのドラ
イブ回路であり、ドライブトランスＤＴの一次巻線の両
端はドライブトランジスタＱ５．Ｑ６を介してアースさ
れ、ドライブトランジスタＱ１．Ｑ６のゲートには発振
周波数が２Ｋ）ｌｒ程度の互いに位相が逆に反転するク
ロックＥ、、Ｅ２が入力されるとともに、−次巻線の中
点にはドライブ電圧ＶＤが印加されている。ドライブト
ランスＤＴの二次側には４つの二次巻線が設けられ、そ
れぞれの一端は抵抗Ｒ１３，Ｒ１，Ｒ＋７．Ｒ１９と、
これに並列に接続されるダイオードＤ３　、Ｄ４．Ｄ６
．Ｄｂおよび抵抗Ｒ，□、　　Ｒ＋４．　Ｒ工。、Ｒ１
８の直列回路とを介して、ブリッジインバータを構成す
る４つのスイッチングトランジスタＱ、、Ｑ２．Ｑ、、
Ｑ４のゲートに接続される。また、スイッチングトラン
ジスタＱ１とＱ２の直列回路およびスイッチングトラン
ジスタＱ３とＱ４の直列回路は直流電源電圧ＶＤＤとブ
リッジのアースラインへの間に介装され、スイッチング
トランジスタＱ１とＱ２の接続点およびスイッチングト
ランジスタＱ３とＱ４の接続点の間に外部回路１１が介
装される。また、スイッチングトランジスタＱ１のゲー
トに接続される二次巻線の他端はトランジスタＱ、、Ｑ
２の接続点に接続され、スイッチングトランジスタＱ３
のゲートに接続される二次巻線の他端はトランジスタＱ
３．Ｑ４の接続点に接続され、スイッチングトランジス
タＱ２．Ｑ４のそれぞれのゲートに接続される二次巻線
のそれぞれの他端はブリッジのアースラインＡに接続さ
れ、アースＧＮＤより浮いている。これにより、斜めに
対向する一対のスイッチングトランジスタＱ、、Ｑ４と
スイッチングトランジスタＱ２．Ｑ３は、一方のＱ、。

Ｑ４が同時にＯＮすると他方の０２．Ｑ３は同時にＯＦ
Ｆするように構成されている。

Ｃ２は第１図のランプ電圧検出回路６を構成する電圧検
出用のコンデンサで、共振用のコンデンサ４の容量に比
べて大きな容量に構成されており、コンデンサ４とスイ
ッチングトランジスタＱ３゜Ｑ４の接続点との間に接続
され、コンデンサＣ２の両端に発生する電圧が放電ラン
プ５のランプ電圧として検出される。すなわち電圧検出
用コンデンサＣ２の入力側とアースＧＮＤ間にコンデン
サＣ３、抵抗Ｒ２，Ｒ３の直列回路が接続され、出力側
とアースＧＮＤ間にコンデンサＣ４、抵抗Ｒ４、可変抵
抗Ｒ３の直列回路が接続され、抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点
と抵抗Ｒ４、可変抵抗Ｒ６の接続点とからそれぞれ電圧
検出端子ＶＬ１゜Ｖ　Ｌ　２が取り出され、その差が電
圧検出用コンデンサＣ２による検出電圧として第１図の
点灯制御回路８に入力される。

また、スイッチングトランジスタＱ２．０４の他端は抵
抗Ｒ７を介してアースＧＮＤに接続されるとともに、抵
抗Ｒ６を介して電流検出端子ＩＤＣに接続され、この抵
抗Ｒ６，Ｒ７は電流検出端子ＩＤＣとアースＧＮＤの間
に介装されたコンデンサＣ５とともに第１図のランプ電
流検出回路７を構成する。ＩＰはこのランプ電流検出回
路の入力側から取り出されたランプ瞬時電流端子である
る。

いま、ドライブトランスＤＴの一次巻線に互いに位相を
反転する２　Ｋ８２程度の発振周波数のクロックＥｌ、
Ｅ２が印加され、たとえばスイッチングトランジスタＱ
、、Ｑ４が同時にＯＮすると、外部回路１１の共振回路
に（イ）方向の電流が流れ、次のクロックの反転時にス
イッチングトランジスタＱ２．Ｑ、が同時にＯＮすると
外部回路１１の共振回路に（ロ）方向の電流が流れる。

