JPH0418496B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の属する技術分野） 本発明は、スペクトラム拡散通信方式の一方式
である直接拡散方式でマツチドフイルタ（整合ろ
波器）を用いた受信装置に関するものであり、特
にその同期回路に関するものである。

（従来技術とその問題点） スペクトラム拡散通信方式において、２相位相
変調（PSK）による直接拡散方式では、搬送波
を情報データによつて２相位相変調し、さらにこ
れをデータに比べて信号伝送速度の早い擬似ラン
ダム符号で２相位相変調して送信するか、また
は、擬似ランダム符号とデータとの乗算を行つた
出力で搬送波を２相位相変調して拡散信号として
送信している。

第２図のａ〜ｄは送信側の波形の例で、ａは伝
送すべき情報データ、ｂは擬似ランダム符号、ｃ
は両者ａ，ｂの積、ｄは積出力ｃで２相位相変調
された拡散信号である。ここでは、情報データａ
の１ビツトの長さと擬似ランダム符号ｂの１周期
の長さとが相等しい場合を示している。

第１図は拡散信号を受信する受信装置の復調部
の構成例図である。復調の方式には種々の方式が
あるが、中間周波数帯でマツチドフイルタ１を用
いた復調部の回路を示している。

第２図のｅ〜ｇは第１図の受信復調部の各部の
波形の例を示している。マツチドフイルタ１は、
例えば表面弾性波素子等で容易に実現することが
でき、これに希望の受信信号が入力されると、波
形ｅのように擬似ランダム符号の周期毎に相関の
ピークを持つた出力が得られる。受信装置では、
このピークの位置に同期をとつてデータの復調を
行う。即ち、マツチドフイルタ１の出力ｅを同期
検波器２に入力し搬送波再生回路４で再生された
搬送波で同期検波すると、波形ｆの出力が得られ
る。この出力ｆをサンプリング判定回路３で前記
のピークの位置でサンプリングして正負の判定を
行うことにより復調出力ｇが得られる。このよう
にピークの位置でサンプリングすると、Ｓ／Ｎが
入力に対して擬似ランダム符号の符号速度とデー
タ伝送速度の比、即ちスペクトラム拡散の拡散利
得だけ改善された状態で判定することができる。

サンプリングのタイミングをこのピークの位置
に合わせるための同期回路が、包絡線検波器５か
らクロツク発生回路９までの回路で構成されるタ
イミング同期回路２４である。マツチドフイルタ
１の出力ｅは包絡線検波器５で検波され、その検
波出力とクロツク発生回路９の出力クロツクとの
位相差を位相差検出回路６で求め、LPF７を通
してデータの変調速度即ち擬似ランダム符号の繰
り返し周波数に等しい周波数の電圧制御発振器
（VCO）８の発振周波数及び位相を制御して、こ
のVCO８の出力から得られるクロツク発生回路
９の出力クロツクのタイミングを入力信号のピー
ク位置に一致させる。

第３図は第１図におけるタイミング同期回路２
４に用いられている位相差検出回路６の回路構成
例で、１０及び１１はアナログゲート
（GATE）、１２は減算回路（SUB）、１３，１４
は２つのアナログゲート１０，１１の開閉を制御
するゲートパルスの入力端子で、クロツク発生回
路９からの入力である。

第４図は第３図の回路の各部の波形で、ｈは包
絡線検波器５からの入力、ｉ，ｊは１３，１４か
ら入力するゲートパルス、ｋ，ｌはアナログゲー
ト１０，１１の出力、ｍは減算回路１２の出力で
ある。図のように２つのゲートパルスｉ，ｊ間の
切換わり時点に包絡線検波器５からの出力ｈのピ
ークがある場合には、両ゲート１０，１１の出力
の直流成分は相等しくなり、減算回路１２の出力
ｍの直流成分は0Vになる。しかし、２つのゲー
トパルスｉ，ｊ間の切換わり時点と出力ｈのピー
クの位置がずれると、その位相差の大きさと方向
に応じて一方のゲート出力が大きくなるから、減
算回路１２の出力ｍの直流成分は位相差の方向に
対応した正または負の電圧となる。この位相差に
対応した出力ｍがLPF７を経てVCO８の周波数
と位相を制御して同期がとられる。

