JPH04197100A - 半導体パワースイッチの電流検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、誘導負荷の電流を制御するシステムに係り、
例えば車両用発電機制御装置、インバータ制御装置等に
好適な、半導体パワースイッチの電流制御回路に関する
。

〔従来の技術〕 従来より誘導負荷の電流を制御する装置において、特開
昭５８−５０００４６号公報に記載のように、負荷電流
を検出し基準電圧と比較して半導体パワースイッチが導
通状態において出力電流を制限する方式が知られている
。また、同様の方式が特開昭６２−１０４５００号公報
に記載されている。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記従来技術はいずれも負荷電流を、半導体パワースイ
ッチ素子を介して検出するものであり、基準電圧と比較
して一定レベルに達したときにのみ断続的に電流値を制
限するものである。周囲温度や外乱によっても負荷電流
の変動が少なくなるように安定に電流を制御をするには
、連続的に電流を制御することが望ましい。従来技術に
おいて負荷と直列に検出抵抗を設けたり、ホール素子な
どの電流検出素子を用いれば連続的に電流を制御するこ
とが可能である。しかしシステム上の部品個数が増加し
、制御回路を一体化して実装することが困難となるなど
の問題があった。

本発明の目的は、誘導負荷の負荷電流を半導体パワース
イッチの導通、非導通状態によらず連続的に制御出来る
ような電流制御回路を特別な外付は部品の追加なしに提
供するものである。

本発明の他の目的は、集積化に適した半導体パワースイ
ッチの電流制御回路を提供するものである。

本発明の他の目的は、車両用発電機制御装置の負荷電流
を連続的に制御し、外乱による８力変動の少ない半導体
パワースイッチの電流制御回路を提供するものである。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、半導体パワースイッチが非
導通状態においても負荷電流値を電流制御に用いるため
に、導通状態における電流検出値を保持する手段と、保
持電流値を非導通状態に補正する補正手段を設けたもの
である。

上記他の目的を達成するために、電子スイッチのパルス
幅によって放電の時定数を擬似的に制限する手段を設け
たものである。

〔作用〕

半導体パワースイッチの導通、非導通状態によらず負荷
電流の検出値を連続値として得ることが出来れば、電流
フィードバック値が断続しないため制御ループが安定し
、平均値電流の誤差による誤動作を無くすことが出来る
。

〔実施例〕

以下５本発明の実施例を第１図により説明する。

半導体パワースイッチ１は、誘導負荷３と電流検出抵抗
６ｅと共に直列に直流電源４の＋側に接続され、本実施
例においては誘導負荷３を半導体パワースイッチ１の高
電位側に、電流検出抵抗６ｅを低電位側に接続している
。特に、誘導負荷３と並列にフライホイールダイオード
２が接続されている。負荷の接続は高電位側であっても
低電位側であっても特に限定されない。半導体パワース
イッチ１は本実施例においてＮチャネルパワーＭＯ３Ｆ
ＥＴで説明するが、ＰチャネルパワーＭＯ５ＦＥＴやバ
イポーラ素子、ＭＯＳＦＥＴとバイポーラの複合素子で
あるＩＧＢＴであってもかまわない。誘導負荷３は電気
的にはＬ成分とＲ成分からなり、Ｌ／Ｒの時定数を持つ
。

電流検出回路８は電流検出抵抗６ｅに０．１　　オーム
以下の低抵抗を用い、アンプ７とネットワーク抵抗６ａ
、６ｂ、６ｅ、６ｃによって半導体パワースイッチ１に
流れる素子電流ｉｃｈをアンプ７の出力電圧値ｖｋｋと
して検出する。アンプ７の出力は、サンプルホールド回
路１３を介し、半導体パワースイッチ１の駆動回路５へ
とフィールドバックされる。サンプルホールド回路１３
は、駆動回路５のＰＷＭ出力ｅｏによって駆動されるア
ナログスイッチ９と、アンプ７の出力電圧値ｖｋｋを保
存するコンデンサ１ｏと、サンプルホールド電圧Ｖ□を
出力として駆動回路５にフィードバックするＦＥＴ入力
のバッファアンプ１１が用いられる。サンプルホールド
電圧Ｖｉａは放電回路１７によって電圧値を調整される
。