このときの２　ＫＨ！程度の低い周波数の電圧に高い周
波数の共振電圧が重畳され、電圧検出用コンデンサＣ２
でこの電圧が検出されてインバータ回路２の発振周波数
は変化し、たとえば１００ＫＨ！前後の高い周波数でコ
ンデンサ４に高い共振電圧が発生して放電ランプ５が起
動し、放電ランプに多くの電流が流れる。したがって、
電圧検出端子ＶＬ、、ＶＬ２間の電位差は急激に低下し
、これにより放電ランプの起動を検出する。

なお、ドライブトランスＤＴの二次巻線のそれぞれに設
けられたダイオードＤ３．Ｄ４．Ｄ、。

Ｄ６および抵抗Ｒ，３，Ｒ１１，Ｒ，，，Ｒ，９はスイ
ッチングダイオードＱ１とＱ２およびＱ、とＱ４が同時
にＯＮになることを避けるように反転時に時間遅れをつ
けるためのものである。

また、本実施例ではブリッジインバータの構成を示した
がスイッチングトランジスタＱ、、Ｑ４をコンデンサで
置き換えた構成のハーフブリッジインバータでも同様に
動作する。

第４図は点灯制御回路８の具体的な構成例を示す回路図
である。第４図において、１３は入力端がランプ電圧検
出回路７の電圧検出端子ＶＬ、。

ＶＬ２に接続される直流電圧検出回路で、差動増幅器と
整流器から構成され、電圧検出端子ＶＬ、。

ＶＬ、間の電位差を検出し、出力端にランプ電圧検出回
路７により検出された高い周波数の共振電圧に相当する
電圧が出力される。

１４はランプ点灯検出回路で、十入力端に直流電圧検出
回路１３の出力端のコンデンサＣＯＯに発生する電圧■
Ｃ１ｏが入力され、−入力端に抵抗Ｒ２１゜Ｒ２２から
得られる基準電圧が入力されるコンパレ−タＣＯＭＰと
このコンパレータＣＯＭＰの出力を反転するインバータ
ＩＮＩとからなり、直流電源が投入されたときに第１図
のインバータ回路２が低い周波数で発振し、このときに
生じる低い周波数の電圧に高い周波数の共振電圧が重畳
され、直流電圧検出回路１３で検出されたこの電圧ｖＣ
１０がランプ点灯検出回路１４の基準電圧より高くなる
と、コンパレータＣＯＭＰの出力はハイレベルになり、
したがってインバータＩＮＩの出力はローレベルになる
。次にインバータ回路２の発振周波数が変化して高い共
振電圧が発生し、放電ランプ５が起動すると前述のよう
にランプ電圧検出回路６の検出電圧は低下し、コンパレ
ータＣＯＭＰの出力はローレベル、インバータＩＮＩの
出力はノ１イレベルになる。

１５は鋸歯状波発生回路で、その出力電圧は抵抗Ｒ２９
、可変抵抗Ｒ２４よりなる第１のバイアス回路１６のバ
イアス電圧とそれぞれ抵抗Ｒ２６，Ｒ２６を介して加算
され、第１の遮断回路１７を通して第１の定電流回路１
８のオペアンプＯＰ２の十入力端に入力される。この鋸
歯状波発生回路１５は三角波発生回路であってもよい。

第１の遮断回路１７は第１の定電流回路１８のオペアン
プＯＰ２の十入力端とアースの間に介装されたトランジ
スタＱ　Ｉ＋からなり、そのゲートはランプ点灯検出回
路１４のインバータＩＮＩの出力端に接続され、インバ
ータＩＮＩの出力がハイレベルでトランジスタＱ　、１
はＯＮとなり、鋸歯状波発生回路１５の出力は遮断され
る。第１の定電流回路１８はスイッチングレギュレータ
コントロールＩＣ１９のＲＴ端に接続された抵抗Ｒ２８
、可変抵抗Ｒ２９の直列回路よりなるバイアス電流回路
２０に並列に接続されたトランジスタＱ　１２、抵抗Ｒ
１ｏの直列回路を有し、トランジスタＱ１□のゲートは
オペアンプＯＰ２の出力端に接続されるとともに、トラ
ンジスタＱ１２と抵抗Ｒｈｏの接続点はオペアンプＯＰ
２の一入力端に接続される。

