JPH04185017A - オーディオ信号の量子化誤差低減装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、オーディオ信号の量子化で発生する量子化誤
差を低減するオーディオ信号の量子化誤差低減装置に関
するものである。

〔発明の概要〕

本発明は、量子化誤差をノイズフィルタを介して量子化
器の入力側に帰還するようにしたオーディオ信号の量子
化誤差低減装置において、所定期間毎のブロックの入力
オーディオ信号を周波数分析し、各周波数成分のエネル
ギに基づいた第１の許容ノイズレベルと、ブロックに時
間的に先後行するデータの少なくとも一方のエネルギに
基づいた第２の許容ノイズレベルとの少なくとも一方に
基づいて、ノイズフィルタのフィルタ特性を設定するよ
うにしたことにより、聴感上のノイズを低減することが
できるオーディオ信号の量子化誤差低減装置を提供す・
るものである。

〔従来の技術〕

現在、ディジタルのオーディオ信号を扱うディジタルオ
ーディオ機器には、例えばいわゆるコンパクトディスク
（ＣＤ）の再生機、或いはいわゆるディジタル・オーデ
ィオ・テープレコーダ（ＤＡＴ）等が存在する。これら
ディジタルオーディオ機器では各種統一規格が規定され
ており、例えば、これら機器で扱われるディジタルオー
ディオ信号のビット長は、上記統一規格から１６ビツト
長に規定されている。また、これらディジタルオーディ
オ機器におけるディジタルオーディオ信号としては、ア
ナログオーディオ信号（音声波形信号）を例えばいわゆ
るＰＣＭ（パルス符号化）のような単純な量子化を用い
て符号化して得られたディジタルオーディオ信号を用い
ている。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところで、近年、上述のようなディジタルオーディオ機
器においては、上記統一規格から現実に得られる再生音
よりも、聴感上より品質の高い再生音が得られるように
なることか望まれている。

このような聴感上より良い再生音を得るためには、例え
ば、これらディジタルオーディオ機器で扱われるディジ
タルオーディオ信号に含まれているノイズ成分を、低減
しておくことが有効であると考えられる。このように、
ノイズ成分が低減されたディジタルオーディオ信号から
得られる再生音は、ノイズの少ない聴感上より良いもの
となる。このディジタルオーディオ信号のノイズ成分低
減処理としては、例えば、オーディオ信号の量子化の際
に行われるいわゆるエラーフィードバックによる量子化
誤差低減処理がある。すなわち、このエラーフィードバ
ックによる量子化誤差低減処理には、例えば、オーディ
オ信号の量子化の際に、量子化器によって発生する量子
化誤差（量子化ノイズ。

量子化歪み）を、ノイズフィルタを介して該量子化器の
入力側に帰還（フィードバック）するようなエラーフィ
ードバックによって、量子化誤差を低減するいわゆるノ
イズシェービング処理が知られている。

ここで、上述したＰＣＭ符号化のような量子化での量子
化ノイズはオーディオ信号の全周波数帯域にフラットな
周波数特性を育するものとなっており、上記ノイズシェ
ービング処理ではこの全帯域の量子化ノイズから単にオ
ーディオ帯域（可聴帯域）のノイズのみを減らすように
している。しかし、人間の耳は、例えばいわゆる等ラウ
ドネスカーブ或いはマスキング効果等により聞こえる感
度に差があるのにもかかわらず、上述した従来のノイズ
シェービング処理では、この人間の耳の特性（聴覚特性
）の考慮がなされていない。このため、上述した従来の
エラーフィードバックによる量子化誤差低減処理が、人
間の聴感上必ずしも有効であるとは言い難い。

そこで、本発明は、上述のような実情に鑑みて提案され
たものであり、人間の耳の特性を考慮して聴感上効果的
に量子化誤差（量子化ノイズ）を低減することができる
オーディオ信号の量子化誤差低減装置を提供することを
目的とするものである。

〔課題を解決するための手段〕

本発明のオーディオ信号の量子化誤差低減装置は、上述
の目的を達成するために提案されたものであり、量子化
器で発生した量子化誤差をノイズフィルタを介して上記
量子化器の入力側に帰還するようにしたオーディオ信号
の量子化誤差低減装置において、入力オーディオ信号を
所定期間毎にブロック化するブロック化手段と、上記ブ
ロック化手段からの各ブロック毎に周波数分析を行う周
波数分析手段と、上記周波数分析手段の出力のうち、上
記ブロック内の各周波数成分のエネルギに基づいて第１
の許容ノイズレベルを設定する第１のノイズレベル設定
手段と、上記周波数分析手段の出力のうち、上記ブロッ
クに時間的に先行するデータ及び時間的に後行するデー
タの少なくとも一方のエネルギに基づいて、当該ブロッ
クの各周波数成分の第２の許容ノイズレベルを設定する
第２のノイズレベル設定手段とを有し、上記ノイズフィ
ルタのフィルタ特性を、上記第１及び第２のノイズレベ
ル設定手段の少なくとも一方の出力に基づいて設定する
ようにしたものである。

〔作用〕

本発明によれば、各周波数成分のエネルギに基づいた第
１の許容ノイズレベルか人間の聴覚特性におけるいわゆ
る同時刻マスキング効果の量と対応し、ブロックに時間
的に先行及び後行するデータに基づいた第２の許容ノイ
ズレベルがいわゆるテンポラルマスキング効果の量と対
応しており、これら両者に基づいてノイズフィルタのフ
ィルタ特性を決定しているため聴感上効果的に量子化誤
差（量子化ノイズ）を低減できる。

