JPH04193066A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、交流電源を整流平滑した直流電圧を高周波に
変換して負荷に供給するインバータ装置に関するもので
ある。

［従来の技術］ 第１０図は従来のインバータ装置（特願平１−６４４６
５号）の回路図である。以下、その回路構成について説
明する。トランジスタＱ、、Ｑ２はバイポーラ型のトラ
ンジスタよりなる。トランジスタＱ１のエミッタは、ト
ランジスタＱ２のコレクタに接続されている。トランジ
スタＱ、、Ｑ２のコレクタ及びエミッタには、タイオー
ドＤ、、Ｄ２のカソード及びアノードが夫々接続されて
いる。トランジスタＱ、のベース・エミッタ間には、第
１の矩形波信号が入力されており、トランジスタＱ２の
ベース・エミッタ間には、第１の矩形波信号が高レベル
のときに低レベルとなり、第１の矩形波信号が低レベル
のときに高レベルとなる第２の矩形波信号が入力されて
いる。これにより、トランジスタＱ、、Ｑ２は交互にオ
ンオフされる。トランジスタＱ１のコレクタにはダイオ
ードＤ、のカソードが接続され、ダイオードＤ３のアノ
ードはダイオードＤ４のカソードに接続され、ダイオー
ドＤ４のアノードはトランジスタＱ２のエミッタに接続
されている。トランジスタＱ、のコレクタには、コンデ
ンサＣ２の一端が接続され、コンデンサＣ２の他端はコ
ンデンサＣ１の一端に接続され、コンデンサＣ１の他端
はトランジスタＱ２のエミッタに接続されている。トラ
ンジスタＱ、、Ｑ２の接続点とコンデンサＣ２，Ｃ３の
接続点の間には、負荷回路Ｒが接続されている。トラン
ジスタＱ、、Ｑ、の接続点は交流電源Ｖｓの一端に接続
されている。

交流電源Ｖｓの他端は、インダクタＬ　１．　Ｌ　２を
介して、ダイオードＤ、、Ｄ、の接続点に接続されてい
る。インダクタＬ、、Ｌ２の接続点と交流電源Ｖｓの一
端との間には、コンデンサＣ１が接続されている。イン
ダクタＬ、とコンデンサＣ１はＡＣフィルタ３を構成し
ている。また、トランジスタＱ、、Ｑ２とダイオードＤ
、、Ｄ２及びコンデンサＣ２、Ｃｙは、ダイオードＤ　
３．Ｄ　、及びインダクタし２と共にチョッパー回路２
を構成し、且つ負荷回路Ｒと共にインバータ回路１を構
成している。

以下、上記回路の動作について説明する。

まず、交流電源Ｖｓが正の半サイクルのときに、トラン
ジスタＱ、がオンすると、インダクタＬ２、ダイオード
Ｄ３、トランジスタＱ１を通る経路て交流電源■ｓから
インダクタＬ２に電流が流れ、そのｔ流値は入力交流電
圧Ｖｉｎの瞬時値に比例した傾きで増加していく。この
とき、トランジスタＱ１はインバータ用のスイッチング
素子としても機能し、コンデンサＣ２からトランジスタ
Ｑ１を介して負荷回路Ｒに電流を流す。

次に、トランジスタＱ、がオフすると、インダクタＬ２
、ダイオードＤ３、コンデンサＣ２、負荷回路Ｒ１交流
電源Ｖｓを通る経路、並びに、インダクタＬ２、ダイオ
ードＤ３、コンデンサＣ２、Ｃｚ、ダイオードＤ２、交
流電源Ｖｓを通る経路て、インダクタＬ２のエネルギー
が放出され、コンデンサＣ２及びＣ２を充電する。この
とき、トランジスタＱ２がオンしており、コンデンサＣ
３から負荷回路Ｒ、トランジスタＱ２を通る経路で、上
記とは逆方向に負荷回路Ｒに電流を流す。

このように、交流電源Ｖｓが正の半サイクルでは、トラ
ンジスタＱ１がチョッパー用のスイッチング素子とイン
バータ用のスイッチング素子を兼ね、トランジスタＱ２
はインバータ用のスイッチング素子としてだけ機能する
。

次に、交流電源Ｖｓが負の半サイクルのときに、トラン
ジスタＱ２がオンすると、交流電源Ｖｓ、トランジスタ
Ｑ２、ダイオードＤ４、インダクタＬ２を通る経路で、
インダクタＬ２に電流が流れ、その電流値は入力交流電
圧Ｖｉｎの瞬時値に比例した傾きで増加して行く、この
とき、トランジスタＱ２はインバータ用のスイッチング
素子としても機能し、コンデンサＣ１から負荷回路Ｒ、
トランジスタＱ２を通る経路で負荷回路Ｒに電流を流す
。