したがって、直流電源が投入されたときで、ランプ点灯
検出回路１４のインバータＩＮＩの出力がハイレベルの
ときは、第１の遮断回路１７が動作して鋸歯状波発生回
路１５の出力を遮断し、第１の定電流回路１８のトラン
ジスタＱ　１２は０ＦＦＬ、スイッチングレギュレータ
コントロールＩＣ１９のＲ子端子を通して流れる電流は
バイアス電流回路２０に流れる電流ｉａのみとなり、こ
の電流ｉａとスイッチングレギュレータコントロールＩ
Ｃ１９の０丁端子に接続されたコンデンサＣＩ２によっ
て決まる。

たとえば２Ｋ）ｌ！程度の低い周波数の互いに位相が反
転するクロックＥ、、Ｅ２がスイッチングレギュレータ
コントロールＩＣ１９から出力され、第３図のドライブ
回路１２に加えられる。このときに生じる低い周波数の
電圧に、チョークコイル３とコンデンサ４の共振回路に
より高い周波数の共振電圧が重畳され、この電圧を電圧
検出用コンデンサＣ９で検出し、直流電圧検出回路１３
の出力電圧ｖｃｌｏがランプ点灯検出回路１４の基準電
圧より高くなると、ランプ点灯検出回路１４の出力はロ
ーレベルとなり、第１の遮断回路１７のトランジスタＱ
　、ｒはＯＦＦとなって鋸歯状波発生回路１５の出力は
第１の定電流回路１８のオペアンプＯＰ２に入力され、
トランジスタＱ１□は導通してスイッチングレギュレー
タコントロールＩＣ１９のＲＴ端から電流を吸い込み、
抵抗Ｒ３０に発生する電圧が入力される鋸歯状波電圧に
等しくなるまで吸込み電流ｉｂを増加し、釣り合う。そ
の結果、Ｒア端子にはｉａ＋ｉｂの電流が流れ、クロッ
クＥ、、Ｅ２の周波数をたとえば１００Ｋ）１２前後に
高め、共振回路に高い共振電圧を発生させ、これによっ
て放電ランプ５を起動する。このとき、鋸歯状波発生手
段１５はチョークコイルと共振コンデンサで決まる共振
周波数を含む所定範囲内の周波数でインバータ回路の発
振周波数を変えるので、チョークコイルのインダクタン
スや共振コンデンサの容量がばらついたり、ずれたりし
ても、鋸歯状波発生回路１５から発生する鋸歯状波電圧
により必ず共振電圧を発生させることができて、共振電
圧の発生が短時間となるため、大電流が長時間続いて流
れることはなく、部品の信頼性を高めることができ、ま
た直流電源の出力電圧の低下を防止できる。

２１は直流電圧検出回路１３の出力端に接続されたラン
プ電流演算回路である。２２は抵抗Ｒ１１、可変抵抗Ｒ
３２よりなるバイアス回路で、定格電流の基準となるバ
イアス電圧を発生する。２３はランプ電流検出回路７の
電流検出端子ＩＤＣに接続された直流電流検出回路であ
る。これらの出力電圧はそれぞれ抵抗Ｒ３３，Ｒ３４１
Ｒ３５を介して加算され、比較回路２４のオペアンプＯ
Ｐ３の一入力端に入力され、比較回路２４でランプ電流
演算回路２１．第１のバイアス回路２２、直流電流検出
回路２３の加算値が０になるような、すなわち、ランプ
電流演算回路２１と第１のバイアス回路２２の加算出力
電圧を基準電圧とし、直流電流検出回路２３の負の出力
電圧がこの基準電圧と等しくなるような制御が行われる
。この比較回路２４の出力は第２の遮断回路２５を通し
て第２の定電流回路２６のオペアンプＯＰ４の十入力端
に入力される。第２の遮断回路２５は第１の定電流回路
２６のオペアンプＯＰ４の十入力端とアースの間に介装
されたトランジスタＱ　１３からなり、ランプ点灯検出
回路１４のインバータＩＮＩの出力端はインバータＩＮ
２を介してトランジスタＱ　＋３のゲートに接続され、
インバータＩＮＩの出力がローレベルでトランジスタＱ
　＋３はＯＮとなり、比較回路２４の出力は遮断される
。また第２の定電流回路２６はスイッチングレギュレー
タコントロールＩＣ１９のＲＴ端に接続されたバイアス
電流回路２Ｇに並列に接続されたトランジスタＱ１４、
抵抗Ｒ３７の直列回路を有し、トランジスタＱ　１４の
ゲートはオペアンプＯＰ４の出力端に接続されるととも
に、トランジスタＱ１４と抵抗Ｒ３７の接続点はオペア
ンプＯＰ４の一入力端に接続される。