〔実施例） 以下、本発明を適用した実施例について図面を参照しな
から説明する。

第１図に、本実施例のオーディオ信号の量子化誤差低減
装置の概略構成のブロック図を示す。

この第１図の本実施例装置は、量子化器１１で発生した
量子化誤差をノイズフィルタ１３を介して上記量子化器
１１の入力側に帰還するようにしたものであって、入力
オーディオ信号を所定期間（例えば１駆〜１０駆）毎に
ブロック化するブロック化回路１５と、上記ブロック化
回路１５からの各ブロック毎に周波数分析を行う周波数
分析回路１６と、上記周波数分析回路１６の出力のうち
、上記ブロック内の各周波数成分のエネルギに基づいて
第１の許容ノイズレベルを設定する第１のノイズレベル
設定回路１７と、上記周波数分析回路１６の出力のうち
、上記ブロックに時間的に先行するデータ及び時間的に
後行するデータの少なくとも一方のエネルギに基づいて
、当該ブロックの各周波数成分の第２の許容ノイズレベ
ルを設定する第２のノイズレベル設定回路１８とを有し
、上記ノイズフィルタ１３のフィルタ特性を、上記第１
及び第２のノイズレベル設定回路１７．１８の少なくと
も一方の出力或いはそれらの合成出力に基づいて設定す
るようにしたものである。

すなわち、本実施例装置は、上記量子化器】１の出力か
ら量子化器１１への入力を減算することで当該量子化器
１１での量子化の際に発生する量子化誤差を得る加算器
１２と、該加算器１２の出力をフィルタリング処理して
出力する上記ノイズフィルタ１３と、該ノイズフィルタ
１３の出力を上記量子化器１１の入力側に加算する加算
器１０とでいわゆるエラーフィードバック回路を構成し
ている。ここで、上記ノイズフィルタ１３のフィルタ特
性は、具体的には上記第１及び第２のノイズレベル設定
回路１７．１８からの後述する許容ノイズレベル（或い
は許容ノイズスペクトル）の情報に基づいてフィルタ係
数算出回路１４で算出されたフィルタ係数によって決定
されている。したがって、このエラーフィードバック回
路では、上記許容ノイズスペクトルに基づいて量子化誤
差低減処理（いわゆるノイズシェービング処理）が行わ
れる。このノイズシェービング処理が行われた後の信号
は、出力端子２から出力される。

ところで、上記エラーフィードバック回路によってオー
ディオ信号の量子化誤差低減処理（ノイズシェービング
処理）を行う際には、該入力信号スペクトルのいわゆる
マスキングを考慮した処理を行うことで、聴感上のダイ
ナミックレンジを上げることができる。このマスキング
を考慮したノイズシェービングとしては、例えば、信号
スペクトルのパターンがある程度固定化した入力オーデ
ィオ信号のスペクトルに応じたノイズシェービング、す
なわち、入力オーディオ信号スペクトルの後述するいわ
ゆるマスキングを考慮して得られた許容ノイズスペクト
ルを用いたノイズシェービングを挙げることができる。

或いは、入力オーディオ信号のスペクトルが変化する場
合の、当該スぺクトルのマスキングを考慮して得られた
スペクトル変化に適応的な許容ノイズスペクトルを用い
たノイズシェービング等がある。なお、上記マスキング
とは、人間の聴覚上の特性により、ある信号によって他
の信号がマスクされて聞こえなくなる現象を言うもので
、このマスキング効果には、同時刻マスキング効果とテ
ンポラルマスキング効果とがある。このマスキング効果
により、マスキングされる部分にノイズがあったとして
も、このノイズは聞こえなくなる。上記同時刻マスキン
グ効果とはある大きな音と同時刻に発生する小さな音（
或いはノイズ）が該大きな音によってマスクされて聞こ
えなくなるような効果である。また、ある周波数帯域の
信号成分によって他の帯域の信号成分がマスクされて、
該他の帯域の信号成分の音が聞こえなくなるような効果
（周波数軸上のマスキング効果）も含まれる。上記テン
ポラルマスキング効果とは、大きな音の時間的に前後の
小さな音（ノイズ）が、この大きな音にマスクされて聞
こえなくなるような効果であり、当該大きな音の時間的
に後方のマスキングはフォワードマスキングと呼ばれ、
時間的に前方のマスキングはパックワードマスキングと
呼ばれている。更に、このテンポラルマスキングにおい
ては、人間の聴覚特性から、フォワードマスキングの効
果は長時間（例えば１００１ｓｅｃ程度）効くようにな
っているのに対し、パックワードマスキングの効果は短
時間（例えば５　ｍ５ｅｃ程度）となっている。更に上
記マスキング効果のレベル（マスキング量）は、フォワ
ードマスキングが２０ｄＢ程度で、パックワードマスキ
ングが３０ｄＢ程度となっている。

また、人間の聴覚特性を利用して入力信号を例えばいわ
ゆる臨界帯域（クリティカルバンド）で帯域分割し、こ
の各帯域毎に、上述したようなマスキングを考慮した許
容ノイズスペクトルを用いてノイズシェービングを行え
ば、より聴感上効果的なノイズシェービングが行える。

これにより、再生音の聴感上のダイナミックレンジを上
げることが可能となる。

このようなことから、上記周波数分析回路１６では、上
記ブロック化回路１５からの各ブロック毎の入力オーデ
ィオ信号を、人間の聴覚特性を利用して、いわゆる臨界
帯域幅（クリティカルバンド）に分割し、この臨界帯域
毎に周波数分析を行っている。この時の上記臨界帯域幅
での分割及び分析としては、先ず、例えば、入力オーデ
ィオ信号を例えば高速フーリエ変換（ＦＦＴ）で周波数
軸上の成分（ＦＦＴ係数）に変換した後、！ｆＦＦＴ係
数の振幅積Ａｍ（以下、ｍ−０〜１０２４）を、人間の
聴覚特性を考慮した高域程帯域輻が広くなる臨界帯域幅
で、例えば上記２５バンドのグループＧｎ（以下、ｎは
各バンドの番号を示し、ｎ＝０〜２４）にグループ分け
（バンド分け）する。次に、これら各臨界帯域毎の信号
からは、例えば、第（１）式により各帯域毎のそれぞれ
の振幅積Ａｍの総和（振幅積Ａｍのピーク又は平均或い
はエネルギ総和）を取ることで得られるいわゆるパーク
スペクトル（総和のスペクトル）ＳＢを求める。