次に、トランジスタＱ２がオフすると、交流電源Ｖｓ、
負荷回路Ｒ、コンデンサＣ３、ダイオードＤ４、インダ
クタＬ２を通る経路、並びに、交流電源Ｖｓ、ダイオー
ドＤ１、コンデンサＣ２、Ｃｙ、ダイオードＤ４、イン
ダクタＬ２を通る経路で、インダクタＬ２のエネルギー
が放出され、コンデンサＣ２及びＣ４を充電する。この
とき、トランジスタＱ、がオンしており、コンデンサＣ
２からトランジスタＱ１を介して、上記とは逆方向に負
荷回路Ｒに電流を流す。

このように、交流電源Ｖｓが負の半サイクルては、トラ
ンジスタＱ２がチョッパー用のスイッチング素子とイン
バータ用のスイッチング素子の働きを兼ねて、トランジ
スタＱ、はインバータ用のスイッチング素子としてだけ
機能する。

したがって、この回路にあっては、インバータ用スイッ
チング素子がチョッパー用スイッチング素子を兼ね、且
つ少ない素子数で構成されており、電力損失が少なく、
回路構成も簡単になるという利点がある。また、上記回
路にあっては、交流電源Ｖｓの半サイクル毎に各トラン
ジスタＱ、、Ｑ２が交互にチョッパー用のスイッチング
素子として働くので、スイッチング素子１涸当たりのス
トレスが軽減されるという利点があり、またスイッチン
グ素子（トランジスタＱ、、Ｑ２）の電力損失のバラン
スが取れているので、例えば放熱構造は同じで良い、さ
らに、スイッチング素子（トランジスタＱ、、Ｑ２）は
インバータ用のスイッチング素子としても動作している
から、別個にチョッパー駆動回路を設ける必要がなく、
また駆動回路の構成も簡単化される。なお、交流電源Ｖ
ｓとインダクタＬ２の間に、ＡＣフィルタ３を挿入して
入力電流を連続的にすることにより、入力電流歪率を低
減することができ、また、入力電流を入力電圧と同相の
正弦波にできるので、入力力率はほぼ１となることは言
うまでもない。

なお、第１０図の回路において、コンデンサＣ２゜Ｃ３
は比較的大容量のコンデンサとする必要があるが、第１
１１図に示すように、大容量のコンデンサＣ８を１つ設
け、コンデンサＣ２，Ｃ３は小容量のコンデンサとする
方式もある。

［発明が解決しようとする課題］ 上記従来例では、スイッチング素子に流れる電流は、チ
ョッパー回路とインバータ回路のスイッチング素子を兼
用せずに別個で使用した場合に比べて大きくなる。した
がって、スイッチング素子てのロスが大きくなる。この
ため、スイッチング素子を大きい容量のものにするか、
放熱対策が必要となる。また、エネルギーの面から見る
と、ＤＣ−ＤＣ変換であるチョッパー回路とＤＣ−ＡＣ
変換であるインバータ回路の２つの変換過程を通るので
、その間てのロスも大きくなる。したかって、回路総合
効率（負荷の消費電力−人力電力）には限界がある。

本発明はこのような点に鑑みてなされたちのてあり、そ
の目的とするところは、インバータ装置の入力力率を高
く、入力電流高調波を低く保ちつつ、簡単な回路構成で
回路総合効率を向上させることにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明のインバータ装置にあっては、上記の課題を解決
するために、第１図に示すように、全波整流器ＤＢの交
流入力端子に商用電源Ｖｓを接続し、全波整流器ＤＢの
直流出力端子に平滑用コンデンサＣ１を接続し、交互に
オン・オフされる第１及び第２のスイッチング素子（ト
ランジスタＱ、。

Ｑ２）の直列回路を平滑用コンデンサＣ６に並列接続し
、少なくとも一方のスイッチング素子に負荷２を含むイ
ンピーダンス回路を接続し、第１及び第２のスイッチン
グ素子の接続点と全波整流器ＤＢの交流入力端子の一端
の間にインバータ電流の通電経路を構成したことを特徴
とするものである。

［作用］ 第１図の回路では、インバータ回路を構成する第１及び
第２のトランジスタＱ、、Ｑ２の接続点と、ダイオード
Ｄ３〜Ｄ６よりなる全波整流器ＤＢの交流入力端子の一
端Ａとの間に、インバータ電流の通電経路を構成したの
で、交流電源Ｖｓがら直接的に負荷２へ電流を流すこと
ができ、複数の変換過程を通らない。したがって、従来
例に比べると、電力の変換過程が減ることにより、回路
効率を高くすることができる。