第３図の回路で位相差を検出するためには、第
１段階でタイミングクロツクの２つのゲートパル
スｉ，ｊが包絡線検波器５からの出力波形ｈのピ
ークの位置に近くなるように制御し、さらに第２
段階でアナログゲート１０，１１を用いて正確な
タイミング合わせをしていた。このように２段階
にわたる複雑な制御回路を構成する必要があり、
同期引込みに時間がかかるという欠点がある。ま
た擬似ランダム符号の速度を早くして広い帯域に
スペクトラムを拡散する場合に要求される直流を
通すことのできる高速動作のアナログゲートの製
作が困難であつたため拡散の度合に制限があつ
た。

（発明の目的） 本発明の目的は、簡単な回路構成により正確で
安定な同期引き込み動作を有し、しかも拡散信号
の高速化にも対処できる同期回路を備えたスペク
トラム拡散信号の受信装置を提供することにあ
る。

（発明の構成） 以下図面により本発明を詳細に説明する。

第５図は本発明を実施するタイミング同期回路
２４内の位相差検出回路６の回路構成例である。
図において、１５と１６は同じ遅延時間ｔを有す
るアナログ遅延線路、１７は遅延線路１６の出力
ｐと包絡線検波器５から遅延線路１５への入力ｈ
との電圧を比較する比較器、１８は１段目の遅延
線路１５の出力電圧ｎをあらかじめ設定されたス
レツシヨルド電圧と比較する比較器、１９は両比
較器１７，１８の出力ｑ，ｒの論理積をとAND
ゲート（AND）、２０はクロツク発生回路９から
の入力２２をもとに擬似ランダム符号と同じ繰り
返し周期の“のこぎり波”ｕを発生するのこぎり
波発生回路、２１はのこぎり波発生回路２０の出
力ｕをANDゲート（AND）１９からのパルス出
力ｓでサンプリングするサンプルホールド回路で
ある。クロツク発生回路９からのクロツク入力２
２は、従来の第３図の場合ではｉ，ｊの２つ必要
であつたが本発明では１つでよい。

第６図は本発明による第５図の位相差検出回路
６の各部の波形例で、ｈは包絡線検波器５からの
入力、ｎは１段目の遅延線路１５の出力、ｐは２
段目の遅延線路１６の出力、ｑは比較器１７の出
力、ｒは比較器１８の出力、ｓはANDゲート
（AND）１９の出力、ｕはのこぎり波発生回路２
０の出力を示している。

以下、本発明に用いられる位相差検出回路６の
動作を第５図、第６図によつて説明する。包絡線
検波器５からの入力ｈは、等しい遅延時間ｔを有
する遅延線路１５，１６によつて2tだけ遅延した
出力ｐが比較器１７に入力される。遅延時間ｔ
は、擬似ランダム符号の周期毎に現われる相関ピ
ークの幅Ａの約1/2より小さく、０より大きい値
で、包絡線検波器からの入力ｈに含まれる雑音お
よび比較器１７の精度等を考慮して1/2Ａ〜1/4Ａ
が適当である。比較器１７ではこの遅延出力ｐと
もう一方の入力ｈとのレベルを比較し、前者が大
ならば“１”、後者が大ならば“０”となる出力
ｑを出すように設定されているので、この出力ｑ
は入力ｈの相関ピークの位置からｔだけ遅れた位
置で“０”から“１”に変化することになる。

一方比較器１８では、一段目の遅延線路１５で
入力ｈをｔだけ遅延させた出力ｎが、あらかじめ
設定されたスレツシヨルド電圧ｖより大きいとき
“１”になる出力ｒが得られる。比較器１７の出
力ｑでは相関ピーク以外の部分のレベルの小さな
波形ｗによる“０”から“１”への変化が多数現
われるが、比較器１８の出力ｒでは設定されたス
レツシヨルド電圧ｖと比較されて出力には現われ
ない。