ランプ電流演算回路２１はたとえば第５図に示すような
回路構成を有し、直流電圧検出回路１３の出力端のコン
デンサＣＩＯに発生する電圧Ｖ。１ｏは抵抗Ｒ４１、可
変抵抗Ｒ４２から得られ・るバイアス電圧に加算され、
オペアンプＯＰ５で反転増幅される。

これにより、このランプ電流演算回路２１の出力端のコ
ンデンサＣ１１に発生する電圧ＶＣ，，と直流電圧検出
回路１３の出力電圧ｖＣ１ｏとの間には第６図に示すよ
うな特性を有するように構成される。第６図において、
所定のランプ電圧以下、すなわち直流電圧検出回路１３
の所定の出力電圧Ｖ。１０′以下ではオペアンプＯＰ５
の飽和電圧により、ランプ電流演算回路２１の出力電圧
Ｖ　Ｃｌ　＋は一定となるようにクリップされ、所定の
ランプ電圧Ｖ　ＣＩ　Ｏ以下ではスイッチングレギュレ
ータコントロールＩＣ＋９の発振周波数を一定にするよ
うに制限し、放電ランプに過大な電流が流れて破損する
のを防止している。さらに所定の出力電圧Ｖ。、。′以
上Ｖ　ＣＩ　Ｏ′以下ではランプ電圧の上昇とともにＶ
　ＣＩ　１は低下し、Ｖ　ＣＩ　Ｏ′以上では０になり
、比較回路２４の基準電圧は第１のバイアス回路２２の
バイアス電圧のみとなる。なお、ランプ電流演算回路２
１の出力電圧ＶＣ１１の高い部分のクリップをオペアン
プＯＰ５の飽和電圧により行う代りに、出力端にツェナ
ーダイオードを接続して、クリップを行うようにしても
よい。また直流電圧検出回路１３の出力電圧が所定の電
圧以下にならないように下限値を与える回路を付加して
もよい。