Ｓ　Ｂ　＝　１０１０ｇ＋ｓ　Ｃｎ　（Ｐｎ）’　　［
ｄＢ］　　　（１）ただし、ｎ＝０〜２４であり、Ｃｎ
は第ｎ番目のバンド内の要素数すなわち振幅積（ポイン
ト数）、Ｐｎは各帯域のピーク値である。上記各帯域の
パークスペクトルＳＢは、例えば、第２図に示すように
なる。ただし、この第２図の例では、図示を簡略化する
ため、上記臨界帯域における全帯域数を、例えば１２バ
ンド（Ｂｌ〜Ｂ１２）で表現している。当該周波数分析
回路１６では、上述したような臨界帯域幅での分割と各
帯域毎の周波数分析が行われ、その出力情報を、上記第
１．第２のノイズレベル設定回路１７．１８に送るよう
にしている。

これら第１．第２のノイズレベル設定回路１７゜１８で
は、後述するようにして、上記同時刻マスキング（Ｊ１
波数軸上のマスキングも含む）、テンポラルマスキング
を考慮した許容ノイズレベルの設定を行っている。

これら第１．第２のノイズレベル設定回路１７゜１８か
らの許容ノイズレベル（許容ノイズスペクトル）の情報
が、上記フィルタ係数算出回路１４に送られ、該フィル
タ係数算出回路１４から許容ノイズスペクトルに応じた
フィルタ係数か出力されて、上記ノイズフィルタ１３に
送られる。

ここで、上記ブロック化回路１５、周波数分析回路１６
、第１及び第２のノイズレベル設定回路　・１７．１８
、フィルタ係数算出回路１４は、具体的には例えば以下
に示す第３図、第６図に示すような具体例回路で実現す
ることができる。

第３図に示す具体例回路において、高速フーリエ変換（
ＦＦＴ）回路１１１．振幅位相情報発生回路１１２．帯
域分割回路１１３．総和検出回路１１４は、第１図のブ
ロック化回路１５及び周波数分析回路１６として動作し
ている。フィルタ回路７６から合成回路８０までの各構
成要素は、第１図の第１のノイズレベル設定回路１７と
して動作している。ブロック遅延回路１１５．１１６及
び係数乗算器１１７，１１８．合成回路１１９は、第１
図の第２のノイズレベル設定回路１８として動作してい
る。合成回路１２０．減算器１２１゜ＲＯＭ１２２は、
上記第１図のフィルタ係数算出回路１４として動作して
いる。このＲＯＭ１２２の出力か出力端子４を介して第
１図のノイズフィルタ１３に送られる。

すなわち、本具体例回路では、任意の注目バンド（任意
の臨界帯域）の信号に対して、第１図の第１のノイズレ
ベル設定回路１７としての各回路によって同時刻マスキ
ング（周波数軸上のマスキング）を考慮した第１の許容
ノイズレベルを設定すると共に、第１図の第２のノイズ
レベル設定回路１８としての各回路によって注目バンド
の時間的に先行後行する信号でのテンポラルマスキング
を考慮した第２の許容ノイズレベルを設定するようにし
ている。

すなわち、この第３図の本具体例回路において、入力端
子１には、オーディオ信号が供給されており、この時間
軸上のオーディオ信号か高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回
路１１１に伝送される。当該高速フーリエ変換回路１１
１ては、上記時間軸上のオーディオ信号が所定期間（す
なわち第１図におけるブロック化回路１５でのブロック
）毎に周波数軸上の信号に変換されて、実数成分値Ｒｅ
と虚数成分値１ｍとからなるＦＦＴ係数か得られる。

これらＦＦＴ係数は振幅位相情報発生回路１１２に伝送
され、当該振幅位相情報発生回路１１２では上記実数成
分値Ｒｅと虚数成分値１ｍとから振幅値Ａｍと位相値と
が得られて、当該振幅値Ａｍの情報が上記帯域分割回路
１１３へ送られている。

すなわち、一般に人間の聴覚は周波数領域の振幅（パワ
ー）には敏感であるが、位相についてはかなり鈍感であ
るため、上記振幅位相情報発生回路１１２の出力から上
記振幅値Ａｍのみを取り出し、これを用いるようにして
いる。

上記帯域分割回路１１３では、上記振幅（ＩＡｍのオー
ディオ信号を上記臨界帯域幅（クリティカルバンド）に
分割している。この帯域分割回路ｌ１３で臨界帯域に分
割された各バンド毎の上記振幅値Ａｍは、それぞれ上記
総和検出回路１１４に伝送される。当該総和検出回路１
１４では、上記各バンド毎のエネルギ（各バンドでのス
ペクトル強度）が、各バンド内のそれぞれの振幅値Ａｍ
の総和（振幅値Ａｍのピーク又は平均或いはエネルギ総
和）をとることにより求められる。該総和検出回路１１
４の出力か、第２図に示した上記パークスペクトルＳＢ
である。

ここで、上記パークスペクトルＳＢの周波数軸上のマス
キングに於ける影響を考慮するため、上記パークスペク
トルＳＢに所定の重みづけの関数を畳込む（コンボリュ
ーション）。このため、上記総和検出回路１１４の出力
すなわち上記パークスペクトルＳＢの各値は、上記総和
検出回路１１４の出力をブロック単位で遅延するブロッ
ク遅延回路１１５を介してフィルタ回路７６に送られる
。

該フィルタ回路７６は、例えば、入力データを順次遅延
させる複数の遅延（ｚ−’）素子と、各遅延素子からの
出力にそれぞれフィルタ係数（重みづけの関数）を乗算
する複数の乗算器と、これら乗算器の出力の総和をとる
総和加算器とから構成されるものである。該フィルタ回
路７６により、上記パークスペクトルＳＢの畳込み処理
が行われる。

絞量込み処理により、第２図中点線で示す部分の総和が
とられる。

ところで、上記パークスペクトルＳＢの周波数軸上のマ
スキングスペクトル（すなわち許容可能なノイズスペク
トル）を算出する場合のレベルαにおいては、このレベ
ルαが小さいと周波数軸上の信号に対するマスキングス
ペクトル（マスキングカーブ）が下降することになり、
逆に、上記レベルαが大きいとマスキングスペクトルが
上昇することになる。なお、該レベルαとは、後述する
ように逆コンボリューション処理を行うことによってク
リティカルバンドの各バンド毎の上記マスキングスペク
トルとなるようなレベルである。また、一般にオーディ
オ信号等では、高域部分のスペクトル強度（エネルギ）
が小さい。したがって本具体例においては、これらのこ
とを考慮して、エネルギの小さい高域にいく程、上記レ
ベルαを大きくしている。このようなことから、本具体
例回路における上記第１のノイズレベル設定回路１７に
対する回路では、高い周波数径間−のエネルギに対する
上記レベルαを高く設定している。