比較器１８のスレツシヨルド電圧ｖは、マツチ
ドフイルタ１の出力の相関ピーク以外の小さな信
号の相関波形ｗ及び信号と共に入力される雑音に
よつて比較器１８の出力が“１”にならないよう
な値で、かつ擬似ランダム符号の周期毎に現れる
相関ピーク出力を充分に取り出せる値に設定され
ている。この両比較器１７，１８の出力ｑとｒの
ANDをとると出力ｓが得られる。一方クロツク
発生回路９からの入力２２をもとに作つたのこぎ
り波ｕは、簡単なオフセツト回路で電圧の０レベ
ルが最大値の1/2になるように設定されており、
受信データから得られたパルスｓで、のこぎり波
ｕをサンプルホールド回路２１でサンプルホール
ドすれば、入力とクロツクとのタイミングずれ
（位相差）の量に比例し、例えば、s′あるいは
s″の時はu′，u″のようにそのずれの方向に対応し
た極性を有し、ずれの大きさに比例する電圧を有
する直流電圧２３が得られ、位相差検出回路６と
して動作する。従つて、この直流出力２３で
LPF７を介して電圧制御発振器８を制御すれば
同期回路２４が構成される。

なお、ANDゲート１９の出力ｓとクロツク入
力２２との位相差を検出する方法は、第５図のよ
うなのこぎり波を用いる方法だけではなく、セツ
ト・リセツト（RS）フリツプフロツプを位相検
出器として用いる方法など他の回路方式を用いる
こともできる。

本発明に用いるタイミング同期回路２４では位
相差検出回路６のタイミング位相差に対応する検
出出力は第６図ｕの波形から理解されるように、
ずれの大きさに比例し、かつずれの方向に対応し
た極性を有する検出特性を示すから、信号２２と
ｓとのタイミングがどのような状態であつても自
動的に両者が同期状態に引き込まれることにな
る。従つて、従来回路のような複雑な同期引込み
処理は不要である。またアナログスイツチのよう
な回路素子を用いないため、高速動作にも適した
回路が構成できる。

（発明の効果） 以上詳細に説明したように、本発明によれば従
来のような複雑な制御回路を用いないで簡単な同
期回路２４を構成することにより、安定でしかも
正確な同期状態に引き込むことができる。また、
高速の拡散信号の場合でも安定な同期回路として
用いることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を適用する受信装置の復調部回
路例を示すブロツク図、第２図は本発明を適用す
る伝送係の送信波形および第１図の回路の各部波
形例図、第３図は従来の受信装置に用いられてい
る位相差検出回路の例を示すブロツク図、第４図
は第３図の回路の各部波形例図、第５図は本発明
の受信装置に用いられる位相差検出回路の構成例
を示すブロツク図、第６図は第５図の構成例の各
部波形例図である。 １……マツチドフイルタ、２……同期検波器、
３……サンプリング判定回路、４……搬送波再生
回路、５……包絡線検波器、６……位相差検出回
路、７……LPF、８……VCO、９……クロツク
発生回路、１０，１１……GATE、１２……
SUB、１３，１４……ゲート入力端子、１５，
１６……遅延線路、１７，１８……比較器、１９
……AND、２０……のこぎり波発生回路、２１
……サンプルホールド回路、２２……クロツク入
力、２３……出力、２４……同期回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ スペクトラム拡散信号を入力とする整合ろ波
   器の出力を包絡線検波して得られた包絡線検波出
   力の相関ピークの位置と、前記スペクトラム拡散
   信号用の擬似ランダム符号の繰り返し周波数に等
   しい周波数の電圧制御発振器から発生する復調用
   タイミングクロツクパルスとの位相差を位相差検
   出回路で検出し、該位相差により前記電圧制御発
   振器を制御して復調用タイミングクロツクパルス
   を作成し、前記整合ろ波器の出力をサンプリング
   して復調出力を得るようにしたスペクトラム拡散
   信号の受信装置において、前記位相差検出回路
   は、前記包絡線検波出力をその相関ピークの幅の
   約1/2より小さい遅延時間だけ順次遅らせるため
   に縦続接続された第１の遅延線路及び第２の遅延
   線路と、該第２の遅延線路出力と前記包絡線検波
   器出力との電圧を比較して該第２の遅延線路出力
   が大なるときに出力を出す第１の比較器と、前記
   第１の遅延線路出力があらかじめ設定されたスレ
   ツシヨルド電圧を超えた時に出力を出す第２の比
   較器と、該第１、第２の比較器の各出力の論理積
   をとるANDゲートと、前記復調用タイミングク
   ロツクパルスに同期したのこぎり波を発生するの
   こぎり波発生回路と、前記ANDゲートの出力パ
   ルスで該のこぎり波をサンプルホールドして前記
   位相差の量に比例しその方向に対応した極性を有
   する直流を得るサンプルホールド回路を備えたこ
   とを特徴とするスペクトラム拡散信号の受信装
   置。