半導体パワースイッチ１を駆動するＰＷＭ呂力ｅｏは、
サンプルホールド電圧Ｖ　ｘ　ｔを電流フィールドバッ
ク値として駆動回路５で演算した結果、オンオフのパル
ス波形として出力される。本実施例において放電回路１
７は、数キロから数メガオームの高抵抗値の放電抵抗１
２によって実現されるが、誘導負荷３の時定数と、コン
デンサ１ｏと放電抵抗１２とのＣＲの時定数を整合させ
ればよい。

次に本発明の詳細な動作を第２図により説明する。ＰＷ
Ｍ出力ｅｏは、一定周波数又は可変周波数でオンオフの
パルス波形１０１として出力される。半導体パワースイ
ッチ１に流れる素子電流ｉｃｈは、パルス波形１０１と
同様にオフ時はゼロとなるが誘導負荷３のためオン時は
一定時定数で増加する電流波形１０２となる。電流検出
回路８によって変換された電圧値Ｖ　ｈ　ｋの出力波形
１０３も電流波形１０２同様になる。本実施例のように
フライホイールダイオード２が接続された場合の誘導負
荷３に流れる負荷電流ｉ、は、半導体パワースイッチ１
がオン時は素子電流ｉｃｈと同様に一定時定数で増加す
る電流１ｚ（ｏｎ）となり、オフ時においてはフライホ
イール電流として一定時定数で減少する電流１ｆ（ｏｆ
ｆ）となる。その結果、負荷電流ｉｔは増減を繰り返す
三角波形１０４となる。

負荷電流ｊ、を連続的に一定値に制御するなどの電流制
御を行う場合、半導体パワースイッチ１がオフ時におけ
るフライホイール電流１ｉ（ｏｆｆ）を検出する必要が
ある。本実施例においてＰＷＭ出力ｅｏがオン時はアナ
ログスイッチ９をオンし、電流検出電圧値Ｖｋｋ（ｏｎ
）をそのままサンプルホールド電圧Ｖｚｆ（ｏｎ）とし
て出力し、オフ時はアナログスイッチ９をオフし電流検
出電圧値ｖｋｋ（ｏｎ）の最終値をサンプルし、コンデ
ンサ１０にホールドした後サンプルホールド電圧Ｖｚｉ
（ｏｆｆ）として出力する。コンデンサ１０を小さくし
、ホールド時のリーク電流を少なくするためには、バッ
ファアンプ１１にＦＥＴ入力のアンプを用いることが望
ましくＣＭＯ８構成であっても構わない。

サンプルホールド電圧Ｖｆｆの出力波形１０５は、ホー
ルド時の電圧を長時間保持するため検出誤差２０１．２
０２，２０３が生じ、特４：ＰＷＭ出力ｅｏのオフ時間
Ｔ（ｏｆｆ）が長い領域Ａに検出誤差２０３が増加する
傾向にある。本発明では特にサンプルホールド電圧ｖｉ
ｚ（ｏｆｆ）を放電回路１７により減少させ、負荷電流
１ｔ（ｏｆｆ）と等価的な出方波形１０６を実現するも
のである。

本実施例によれば、負荷電流の検出誤差の少ない連続的
な電流検出波形が得られるといった効果がある。

次に１本発明の第二の実施例を第３図により説明する。

これは、本発明を集積回路に応用したものであるる半導
体パワースイッチ１は、電流検出回路８．サンプルホー
ルド回路１３．放電回路１７、駆動回路５と共にパワー
ＩＣｌ３として同一基盤上に集積化されている。集積回
路においては、特に数百ｐファラド以上の大容量のコン
デンサや数百にオーム以上の高抵抗を得ることが難しい
。例えば誘導負荷３の時定数を５０ｍ５とし、コンデン
サ１０の値を５０ｐｆとすると通常であれば放電抵抗１
２は１０００Ｍオーム必要であり、集積化はできない。

放電抵抗１２の高電位側にアナログスイッチ９を設け、
発振器１４により周波数ｆｋｘでコンデンサ１０の充電
電荷の放電を断続的に行えば、数百にオームの抵抗値で
、擬似的に１０００Ｍオームの高抵抗の時定数が実現で
きる。