すなわち、本具体例回路では、上記マスキングスペクト
ルに対応するレベルαを算出し、該レベルαが高域程高
くなるように制御している。このため、上記フィルタ回
路７６の出力は引算器７８に送られる。該引算器７８は
、上記畳込んだ領域でのレベルαを求めるものである。

ここで、上記引算器７８には、上記レベルαを求めるた
めの許容関数（マスキングレベルを表現する関数）が供
給される。該許容関数を増減させることで上記レベルα
の制御を行っている。該許容関数は、関数発生回路７７
から供給されている。

上記マスキングスペクトルに対応するレベルαは、クリ
ティカルバンドのバンドの低域から順に与えられる番号
をｉとすると、第（２）式で求めることができる。

α＝　５−（ｎ−ａｉ）・・・・・・（２）この第（２
）式において、ｎ、　　ａは定数でａ＞０、Ｓは畳込み
処理後のパークスペクトルの強度であり、第（２）式中
（ｎ−ａｉ）が許容関数となる。本具体例ではｎ＝＝８
８．ａ＝１としている。

このようにして、上記レベルαか求められ、このデータ
は、割算器７９に伝送される。当該割算器７９では、上
記畳込み処理された領域でのレベルαを逆コンポリュー
シコンするためのものである。したがって、この逆コン
ボリューション処理を行うことにより、上記レベルαか
ら、マスキングスペクトルが得られるようになる。すな
わち、このマスキングスペクトルが各バンド毎に求めら
れた第１の許容ノイズレベル（許容ノイズスペクトル）
となる。なお、上記逆コンボリューション処理は、複雑
な演算を必要とするが、本具体例では簡略化した割算器
７９を用いて逆コンボリューションを行っている。

次に、上記マスキングスペクトルは、合成回路８０及び
合成回路１２０を介して減算器１２１に供給される。こ
こで、当該減算器１２１には、上記総和検出回路１１４
の出力すなわち前述の総和検出回路１１４からのパーク
スペクトルＳＢが、遅延回路１２７を介して供給されて
いる。したがって、この減算器１２１で上記マスキング
スペクトルとパークスペクトルＳＢとの減算演算が行わ
れることで、第４図に示すように、上記パークスペクト
ルＳＢは、該マスキングスペクトルＭＳの各レベルで示
すレベル以下がマスキングされることになる。

該減算器１２１の出力は、ＲＯＭ１２２に送られる。上
記ＲＯＭ１２２には、複数のフィルタ係数が格納されて
おり、上記減算器１２１の出力に応じたフィルタ係数を
出力するものである。このＲＯＭ１２２の出力が、出力
端子４を介して第１図のノイズフィルタ１３に送られる
。なお、上記遅延回路１２７は上記合成回路１２０以前
の各回路での遅延量を考慮して上記総和検出回路１１４
からのパークスペクトルＳＢを遅延させるために設けら
れている。

また、上記合成回路８０での合成の際には、最小可聴カ
ーブ発生回路１２９から供給される第５図に示すような
人間の聴覚特性であるいわゆる最小可聴カーブ（等ラウ
ドネス曲線）ＲＣを示すデータと、上記マスキングスペ
クトルＭＳとを合成することができる。この場合、該最
小可聴カーブＲＣとマスキングスペクトルＭＳとを共に
合成することで、第１の許容ノイズレベルはこの図中斜
線で示す部分までとすることができる。なおこの第５図
は、前述の第２図に示したクリティカルバンドで表され
ており、信号スペクトルＳＳも同時に示している。

上述したように、本具体例の上記第１０′ノイズレベル
設定回路１７に対応する各回路においては、各バンド毎
の信号の周波数軸上のマスキングを考慮した第１の許容
ノイズレベルを求めることかできる。従って、該第１の
許容ノイズレベルに基づいたフィルタ係数を設定するこ
とができる。

また、本具体例回路においては、上述した同時刻マスキ
ング（周波数軸上のマスキング）を考慮したフィルタ係
数決定と共に、注目バンド（臨界帯域）の時間的に先行
後行する信号のエネルギに基づいて、当該注目バンドの
上記第２の許容ノイズレベルを設定することで、時間軸
上めテンポラルマスキングを考慮したフィルタ係数の決
定も同時に行うようにしている。すなわち、本具体例の
上記第２のノイズレベル設定回路１８に対応する各回路
では、上述したように、第１の許容ノイズレベルが設定
されている任意のバンド（注目バンド）の現時点の信号
に対して、その注目バンドの現時点の信号に時間軸上で
先行後行する前後の信号によるテンポラルマスキングを
考慮して、当該現時点の注目バンドの許容ノイズレベル
（第２の許容ノイズレベル）を設定するようにしている
。

このため、上記合成回路１２０には、合成回路８０の出
力と共に、上記第２のノイズレベル設定回路１８に対応
する回路の１つである合成回路１１９の出力も供給され
るようになっている。

すなわち、当該合成回路１１９には、上記第２の許容ノ
イズレベルの信号として上記注目バンドの現時点の信号
に対して時間的に前後の信号のエネルギに基づくテンポ
ラルマスキングのレベルがそれぞれ算出されて供給され
ており、これら時間的に前後の信号による許容ノイズレ
ベルが該合成回路１１９で合成されて出力されるように
なっている。