前述のように、クロックＥ、、Ｅ２の周波数を高めて共
振回路の高い共振電圧を発生させ、放電ランプ５が起動
すると、直流電圧検出回路１３の出力電圧■。、０は低
下し、ランプ電流演算回路２１の出力電圧ＶＣ，，は大
きくなり、始動される。このとき、ランプ電流基準回路
２１と第１のバイアス回路２２の加算出力電圧である基
準電圧は増加し、直流電流検出回路２３の出力電圧との
差は大きくなり、比較回路２４の出力は負になる。同時
にランプ点灯検出回路１４の出力がハイレベルになるこ
とによって、第１の遮断回路１７のトランジスタＱ　１
１はＯＮして鋸歯状波発生回路１５の出力を遮断し、第
１の定電流回路１８のトランジスタＱ１□をＯＦＦして
電流の吸い込み動作を停止するとともに、第２の遮断回
路２５のトランジスタＱ　１３はＯＦＦとなって、比較
回路２４のオペアンプＯＰ３の負の出力は第２の定電流
回路２６のオペアンプＯＰ４に入力され、このオペアン
プＯＰ４の出力によってトランジスタＱ　１４はＯＦＦ
されたままとなるので、スイッチングレギュレータコン
トロールＩＣ１９のクロックＥｌ、Ｅ２の周波数は元の
２　ＫＨ！程度の周波数になる。したがってランプ電流
は増加して直流電流検出回路２３の出力電圧は増加し、
同時に直流電圧検出回路の出力電圧Ｖ　ＣＩ　Ｏは増加
し、つれてランプ電流演算回路２１の出力電圧ｖＣ１１
は低下し、これらにより比較回路２４のオペアンプＯＰ
３の出力が負から０、さらに正に変わり、この時点で第
２の定電源回路２６のトランジスタは導通してスイッチ
ングレギュレータコントロールＩＣ１９のＲア端から電
流を吸い込み、スイッチングレギュレータコントロール
ＩＣｌ９のクロックＥ、、Ｅ２の発振を高める。したが
って、ランプ電圧の直流電圧検出回路１３の出力電圧ｖ
ｃ１ｏが増加してランプ電流演算回路２Ｉの出力電圧Ｖ
Ｃ，，は低下Ｌ７、同時にランプ電流の直流電流検出回
路２３の出力電圧は低下し、第２の定電流回路２６のト
ランジスタＱ　１４による吸い込み電流を増加し、さら
にオペアンプＯＰ４の十入力端に入力されるオペアンプ
ＯＰ３の出力と一入力端に入力される抵抗Ｒ３７による
帰還電圧とが等しくなるような動作を加えて、クロック
Ｅ、、Ｅ２の発振周波数をさらに高める。この制御はラ
ンプ電流演算回路２１の出力電圧ＶＣ，，が０になるま
で繰り返され、最終的には直流電流検出回路２３の出力
電圧が第２のバイアス回路２２の出力電圧に等しくなっ
たときに安定し、このときの第２の定電流回路２６のト
ランジスタＱ　１４の吸い込み電流ｉｃとバイアス電流
回路２０による吸い込み電流ｉａとの和のｉａ＋ｉｃで
決まるたとえば１０ＫＨ２前後の発振周波数でクロック
Ｅｌ、Ｅ２は発振し、安定点灯時に定格ランプ電力で点
灯する。

第７図はランプ電圧（Ｖ）−ランプ電流（Ｉ）特性図を
示す。第７図において、ランプの始動領域である所定の
ランプ電圧Ｖ′以下では大きなランプ電流を流して大き
な直流電流を流し、ランプの安定点灯領域である所定の
ランプ電圧Ｖ′以上では一定の電流を流すように制御さ
れる。したがって、確実にランプ電流を制御でき、始動
時には大きなランプ電流を流して速やかにランプを安定
点灯させることができ、安定点灯時にはランプ電力をほ
ぼ一定にでき、定格ランプ電力で点灯できる。

このように、上記過程において、点灯制御回路８はラン
プ電圧検出回路６の検出電圧を受けて、ランプ電圧が低
いときはクロックＥ、、Ｅ２の周波数を低くして大きな
ランプ電流を流し、ランプ電圧が高いときはクロックＥ
、、Ｅ２の周波数を高くして小さなランプ電流を流すよ
うな制御が行われる。

２７はランプ点灯検出回路１４の出力端に接続された起
動電圧タイマ回路で、直流電源が投入されてインバータ
回路が低い周波数で発振し、このとき生じる低い周波数
の電圧に高い周波数の共振電圧が重畳され、この共振電
圧が直流電圧検出回路１３で検出され、この検出された
電圧Ｖ　ＣＩ　Ｏがランプ点灯検出回路１４の基準電圧
より高くなると、インバータＩＮＩの出力がＯ−レベル
となって起動を開始し、このときに起動電圧タイマ回路
２７はインバータＩＮＩのローレベルで動作し、所定時
間たとえば１秒内でインバータＩＮＩがハイレベルにな
らなかった場合、すなわち放電ランプが起動し、所定時
間内ＯＮして始動が始まらない場合、スイッチングレギ
ュレータコントロールＩＣｌ９はインバータ回路の発振
を停止し、高電圧が長時間発生して放電ランプに印加さ
れることを防ぎ、放電ランプの破損を防止して安全性を
確保する。