詳細を第４図により説明する。発振器１４により発生し
た周波数ｆｋ１は、放電時間Ｔ＋　と保持時間Ｔ２の比
がデユーティ比として表される。デユーティ比一定の周
波数である。ＰＷＭ出力ｅｏがオフ時においてもサンプ
ルホールド電圧Ｖｉｉは、’ｉｐ　に等しいことが望ま
しい。この際、放電抵抗１２によりＴ１の期間サンプル
ホールド電圧Ｖ　ｉ　ｉはＶ、たけ減少する。Ｖｒ減少
後、Ｔ２の期間電圧を再度保持することによって１１に
等しい擬似的な長い放電時定数を得ることができる。こ
の放電時定数は、デユーティ比と放電抵抗値によっての
み支配的となり、周波数ｆｈｓのずれには影響されない
。放電時間Ｔ１を短く、保持時間Ｔ２を長くすれば長い
時定数が得やすい。放電時間Ｔ１にはクロック周波数を
、保持時間Ｔ２にはクロック周波数をフリップ・フロッ
プにより分周した周波数を用いれば、デユーティ比の安
定した周波数が容易に実現できる。分局ビットを変更し
デユーティ比を変えることにより、放電抵抗値を変える
などの調整手段によらず誘導負荷３の時定数に合わせる
ことが可能となる。

第３図により説明した実施例において、放電抵抗１２は
定電流源によっても実現できる。第５図により放電抵抗
１２を定電流源を用いて実現した場合の実施例を示す。

集積回路において数百にオームの抵抗値は、定電流源に
よる能動負荷を用いた方が得やすい。本実施例において
は、ＭＯＳトランジスタの面積比を変えたカレントミラ
ーを用いた例で説明するが、バイポーラトランジスタを
用いても構わない。抵抗２０と直列にダイオード接続さ
れたｎ　Ｍ　ＯＳ　トランジスタ２１に、基準電流Ｉ　
ｒｅｔが流れている。これは通常数十から数百マイクロ
アンペアの電流である。トランジスタの面積比を変える
ことにより、ｎ　Ｍ　ＯＳ　トランジスタ２２にｎＭＯ
Ｓトランジスタ２１の１／Ｎの微小電流■、を流すこと
ができ、等価的により大きな抵抗値となる。本実施例に
よれば、定電流源をアナログスイッチ１５とともにＭＯ
Ｓトランジスタで構成すれば、特に集積化時の回路面積
が小さくできるといった利点がある。

次に、本発明の第三の実施例を第６図により説明する。

これはアナログ的な補正手段によらず。

ディジタル化して論理演算による補正処理をするもので
ある。電流検出電圧値ｖｋｋを、サンプルホールド回路
１３でサンプルホールド電圧Ｖｉｔとして出力した後、
Ａ／Ｄ変換器５１によりディジタル化し、ディジタル量
を演算回路５２により補正して連続的な電流検出値とす
る。本実施例において、誘導負荷３の時定数をテーブル
として演算回路５２に用意すれば、誘導負荷３の時定数
が変わった場合でも回路の変更が少なく容易に対応がで
きるといった利点がある。

次に、本発明の第四の実施例を第７図により説明する。

本実施例において電流検出回路８は、半導体パワースイ
ッチ１にミラー電流の検出端子を備えた一例を示す。ミ
ラー電流ｊ、は、半導体パワースイッチ１の素子電流ｉ
ｃｈのセル比に応じた電流値となる。電流検出抵抗６ｅ
はミラー電流ｉ、に対して接続されるため、素子電流１
ｃｈに直列に用いた場合のパワー損失が生じない。ミラ
ー電流ｉ、は、電流検出抵抗６ｅによって電流検出電圧
値Ｖ　ｈ　ｈに変換されこれまでの実施例と同様に用い
られる。