このような第２の許容ノイズレベルを得るために、本具
体例回路では、上記総和検出回路１１４の出力をブロッ
ク単位で（遅延するブロックは複数であってもよい）遅
延するブロック遅延回路１１５及び１１６と、係数乗算
器１１７，１１８゜上記合成回路１１９とを設けている
。すなわち、上記ブロック遅延回路１１５の出力が得ら
れる時点を上記現時点Ｔ０とすると、当該ブロック遅延
回路１１５に上記総和検出回路１１４の出力が供給され
る時点が当該現時点Ｔ０の時間的に後（現時点Ｔ０に対
しては未来の時間となる）の後時点Ｔ＋＋となり、上記
ブロック遅延回路１１６から出力される時点が上記現時
点Ｔ０の時間的に前（現時点Ｔ０に対しては過去の時間
となる）の前時点Ｔ−１となる。

上記後時点Ｔ　＋　＋の信号すなわち総和検出回路１１
４の出力は、係数乗算器１１８に供給される。

該係数乗算器１１８では、該係数乗算器１１８に信号が
供給された該後時点Ｔ＋Ｉでの上記注目バンドの信号に
よる上記現時点Ｔ０の注目バンドの信号に対するテンポ
ラルマスキング（パックワードマスキング）を考慮して
決定された乗算係数が、上記後時点Ｔｅｌの信号に乗算
される。すなわち、この乗算係数は、合成回路１１９及
び１２０ての影響を考慮して設定される係数であり、例
えば上記後時点Ｔ、１の信号を正規化してｌとした場合
、該後時点Ｔ、Ｉの信号によるパックワードマスキング
が上記現時点Ｔ０の信号に対して作用するレベルに対応
した乗算係数に、が、該後時点Ｔｅｌの信号に乗算され
る。また、上記前時点Ｔ、の信号すなわちブロック遅延
回路１１６の出力は、係数乗算器１１７に供給される。

該係数乗算器１１７では、該係数乗算器１１７に信号か
供給された該前時点Ｔ−，での上記注目バンドの信号に
よる上記現時点Ｔ、の注目バンドの信号に対するテンポ
ラルマスキング（フォワードマスキング）を考慮して決
定された乗算係数が、上記前時点Ｔ、の信号に乗算され
る。すなわち該乗算係数は、上述同様に合成回路１１９
．１２０での影響を考慮して設定され、例えば前時点Ｔ
−，の信号を正規化した場合、該前時点Ｔ、の信号によ
るフォワードマスキングが上記現時点Ｔ０の信号に対し
て作用するレベルに対応した乗算係数に、が、当該前時
点Ｔ−＋の信号に乗算される。これら各係数乗算器１１
７，１１８の出力が合成回路】１９で合成されて得られ
た出力が、上記第２の許容ノイズレベルと、なる。

なお、上記合成回路１１９での合成は、例えば各係数乗
算器１１７．１１８の出力を加算するような処理が行わ
れる。このようにして得られた上記合成回路１１９の出
力が上記合成回路１２０に送られる。

当該合成回路１２０では、例えば、上記合成回路１１９
の出力と合成回路８０の出力のうち少なくとも一方すな
わち例えば大きい方を選ぶような合成処理、或いは、各
合成回路１１９．８０の出力をそれぞれ所定の重み付け
を行って加算するような合成処理が行われる。また、こ
の加算による合成処理の時は、例えば、全帯域のエネル
ギを考慮した上記第２の許容ノイズレベルを求めて加算
するようにしてもよい。

なお、本具体例においては、上述した最小可聴カーブの
合成処理を行わない構成とすることもできる。この場合
は、第３図の構成で最小可聴カーブ発生回路１２９と合
成回路８０か不要となり、このため上記引算器７８から
の出力は、割算器７９て逆コンボリューションされた後
、すぐに上記合成回路１２０に伝送されることになる。

上述したように、本具体例回路においては、注目バンド
の信号に対して、前記第１図の第１のノイズレベル設定
回路１７に対応する各回路によって周波数軸上のマスキ
ングを考慮した第１の許容ノイズレベルを設定すると共
に、第ｔｔｇの第２のノイズレベル設定回路１８に対応
する各回路によって注目バンドの時間的に先行後行する
信号でのテンポラルマスキングを考慮した第２の許容ノ
イズレベルを設定するようにしている。これら第１゜第
２の許容ノイズレベルに基づいて減算器！２１での減算
処理が行われ、更に該減算器１２１の出力にもどづいて
ＲＯＭ１２２からフィルタ係数が出力されるため、人間
の聴覚上良好なノイズシェービングが可能となる。

第６図に示す他の具体例回路は、入力端子１に供給され
た入力オーディオ信号を非ブロックで周波数分析するフ
ィルタバンク９０と、当該フィルタバンク９０によって
分析された各周波数成分を上記ブロック（所定期間）と
して例えば１０ａ＋。

５ｍｓ＋２．５ｍｓのブロックでそれぞれ更に周波数分
析するＦＦＴ　（高速フーリエ変換）回路２０，４０．
６０とを有し、更に、上記第１の許容ノイズレベルを設
定するマスキングスペクトル算出回路７５と、上記第２
の許容ノイズレベルを設定する期間遅延回路２３．４３
．６３、合成回路５０゜７０．５ｍｓ遅延（ＤＬ）回路
５１．Ｚ５ＩＩＩｓ遅延回路７１．　７２．　７３．選
択回路５２、合成選択回路７４、重付合成回路２４．４
４．６４とを有してなるものである。また、上記フィル
タバンク９０は、上記入力オーディオ信号を複数の周波
数帯域に分割（本具体例では３分割）する帯域分割手段
として少なくとも！つのフィルタ（例えばいわゆるＱＭ
Ｆ等のミラーフィルタ）を有し、高域はど帯域幅が大と
なるような分割を行うものである。

更に、上記ＦＦ７回路２０．４０．６０は、高域はど上
記高速フーリエ変換処理がなされるブロック時間長を小
となす処理を行う。本具体例回路の出力は出力端子４を
介して、第１図のノイズフィルタ１３に送られる。