２８はランプ電流演算回路２１の出力端に接続された始
動電流タイマ回路で、ランプ電流が所定の値より大きい
ことを検出して、すなわち、ランプ電圧が所定の値より
小さ（したがって、ランプ電流演算回路２１の出力電圧
Ｖ　Ｃｌ　＋が所定の値より高いことを検出して動作し
、出力電圧ＶＣ，，が所定時間内すなわち２０秒内に前
記所定の値より小さくならない場合、スイッチングレギ
ュレータコントロールＩＣｌ９はインバータ回路の発振
を停止し、始動電流が長期間持続して放電ランプに流れ
ることを防ぎ、放電ランプの破損を防止する。なお始動
電流タイマ回路２８は直流電圧検出回路１３の出力電圧
ｖｃ１ｏにより動作するように接続されてもよく、この
場合、電圧Ｖ　ＣＩ　Ｏが所定時間内に所定の値を越え
ないときにインバータ回路の発振を停止する。

第８図は第１の遮断回路および第１のバイアス回路の他
の例を示す回路図であり、放電ランプが起動から点灯に
移行するとき、周波数を徐々に変化させるためのもので
ある。第８図において、遮断回路３１はトランジスタＱ
２＋１Ｑ２□からなり、トランジスタＱ２１１０２□の
ゲートはそれぞれ抵抗Ｒ，，，Ｒ，２を介してランプ点
灯検出回路１４の出力端に接続されている。バイアス回
路３２４ヨ、抵抗Ｒ５３と可変抵抗Ｒ５４のバイアス用
の直列回路と、このバイアス用直列回路のバイアス点に
接続された抵抗Ｒ６７とコンデンサＣ２０の直列回路と
、抵抗Ｒ５７の両端に介装されたコンデンサ２Ｇ充電用
のダイオードＤ工、からなり、抵抗Ｒ５７とコンデンサ
２０の接続点は抵抗Ｒ６６を介して第１の定電流回路１
８のオペアンプＯＰ２の十入力端に接続され、このオペ
アンプＯＰ２の十入力端にはざらに鋸歯状波発生回路１
５の出力電圧が抵抗Ｒ６，を介して加算入力され、前記
遮断回路３１のトランジスタＱ　２１は鋸歯状波発生回
路１５の出力端とアース間に、またトランジスタＱ２□
はバイアス用直列回路のバイアス点とアースの間に介装
されている。

いま、ランプ点灯検出回路１４の出力がローレベルにな
り、遮断回路３１のトランジスタＱ２□、Ｑ２□がＯＦ
Ｆされて起動が始まると、バイアス用直列回路Ｒ，３，
Ｒ，４のバイアス電圧は鋸歯状波発生回路１５の出力電
圧と加算されて第１の定電流回路１８のオペアンプＯＰ
２の十入力端に入力される。このとき、バイアス電圧は
ダイオードＤＩ＋を介してほぼ瞬時に第１の定電流回路
１８のオペアンプＯＰ２の十入力端に加えられるととも
に、コンデンサＣ２０に電荷が蓄えられる。次に周波数
が高くなり、高い共振電圧によりランプ電流が流れ、始
動が始まると、ランプ点灯検出回路１４の出力はハイレ
ベルになり、遮断回路３１のトランジスタＱ２＋ＩＱ２
□はＯＮする。このときバイアス回路３２のバイアス電
圧は直ちにアースされるのではなく、コンデンサ２０の
充電電圧が抵抗Ｒ，７，Ｒ６６，Ｒ６，を通して放電さ
れることからバイアス電圧は徐々に低下し、クロックＥ
、、Ｅ２は一挙に２　ＫＨ！程度の低い周波数に低下す
ることが避けられる。このように、起動から点灯に移行
するとき、クロックＥｌ＋Ｅ２の周波数は徐々に下げら
れ、共振電圧の急激な低下による始動の停止を避けるこ
とができる。