［実施例］ 第１図は本発明の第１実施例の回路図である。

以下、その回路構成について説明する。ダイオードＤ　
３　、　Ｄ　−、Ｄ　５．　Ｄ　ｓは全波整流器ＤＢを
構成している。この全波整流器ＤＢの交流入力端子は、
インダクタＬ１とコンデンサＣ１よりなるフィルター回
路を介して交流電源Ｖｓに接続されている。全波整流器
ＤＢの直流出力端子には、大容量のコンデンサＣ１が並
列接続されている。以上の回路により整流平滑回路か構
成されている。また、平滑コンデンサＣ１には、小容量
のコンデンサＣ２，Ｃ。

の直列回路と、スイッチング用のトランジスタＱ１゜Ｑ
２の直列回路とが並列的に接続されており、各トランジ
スタＱ、、Ｑ２にはダイオードＤ、、Ｄ２がそれぞれ逆
並列接続されている。トランジスタＱ１゜Ｑ２の接続点
と、コンデンサＣ２，Ｃ、の接続点Ｂとの間には、負荷
Ｚが接続されている。以上の回路によりハーフブリッジ
式のインバータ回路が構成されており、トランジスタＱ
、、Ｑ２が交互にオン・オフすることにより、負荷２に
高周波電流を流すことができる。

上記の回路の特徴は、全波整流器ＤＢの交流入力端子の
一端（ダイオードＤ、、Ｄ４の接続点）Ａと、コンデン
サＣ２，Ｃ、の接続点Ｂとを接続したことにある。これ
により、入力電圧Ｖｉｎが正の期間に、トランジスタＱ
１がオンすると、交流電源Ｖｓからフィルター回路を介
してダイオードＤ５、トランジスタＱ１、負荷Ｚ、接続
点Ｂ、接続点Ａ、交流電源Ｖ’Ｓの経路で電流が流れて
、交流電源Ｖｓから負荷Ｚに直接的に電流を流すことが
てきる。また、入力電圧Ｖｉｎが負の期間に、トランジ
スタＱ２かオンすると、交流電源Ｖｓからフィルター回
路を介して接続点Ａ、接続点Ｂ、負荷Ｚ、トランジスタ
Ｑ２、ダイオードＤ６、交流電源Ｖｓの経路て電流が流
れて、やはり交流電源ＶＳから負荷Ｚに直接的に電流を
流すことができる。

上記の電流は、入力電圧Ｖｉｎが正の期間では、入力電
圧ＶｉｎがコンデンサＣ２の電圧よりも高い期間でない
と流れない。また、入力電圧Ｖｉｎが負の期間では、入
力電圧■ｉｉがコンデンサＣ０の電圧よりも高い期間で
ないと流れない。このなめ、コンデンサＣ２、Ｃｙの容
量は小さいほど、入力電流が広い期間にわたって流れる
ようになる。例えば、コンデンサＣ２，Ｃ３の容量をト
ランジスタＱ１゜Ｑ２のスイッチング周期内で電荷を完
全に放出し切る程度に設定すると、交流電源ＶＳの商用
周期の全期間にわたって、入力電流が流れることになる
６したがって、入力力率が高く、入力電流高調波も小さ
くなる。

本回路の入力波形及び負荷電流波形は第２図に示すよう
になる。図中、Ｖｉｎは入力電圧、Ｉはフィルター回路
で高周波成分を除去する前の入力電流、Ｉｉｎはフィル
ター回路て高周波成分を除去した後の入力電流、Ｉｚは
負荷電流である。

このように、本回路は交流電源Ｖｓから負荷２へ直接的
に電流を流すようにしたので、複数の変換過程を通らず
、回路効率の高いインバータ装置となる。また、スイッ
チング素子に流れる電流はインバータ負荷に流れる電流
のみて、従来例に比べてロスは小さい。また、コンデン
サＣ１の電圧は従来例に比べて半分程度となり、回路素
子の耐圧も小さくなる。さらに、回路構成も非常に簡単
である。