すなわち、この第６図において、入力端子Ｉには、例え
ばサンプリング周波数ｆｓ＝４４．１ｋＨｚでサンプリ
ングされて得られたＤＣ〜２２ｋＨｚの入力オーディオ
信号が供給されており、該入力オーディオ信号が、上記
フィルタバンク９ｏに供給されている。該フィルタバン
ク９０は、例えば第７図に示すように、ＱＭＦ９１．９
２が２段縦続接続されて構成され、上記入力端子１に供
給されたＤＣ〜２２ｋＨｚの入力オーディオ信号が、Ｑ
ＭＦ９１に供給される。該ＱＭＦ９１は、入力オーディ
オ信号を１１ｋＨｚで２分割するものであり、したがっ
て該ＱＭＦ９１からはＤＣ〜１ｌｋ−２１１ｋＨｚ〜２
２ｋＨｚの帯域の出力信号が得られることになる。上記
１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚの帯域の出力信号は端子９３を
介して上記ＦＦ７回路６０に送られる。上記ＤＣ〜１１
に＆の出力信号は、ＱＭＦ９２に送られる。該ＱＭＦ９
２は、５．５ｋＨｚで入力信号を２分割するものであり
、したかって該ＱＭＦ９２からは、ＤＣ〜５．５ｋＨｚ
、５．５に七〜１１ｋＨｚの帯域の出力信号が得られる
ことになる。５．５ｋｌ（ｚ〜１ｌｋｌ（ｚの信号が端
子９４を介して上記ＦＦ７回路４０へ、ＤＣ〜５．５ｋ
Ｈｚの信号が端子９５を介して上記ＦＦ７回路２０へ送
られる。このように上記フィルタバンク９０では、入力
オーディオ信号を非ブロックで３つの帯域に周波数分割
し、高域はど帯域幅が大となるような分割を行っている
。なお、第７図の例では、フィルタをＱＭＦとしている
がＢＰＦ　（バンドパスフィルタ）を用いた構成とする
ことも可能である。

このフィルタバンク９０からＤＣ〜５．５ｋＨｚの帯域
の信号が供給されるＦＦＴ回路２０では、供給された信
号を１０駆毎にブロック化してこのブロック毎にＦＦＴ
処理を行う。また、５．５ｋＨｚ〜１１ｋ［ｚの帯域の
信号か供給されるＦＦＴ回路４０では５ｍｓ毎のブロッ
クでのＦＦＴ処理を行い、１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚの帯
域の信号か供給されるＦＦＴ回路６０では１５ｍ５毎の
ブロックでのＦＦＴ処理を行う。すなわち、これらＦＦ
Ｔ回路２０゜４０．６０では、高域はとＦＦＴされるブ
ロック長を小となす処理が行われる。このように、本具
体例では、各ＦＦ７回路２０，４０．６０においてブロ
ックを形成する際に、高域での時間ブロック長を小とな
す処理を行うことにより、この高域での時間分解能を上
げ、かつ低域では時間分解能を下げてｌブロック内のサ
ンプル数を増やして周波数分解能を上げている。すなわ
ち、通常の音声信号は高域で定常区間か短いため上述の
ように高域での時間分解能を上げることは有効であり、
また、一般に、人間の聴覚における周波数分解能は低域
で高いものであるため、上述のように低域での周波数分
解能を上げることも有効となる。

ここで、第８図に、上記フィルタバンク９０と各ＦＦ７
回路２０．４０．６０とによる処理の時間ブロックを示
す。すなわちこの第８図には、上記帯域分割、ＦＦＴ等
のそれぞれの処理単位（ブロック）を示しており、図中
ｂ　（ｐ、　　ｑ、　　ｒ）におけるｐ、ｑ＋　　ｒの
３つのパラメータにより、ブロックが指定されている。

ｐは時間経過を、ｑは帯域を、ｒは時間ブロックを示し
ている。この第８図において、ＤＣ〜５．５ｋＨｚの低
域では各帯域の１つの時間ブロック力月０＋ｎｓの時間
長（時間分解能）となることを示している。また５、５
ｋＨｚ〜１１ｋＨｚの中域では１つの時間ブロック長が
５ｍｓとなることを、ＩＩｋＨｚ〜２２ｋＨｚの高域で
は１つの時間ブロック長がＬ５ｍｓとなることを示して
いる。

上記ＦＦ７回路２０．４０．６０でＦＦＴ処理されて得
られた各帯域毎のＦＦＴ係数データは、前記第１図の第
１．第２のノイズレベル設定回路１７．１８に対する各
回路によって、同時刻マスキング（周波数軸上のマスキ
ング効果）及びテンポラルマスキング効果を考慮した第
１．第２の許容ノイズレベルが設定される。

この第１．第２の許容ノイズレベルは、例えば、以下の
ようにして求められる。

上記ＦＦ７回路２０．４０．６０の出力データは、全体
として更に上記クリティカルバンド（臨界帯域）に分割
される。この帯域分割を行うため、ＦＦＴ回路２０の出
力データ（周波数帯域ＤＣ〜５．５ｋＨｚ）は、臨界帯
域分割回路２１によって、更に上記クリティカルバンド
の低域側の例えば２０個分のバンドに分割される。また
、ＦＦＴ回路４０の出力データ（５，５に市〜１ｌｋｌ
）は、臨界帯域分割回路４】によって、更にクリティカ
ルバンドの中域の例えば３つ分のバンドに分割され、Ｆ
ＦＴ回路６０の出力データ（１１ｋＨｚ〜２２に＆）は
、臨界帯域分割回路６１により更にクリティカルバンド
の高域の例えば２つ分のバンドに分割される。

上記各臨界帯域分割回路２１．４１．６１の出力は、そ
れぞれエネルギ検出回路２２．　４２．　６２に送られ
る。各エネルギ検出回路２２，４２．。

６２では、上記各ＦＦ７回路２０，４０．６０での各時
間ブロック毎でかつ各クリティカルバンド毎のデータの
エネルギ（各バンドでのスペクトル強度）か、例えば、
各バンド内のそれぞれの振幅値の総和（振幅値のピーク
又は平均或いはエネルギ総和）をとることにより求めら
れる。該エネルギ検出回路２２．４２．６２の出力は、
各クリティカルバンド毎の総和のスペクトル（パークス
ペクトルＳＢ、前述の第２図参照）である。