第９図はシリーズインバータ回路の構成例を示す回路図
である。第９図において、ドライブトランスＤＴ’の一
次巻線の両端はドライブトランジスタＱ　３１１　　Ｑ
　３２を介してアースされ、トランジスタＱ３□、Ｑ３
２のゲートには互いに位相が逆に反転するクロックＥ、
、Ｅ２が入力されるとともに、−次巻線の中点にはドラ
イブ電圧ＶＤが印加される。ドライブトランスＤＴ’の
２次側には２つの二次巻線が設けられ、それぞれ一端は
抵抗Ｒ７１゜Ｒ７□を介してスイッチングトランジスタ
Ｑ３３゜Ｑ　３４のゲートに接続される。スイッチング
ランジスタＱ　３３１　０３４は直列に接続されて直流
電源電圧ＶＤＤとアース間に介装され、シリーズインバ
ータを構成し、前記ドライブトランスＤＴ’　の二次巻
線のそれぞれの他端はスイッチングトランジスタＱ３３
とＱ３４の接続点およびアースに接続されている。また
、電流反転用のコンデンサＣ３０％チョークコイル３、
共振コンデンサ４、電圧検出用のコンデンサＣ３１の直
列回路はスイッチングトランジスタＱ　３３１０３４の
接続点とアースの間に接続され、さらに放電ランプ５と
抵抗Ｒ７３の直列回路はチョークコイル３とコンデンサ
４の接続点とアースの間に接続されている。ここで、コ
ンデンサＣ３０の容量はコンデンサ４の容量より大きく
構成されている。ＶＬはランプ電圧検出端子、ＩＰはラ
ンプ瞬時電流検出端子である。

上記構成において、スイッチングトランジスタＱ　３３
がＯＮのときはスイッチングトランジスタＱ　３４は０
ＦＦＬ、直流電源から電流が（ハ）方向に共振回路にコ
ンデンサＣ３０を介して流れ、スイッチングトランジス
タＱ１．がＯＦＦのときはスイッチングトランジスタＱ
　３４はＯＮし、コンデンサＣ１゜に充電されていた電
荷は（ニ）方向に共振回路に流れ、以後は第３図のとき
と同様の動作をし、放電ランプ５は点灯される。このと
き、ランプ電圧はランプ電圧検出端子ＶＬから検出され
、電圧検出用のコンデンサＣ３１の両端の電位差から検
出する必要はないので、第４図のように直流電圧検出回
路は差動増幅器が必要ではなく、整流器だけでよい。

なお、以上の実施例でランプ電流の制御を周波数で行っ
たが、デユーティ比で制御してもよいことはいうまでも
ない。また、インバータは、ブリッジインバータを例に
あげたが、シリーブインバータ、ハーフブリッジインバ
ータ、プッシュプルインバータ、１石インバータなど他
のインバータでもよい。また直流電源は交流電源を整流
したものも含むということはいうまでもない。

発明の効果 以上本発明によれば、共振回路を用いることにより、共
振コンデンサに高電圧を発生させることができ、これに
より放電ランプを確実に起動できるものであり、これを
共振回路という簡単な構成で実現できる。しかも、直流
電源が投入されたときは、インバータ手段を低い周波数
で発振させても、このときに生じる低い周波数の電圧に
高い周波数の共振電圧が重畳された電圧を検出してイン
バータ手段を高い周波数で発振させることにより、共振
コンデンサに高い共振電圧を発生させるように変えるこ
とができ、電源投入からランプ起動への移行を円滑に行
える。