［実施例２］ 第３図は本発明の第２実施例の回路図である。

図中、破線で囲まれた回路１がハーフブリッジ式のイン
バータを構成している。トランジスタＱ、。

Ｑ２か高速度で交互にオン・オフし、負荷Ｚに高周波が
供給される。ｚ２及びＺ、はインピーダンス素子であり
、例えば、第１図のコンデンサＣ２，Ｃ。

に相当し、インバータの振動要素である。なお、インピ
ーダンス素子Ｚ、は無くても良い。

本回路の特徴は、全波整流器ＤＢの交流入力端子の一端
Ａとインバータ回路の負荷Ｚの一端Ｂとの間にインピー
ダンス素子Ｚ１を接続し、さらに、トランジスタＱ、、
Ｑ２の接続点Ｃとの間に負荷Ｚを接続したことである。

本実施例において、入力電圧Ｖｉｎが正の期間に、トラ
ンジスタＱ１がオンすると、交流電源ＶＳからフィルタ
ー回路を介してダイオードＤ５、トランジスタＱ１、接
続点Ｃ１負荷Ｚ、接続点Ｂ、インピーダンス素子ｚ１、
接続点Ａ、交流；源Ｖｓの経路で交流電源Ｖｓから負荷
Ｚに直接的に電流が流れる。入力電圧Ｖｉｎが負の期間
では、トランジスタＱ２がオンすると、交流電源Ｖｓか
らフィルター回路を介して接続点Ａ、インピーダンス素
子２２、接続点Ｂ、負荷２、接続点Ｃ、トランジスタＱ
２、ダイオードＤ６、交流電源Ｖｓの経路で、やはり交
流電源Ｖｓから負荷Ｚに直接的に電流を流す。

本回路も交流電源Ｖｓから負荷Ｚへ直接的に電流を流す
ようにしたので、複数の変換過程を通らず、回路効率の
高いインバータ装置となる。また、スイッチング素子に
流れる電流は、インバータ負荷に流れるｉｔ流のみて従
来例に比べてロスは小さい。さらに、入力力率が高く、
入力電流高調波が少ないことは言うまても無い。

なお、インピーダンス素子Ｚ１を挿入した効果について
は、第５図以降の具体的実施例で説明する。

［実施例３］ 第４図は本発明の第３実施例の回路図である。

図中、破線で囲まれた回路１は直列インバータを構成し
ている。Ｚ２はインバータの振動要素である。本回路の
特徴は全波整流器ＤＢの交流入力端子の一端Ａとインバ
ータ回路の一端Ｂとの間にインピーダンス素子Ｚ１を接
続し、さらに、スイッチング素子の接続点Ｃとの間にイ
ンバータ振動要素ｚ２を接続したことである。

本実施例において、入力電圧Ｖｉｎが正の期間に、トラ
ンジスタＱ１かオンすると、交流電源Ｖ　、ｓからフィ
ルター回路を介してダイオードＤ３、トランジスタＱ１
、接続点Ｃ、インバータ振動要素Ｚ２、接続点Ｂ、イン
ピーダンス素子Ｚ１、接続点Ａ、交流電源Ｖｓの経路を
通って、交流電源Ｖｓがらインバータ回路に直接的に電
流を流す。入力電圧Ｖｉｎが負の期間では、トランジス
タＱ２がオンすると、交流電源ＶＳからフィルター回路
を介して接続点Ａ、インピーダンス素子ｚ１、接続点Ｂ
、インバータ振動要素Ｚ２、接続点Ｃ、トランジスタＱ
２、ダイオードＤ６、交流電源■ｓの経路を通って、交
流電源Ｖｓがらインバータ回路に直接的に電流を流す。

本回路では、インピーダンス素子ｚ１とインバータ振動
要素Ｚ２がスイッチングされて、チョッパー回路のよう
な働きをする。したがって、インバータ振動要素ｚ２は
チョッパーとしてもインバータとしても作用することに
なり、回路の共用化はスイッチング素子だけでなく、回
路素子も共用化されていることになる。インピーダンス
素子２１とインバータ振動要素ｚ２を流れる電流は、一
部が負荷Ｚにも流れ、やはり回路効率は従来例に比べて
改善される。また、入力力率が高く、入力電流高調波が
少なくなることは言うまでも無い。

［実施例４Ｊ 第５図は本発明の第４実施例の回路図である。

本実施例は第３図に示す実施例２の具体的な応用例であ
り、放電灯ｆａにコンデンサＣ６を並列接続し、インダ
クタＬ２を直列接続した放電灯点灯回路を第３図の負荷
Ｚとしたちのである。また、インピーダンス素子２．、
．２．．２．として、コンデンサＣａ　、　Ｃ３、Ｃ２
をそれぞれ用いたものである。