ここで、上記パークスペクトルＳＢの周波数軸でのマス
キングに於ける影響を考慮するため、上記パークスペク
トルＳＢに所定の重みづけの関数を畳込む（コンボリュ
ーション）。このため上記エネルギ検出回路２２．４２
．４６の出力すなわち上記パークスペクトルＳＢの各値
は、上記第１図の第１のノイズレベル設定回路１７とし
てのマスキングスペクトル算出回路７５に送られる。当
該マスキングスペクトル算出回路７５は、前述した第３
図のフィルタ回路７６、引算器７８．関数発生回路７７
、割算器７９と同様に構成されるものであるため、詳細
な説明は省略する。ただし、二のマスキングスペクトル
算出回路７５に供給される信号は、上述したように臨界
帯域か３つにわけられたものである。

また、本具体例回路においては、上述した周波数軸上の
マスキングを考慮した第！の許容ノイズレベルの設定と
共に、上記第２の許容ノイズレベルも設定するようにし
ている。ここで、第８図において例えばブロックＢ２か
ら見ると、上記時間的に先行するデータはブロックＢｌ
（それ以前のブロックも含む）のデータとなり、後行す
′るデータはブロックＢ３（それ以後のブロックも含む
）のデータとなる。これらブロックＢｌ、Ｂ３　（或い
はより複数のブロック）の少なくとも一方のデータにと
もづいて上記ブロックＢ２内の各周波数成分に対する第
２の許容ノイズレベル（マスキングレベル）を設定する
ようにしている。更に、本具体レベルでは、上記第２の
許容ノイズレベルでの上記少なくとも一方は、時間的に
先行するデータとする。すなわち、テンポラルマスキン
グにおいてマスキング効果の時間が長いフォワードマス
キングを考慮して時間的に先行する上記ブロックＢｌの
データに基づいてブロックＢ２への許容ノイズレベルを
求めている。また更に、本具体例では、時間的に異なる
期間の周波数成分的に同一のもののエネルギに基づいて
上記第２の許容ノイズレベルを設定するようにしている
。すなわち、クリティカルバンドのうち同じ周波数バン
ドの時間的に先行、後行するデータのエネルギに基づい
て第２の許容ノイズレベルを設定している。

このため、上記エネルギ検出回路２２．４２゜６２の出
力は、それぞれ、上記第２のノイズレベル設定手段の期
間遅延回路２３．４３．６３及び５ｍｓ遅延回路５１，
２．５ｍｓ遅延回路７１に送られる。

ここで、上記期間遅延回路２３，４３．６３は、それぞ
れ供給されたデータを例えば１０ａｕ；ブロックの期間
毎に遅延を行うものである。また、上記期間遅延回路４
３及び６３の出力は、それぞれ合成回路５０．７０に送
られる。該合成回路５０及び７０は、上記ＦＦ７回路４
０．６０での時間ブロック（５ｍＳ＋２．．５ｍｓブロ
ック）のデータをそれぞれ１０ｍ５のデータに合成する
ものである。更に、上記５ｍｓ遅延回路５１は、上記５
駆ブロツク毎に遅延を行うものであり、該５駆遅延回路
５１の出力は選択回路５２に送られる。当該選択回路５
２は、供給された５ｍｓブロックのデータが、現在処理
されている１０ｍ５ブロツク内の前のブロックデータで
ある場合は、そのデータを通過させ、また、該１０ｍ５
ブロツクの先行する１０ｍ５ブロツク内の後のブロック
データである場合は通過させないような切換選択を行う
ものである。すなわち上記現在処理されている１０ｍ５
ブロツクを第８図のブロックＢ２とすると、上記選択回
路５２に供給された５ｍｓブロックデータが第８図中プ
ロツクｂ（２゜２、ｌ）である時はオンとなり、ｂ（１
，２゜２）である時はオフとなる選択を行う。上記Ｚ５
駆遅延回路７１は、Ｚ５ｍｓのブロック毎に遅延を行う
ものであり、当該Ｚ５ｍｓ５ｍｓ遅延１の出力は、順次
２．５ｍｓ遅延回路７２．７３に送られる。

各１５ｍ５遅延回路？１，７２．７３の出力はそれぞれ
合成選択回路７４に送られる。当該合成選択回路７４は
、供給された２、５ｍｓブロックデータが、現在処理さ
れている例えばブロックＢ２の先行するブロックＢ２内
の後のブロックｂ（１，３゜４）である場合はオフとし
、また上記ブロックＢ２内のブロックｂ　（２，３，１
）、ｂ　（２，３゜２Ｌ　ｂ　（２，３，３）である場
合はオンとするような切換選択を行う。同時に当該合成
選択回路７４では、例えばブロックｂ　（２，３，２）
のデータが供給された時はこのブロックと前のブロック
ｂ　（２，３，１）との合成を行い、ブロックｂ（２，
３，３）のデータが供給される時は該ブロックと前の２
つのブロックｂ　（２，３，１）、　　ｂ（２，３，２
）との合成い、ブロックｂ　（２，３゜４）のデータが
供給される時は該ブロックと前の３つのブロックｂ　（
２，３，ｌ）、　　ｂ　（２，３゜２）、ブロックｂ　
（２，３，３）との合成を行うようになっている。

上記期間遅延回路２３の出力は重付合成回路２４に、上
記合成回路５０１選択回路５２の出力は重付合成回路４
４に、上記合成回路７０２合成選択回路７４の出力は重
付合成回路６４に送られる。

また、各重付合成回路２４．４４．６４には、前記マス
キングスペクトル算出回路７５からのデータも供給され
るようになっている。ここで、各重付合成回路２４．４
４．６４は、供給されたデータに対して同時刻及びスペ
クトルマスキング効果を考慮した重み付けの係数を合成
するものである。

すなわち、この重み付けの係数は、マスキング効果を考
慮して設定される係数であり、例えば現在のブロックの
信号に対して先行或いは後行するブロックの信号を正規
化してｌとした場合、該先行或いは後行するのブロック
の信号による周波数軸上のマスキング及びテンポラルマ
スキング等に基づいた上記現在のブロックの信号に対し
て作用するレベルに対応した重み付けの係数が、該先行
或いは後行するブロックの信号に対して重み付けられる
。これにより、周波数軸上及びテンポラルマスキング効
果を利用した許容ノイズレベル（マスキングスペクトル
）が設定可能となる。