また、起動後、鋸歯状波発生手段または三角波発生手段
の出力電圧に応じてインバータ手段の発振周波数を変え
るようにすれば、チョークコイルのインダクタンスや共
振コンデンサの容量がばらついたり、ずれたりしても必
ず共振電圧が発生するようにでき、共振電圧の発生が短
時間となることで、大電流が長時間流れることはなく、
部品の信頼性を高めることができるとともに、直流電源
の出力電圧の低下を防止できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の放電ランプ点灯装置の基本
構成を示すブロック図、第２図（ａ）　（ｂ）はそれぞ
れ同放電ランプ点灯装置に使用されるチョークコイルの
構成例を示す正面図、第３図は同放電ランプ点灯装置に
おけるインバータ回路の要部を示す回路図、第４図は同
放電ランプ点灯装置における点灯制御回路の構成例を示
す回路図、第５図は同点灯制御回路におけるランプ電流
演算回路の具体的な構成例を示す回路図、第６図は同ラ
ンプ電流演算回路の特性図、第７図は同点灯制御回路の
ランプ電圧−ランプ電流特性図、第８図は同点灯制御回
路における鋸歯状波発生回路に対する遮断回路およびバ
イアス回路の他の例を示す回路図、第９図は同放電ラン
プ点灯装置におけるシリーズインバータ回路の構成例を
示す回路図である。 １・・・直流電源、２・・・インバータ回路、３・・・
チョークコイル、４・・・共振コンデンサ、５・・・放
電ランプ、６・・・ランプ電圧検出回路、７・・・ラン
プ電流検出回路、８・・・点灯制御回路、１１・・・外
部回路、１２・・・ドライブ回路、１３・・・直流電圧
検出回路、１４・・・ランプ点灯検出回路、１５・・・
鋸歯状波発生回路、１６・・・第１のバイアス回路、１
７・・・第１の遮断回路、１８・・・第１の定電流回路
、１９・・・スイッチングレギュレータコントロールＩ
Ｃ，２０・・・バイアス電流回路、２１・・・ランプ電
流演算回路、２２・・・第２のバイアス回路、２３・・
・直流電流検出回路、２４・・・比較回路、２５・・・
第２の遮断回路、２６・・・第２の定電流回路、２７・
・・起動電圧タイマ回路、２８・・・始動電流タイマ回
路、３１・・・遮断回路、３２・・・バイアス回路。 第１図 ツー　ラーフ゛電；馳阻１幻（シ 第２図 、４） （ト１ πトスへ５スギマッフ゛ ｔ２−−−　）’ライブ回路 第３図 第５図 第６図 第７図 箔　ｈ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、直流電源と、この直流電源により駆動されて発振す
   るインバータ手段と、このインバータ手段に接続された
   チョークコイルとコンデンサの直列回路からなる共振回
   路と、前記チョークコイルとコンデンサの接続点に接続
   された放電ランプと、ランプ電圧およびランプ電流の少
   なくとも一方を検出するランプ特性検出手段と、このラ
   ンプ特性検出手段の出力信号により前記インバータ手段
   の発振周波数またはデューティ比を可変して前記放電ラ
   ンプの点灯を制御する点灯制御手段とを備えた放電ラン
   プ点灯装置。 ２、共振回路は第１のコンデンサとチョークコイルと第
   ２のコンデンサとの直列回路からなり、放電ランプは前
   記チョークコイルと第２のコンデンサの接続点に接続さ
   れ、前記第１のコンデンサの容量は第２のコンデンサの
   容量に比べて大きく構成された請求項１記載の放電ラン
   プ点灯装置。 ３、インバータ手段は直流電源投入時に低い周波数で発
   振し、ランプ電圧検出手段はこのときに生じる低い周波
   数の電圧に高い周波数の共振電圧が重畳された電圧を検
   出し、点灯制御手段はランプ電圧検出手段で検出された
   信号によりインバータ手段の発振周波数を高い周波数に
   変え、これにより共振回路に高い共振電圧を発生させる
   ように構成された請求項１または２記載の放電ランプ点
   灯装置。 ４、点灯制御手段は、共振回路に発生した高い共振電圧
   により放電ランプが起動されたときにインバータ手段の
   発振周波数を徐々に変化させて低下させる手段を有する
   請求項３記載の放電ランプ点灯装置。 ５、点灯制御手段は鋸歯状波発生手段または三角波発生
   手段を有し、インバータ手段の発振周波数を高い周波数
   に変えるときに、前記鋸歯状波発生手段または三角波発
   生手段の出力電圧に応じて発振周波数を所定の範囲内で
   変化されるように構成された請求項３記載の放電ランプ
   点灯装置。 ６、点灯制御手段は、インバータ手段が高い発振周波数
   で発振したときに動作し、所定時間内でインバータ手段
   の発振周波数が低下しないときインバータ手段の発振を
   停止させる起動電圧タイマ手段を有する請求項３記載の
   放電ランプ点灯装置。 ７、チョークコイルは対向する一対のコアの中央脚間に
   センターギャップを有することを特徴とする請求項１ま
   たは２記載の放電ランプ点灯装置。 ８、チョークコイルは対向する一対のコアの中央脚およ
   び両端脚間を通してスペースギャップを有することを特
   徴とする請求項１または２記載の放電ランプ点灯装置。