本回路における負荷電流波形は第６図のようになる。上
述の実施例２では、負荷電流■に商用交流成分が重畳し
たような波形となっており、このため、放電灯１ａのち
らつきが生していたが、本回路ではコンデンサＣ６が負
荷電流の商用交流成分をカットしているので、放電灯１
ａには商用交流成分の無い平滑された電流１１！ａが流
れ、ちらつきなどは生しない。また、回路効率が良く、
入力力率か高く、入力電流高調波が少ないのは、勿論で
ある。

［実施例５コ 第７図は本発明の第５実施例の回路図である。

本実施例は第４図に示す実施例３の具体的な応用例てあ
り、インピーダンス素子Ｚ１として、インダクタし、と
コンデンサＣ６の直列回路を用いると共に、インバータ
振動要素Ｚ２としてインダクタＬ２を用いたものである
。また、負荷Ｚとしては、放電灯１ａにコンデンサＣ５
を並列接続し、コンデンサＣ１を直列接続した放電灯点
灯回路を用いている。なお、コンデンサ゛ＣＧは無くて
も−良い。また、インピーダンス素子Ｚ３として、第５
図に示すようなコンデンサＣ２を、コンデンサｃ′１の
正極とコンデンサＣ３の負荷側端子の間に接続しても良
い。

本回路における負荷電流波形は第８図のようになる。負
荷電流１１ａの振幅が入力電圧Ｖｉｎの太きさに反比例
している。このため、この回路は電源変動補償が自動的
になされる。なぜなら、負荷電流の振幅の最大値はコン
デンサＣＩの電圧値で決まり、振幅の最小値は電源電圧
の大きさで決まる。

もし、入力電圧Ｖｉｎが増加すると、コンデンサｃ１の
電圧が上昇し、したがって、負荷電流の振幅の最大値が
大きくなる。一方、振幅の最小値は小さくなるので、商
用周期で平均すると、負荷電流の実効値は変動の前後で
余り変化しないことになる９また、回路効率が良く、入
力力率が高く、入力電流高調波が少ないのは勿論である
。

［実施例６］ 第９図は本発明の第６実施例の回路図である。

本実施例は、第７図の回路において、放電灯１ａとコン
デンサＣ９の並列回路を、インダクタＬ２と置き換えた
ものである。これは、第３図に示す回路を具体化したも
のであり、そのインピーダンス素子ＺＩとして、インダ
クタＬ３とコンデンサｃ６の直列回路を用い、インピー
ダンス素子Ｚ２として、インダクタＬ２とコンデンサＣ
３の直列回路を用いたものである。また、負荷２として
は、放電灯１ａとコンデンサＣ５の並列回路を用いたも
のである。

なお、インダクタし、は省略しても良い。

［発明の効果］ 本発明にあっては、交流電源を全波整流器と平滑コンデ
ンサで直流電圧に変換し、平滑コンデンサの両端間に直
列的に接続された第１及び第２のスイッチング素子を交
互にオン・オンすることにより、少なくとも一方のスイ
ッチング素子に接続された負荷を含むインピーダンス回
路にインバータ電流を通電するようにしたインバータ装
置において、第１及び第２のスイッチング素子の接続点
と全波整流器の交流入力端子の一端との間にインバータ
を流の通電経路を構成したので、交流電源から直接的に
負荷又はインバータ回路へ電流を流すことができ、複数
の変換過程を通らず、したがって、回路効率を高くする
ことができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例の回路図、第２図は同上の
動作波形図、第３図は本発明の第２実施例の回路図、第
４図は本発明の第３実施例の回路図、第５図は本発明の
第４実施例の回路図、第６図は同上の動作波形図、第７
図は本発明の第５実施例の回路図、第８図は同上の動作
波形図、第９図は本発明の第６実施例の回路図、第１０
図は従来例の回路図、第１１図は他の従来例の回路図で
ある。 Ｃ０〜Ｃ１はコンデンサ、Ｄ、〜Ｄ６はダイオード、Ｄ
Ｂは全波整流器、Ｌ、はインダクタ、Ｑ、、Ｑｈはトラ
ンジスタ、Ｖｓは交流電源、Ｚは負荷である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）全波整流器の交流入力端子に商用電源を接続し、
   全波整流器の直流出力端子に平滑用コンデンサを接続し
   、交互にオン・オフされる第１及び第２のスイッチング
   素子の直列回路を平滑用コンデンサに並列接続し、少な
   くとも一方のスイッチング素子に負荷を含むインピーダ
   ンス回路を接続し、第１及び第２のスイッチング素子の
   接続点と全波整流器の交流入力端子の一端の間にインバ
   ータ電流の通電経路を構成したことを特徴とするインバ
   ータ装置。