なお、上述のマスキング効果を考慮したマスキングスペ
クトルは、同じクリティカルバンド内で求められている
が、他のクリティカルバンド間でのマスキングを考慮し
たものとすることも可能である。

これら各重付合成回路２４，４４．６４の出力は、更に
それぞれ合成回路２５，４５．６５を介して減算器２７
，４７．６７に送られる。ここで、これら減算器２７．
４７．６７は、前述の第３図の減算器１２１と略同様に
機能するものであり詳細な説明は省略する。ただし、こ
れら減算器２７゜４７．６７で扱われる帯域は、上述し
たようにクリティカルバンドを３つに分けたそれぞれの
帯域となっている。

該減算器２７，４７．６７の出力は、ＲＯＭ２８．４８
．６８に送られる。これらＲＯＭ２８゜４８．６８も、
第３図のＲＯＭ１２２と略同様に機能するものであり詳
細な説明は省略する。ただし、これらＲＯＭＺ８．４８
．６８で扱う帯域も、クリティカルバンドを３つに分け
たそれぞれの帯域となっている。

このようなことから、本具体例回路でも、上記クリティ
カルバンドの各バンド毎のエネルギによる同時刻マスキ
ングと、テンポラルマスキングとを考慮した第１．第２
の許容ノイズレベルに応じて上記ノイズフィルタ１３の
フィルタ係数が定められている。

上述のようにして決定されたフィルタ係数が合成回路８
５によって全帯域合成かなされ、その後出力端子４から
第１図のノイズフィルタ１３に送られる。

なお、上記遅延回路３０，５５．８０は上記臨界帯域分
割回路２１，４１．６１以降の回路での遅延量を考慮し
て設けられているものであり、遅延回路３１．５６．８
１は、期間遅延回路２３゜４３．６３．５ｍｓ遅延回路
５１，２．５ｍｓ遅延回路７１、マスキングスペクトル
算出回路７５以降の各回路での遅延量を考慮して設けら
れている。

また、上記合成回路２５，４５．６５での合成の際には
、前述の第３図の最小可聴カーブ発生回路１２９と同様
の最小可聴カーブ発生回路２６゜４６．６６からのデー
タも供給されている。ただし、これら最小可聴カーブ発
生回路２６．４６゜６６からのデータも、クリティカル
バンドを３つに分けたそれぞれの帯域に対応するデータ
となっている。

上述のようなことから、本実施例のオーディオ信号の量
子化誤差低減装置を、例えば規格統一されたディジタル
オーディオ機器（例えばいわゆるコンパクトディスク、
ディジタル・オーディオ・テープレコーダ等）に適用す
れば、該統一規格から現実に得られるダイナミックレン
ジよりも、聴感上でより高いダイナミックレンジの再生
音を得られるようになる。例えば、統一規格（上記ＣＤ
。

ＤＡＴの場合１６ビツトスロツトワード長の規格）を維
持したままで（再生側には変更を加えず、コンパチビリ
ティ−を保ったままで）、このオーディオ信号の再生音
の聴感上のダイナミックし・ンジを上げることができる
ようになる。

〔発明の効果〕

本発明のオーディオ信号の量子化誤差低減装置において
は、所定期間毎のブロックの入力ディジタル信号を周波
数分析し、各周波数成分のエネルギに基づいた第１の許
容ノイズレベルと、ブロックに時間的に先後行するデー
タの少なくとも一方のエネルギに基づいた第２の許容ノ
イズレベルとの少なくとも一方に基づいて、ノイズフィ
ルタのフィルタ特性を設定するようにしたことにより、
聴感上のノイズを低減して聴感上のダイナミックレンジ
を上げることができるようになった。

したがって、本発明のオーディオ信号の量子化誤差低減
装置を、例えば規格統一されたディジタルオーディオ機
器に適用すれば、該統一規格から現実に得られるダイナ
ミックレンジよりも、聴感上でより高いダイナミックレ
ンジの再生音を得られるようになる。例えば、統一規格
を維持したままで（再生側には変更を加えず、コンパチ
ビリティ−を保ったままで）、このオーディオ信号の再
生音の聴感上のダイナミックレンジを上げることがてき
るようになる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明実施例のオーディオ信号の量子化誤差低
減装置の概略構成のブロック図、第２図パークスペクト
ルを示す図、第３図は具体例回路を示すブロック図、第
４図マスキングスペクトルを示す図、第５図は最小可聴
カーブ、マスキングスペクトルを合成した図、第６図は
他の具体例回路を示すブロック図、第７図はフィルタバ
ンクの例を示すブロック回路図、第８図は他の具体例で
のブロックを説明するための図である。 １０．１２・・・・加算器 １１・・・・・・量子化器 １３・・・・・・ノイズフィルタ １４・・・・・・フィルタ係数算出回路１５・・・・・
・ブロック化回路 １６・・・・・・周波数分析回路 １７・・・・・・第１のノイズレベル設定回路１８・・
・・・・第２のノイズレベル設定回路特許出願人　　　
　ソニー株式会社

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 　量子化器で発生した量子化誤差をノイズフィルタを介
   して上記量子化器の入力側に帰還するようにしたオーデ
   ィオ信号の量子化誤差低減装置において、 入力オーディオ信号を所定期間毎にブロック化するブロ
   ック化手段と、 上記ブロック化手段からの各ブロック毎に周波数分析を
   行う周波数分析手段と、 上記周波数分析手段の出力のうち、上記ブロック内の各
   周波数成分のエネルギに基づいて第１の許容ノイズレベ
   ルを設定する第１のノイズレベル設定手段と、 上記周波数分析手段の出力のうち、上記ブロックに時間
   的に先行するデータ及び時間的に後行するデータの少な
   くとも一方のエネルギに基づいて、当該ブロックの各周
   波数成分の第２の許容ノイズレベルを設定する第２のノ
   イズレベル設定手段とを有し、 上記ノイズフィルタのフィルタ特性を、上記第１及び第
   ２のノイズレベル設定手段の少なくとも一方の出力に基
   づいて設定することを特徴とするオーディオ信号の量子
   化誤差低減装置。