また、本実施例においては電流検出抵抗６ｅやコンデン
サ１０．定電流源１６の低電位側を定電圧源６０で作ら
れる基準電圧Ｖ　ｒ　ｅ　ｉ　を仮想接地電位としてい
る。定電圧源６０は例えば定電圧源として良く知られて
いる。抵抗６１，６２．６３とトランジスタ６４，６５
．６６からなるバンドギャップ・リファレンス回路等が
あれば良い。詳細を第８図により説明する。小さな負荷
電流領域においても半導体パワースイッチｌの電流制御
を精度良く行う場合、サンプルホールド回路１３のバッ
ファアンプ１１の低入力電圧域での不感帯が問題になる
。これはバッファアンプ１１の電源電圧に制限されるも
のであり、接地電圧Ｅを基準にして入出力を行うために
生じるものである。入力電圧■。に、基準電圧Ｖ　ｒ　
ｅ　ｔ　をだけオフセット電圧を持たせてやればバッフ
ァアンプ１１の低入力電圧域での不感帯の影響を無くす
ことができる。ミラー電流ｉ、の増減による基準電圧Ｖ
　ｒ　ｅ　ｉの電圧変動を無くすためには、電流源６７
によりバイアス電流■１を流せばよい。本実施例によれ
特に横比精度の優れた電流制御回路が実現できる。

次に、本発明の第五の実施例を第９図により説明する。

これは車両用発電機制御装置であるオルタネータの、負
荷電流を制御する機能を持つたＩＣレギュレータ８０へ
の実施例である。本来の電圧制御の制御ループ内に、電
流制御のループを持つことにより負荷電流の電流制限や
、出力変動の少ない電圧制御が実現できる。また本実施
例によれば、サンプルホールド回路１３．放電回路１７
を用いて半導体パワースイッチ１のオフ時の負荷電流が
検出できるため、サンプルホールド電圧Ｖ　ｉ　ｉの検
出誤差が少なく電流制御のループが安定に動作するとい
った利点がある。

次に、本発明の第六の実施例を第１０図により説明する
。これは、本発明を同一基板上にパワーＩＣｌ３として
集積化したレイアウトの一例を示す。半導体パワースイ
ッチ１に対して熱的な影響が少なくなるよう、少なくと
も１００ミクロン以上の一定距離りだけ離して平行にサ
ンプルホールド回路のコンデンサ１ｏを配置し、半導体
パワースイッチ１と反対側に放電回路１７を配置する。

本実施例によれば、半導体パワースイッチ１の熱的な影
響による放電電流の誤差を小さくすることができるとい
った利点がある。

次にサンプルホールドコンデンサの放電時定数τを誘導
負荷を流れる電流の減衰時定数τ０に一致させる為の技
術を説明する。

サンプルホールドコンデンサの放電時定数τ　はτ＝□
　　　　　　　　　　　　・・・（１）（α・ｘｅ） で表わされる。

ここで　Ｃ：サンプルホ−ルコンデンサの静電容量 α：発振器の出力信号のオンデユーテ イ Ｔ　Ｉ　＋　Ｔ　ｚ 工ｅ：引き抜き電流（定電流） 今、誘導負荷を流れる電流の減衰時定数τ０が５０ｍ５
であるとする。

Ｃ＝　５０　ｐ　Ｆ　、　Ｉ　ｅ　＝　２　、０５　ｍ
　Ａ　、　ａ　＝□とすれば、 とすることができる。

もし誘導負荷の時定数が違って、１００ｍ５の場合は、
ＩＣ内部では■８又はαを変えて調整すれば良い。

Ｉｅの場合（Ｉｅ＝１．０２μＡ；以前の半分にする。

） ＩＣ回路内部では特に修正の簡単なデユーティαを変え
るのが望ましい。クロックより分局してαを作っている
場合は、分周のｂｉｔをずらせば良い。通常アルミパタ
ーン（配線）で、　ｂｉｔの選択が８来るようにする。

外に端子を出して、外部より選択しても良い。

最後に、本発明を自動車用の発電機の制御に適用した例
で、特にインテリジェント型のＩＣレギュレータに適用
した例を詳説する。

自動車用の発電機には、第１１図に示す如く、直流電流
としてのバッテリ４と、このバッテリを電源とする直流
負荷あるいは発電機の交流出力を直接電源として用いる
交流負荷等々、種々の負荷が接続されている。当然バッ
テリ自身も発電機７ａの負荷の一つである。

発電機７ａは自動車のエンジンにより駆動され、三相交
流電源が出力される。この交流電源は整流器７０ａによ
って整流されバッテリ４に供給される。バッテリ４には
スイッチ群を介して直流負荷群が複数個接続されている
。負荷としてはカーエアコン、照明装置、音影機器、燃
料制御用電磁装置、デイフオガ一等である。

また発電機の交流出力を直接電源とする負荷が接続され
る場合もある。例えば窓についた氷を急速に解氷するク
イッククリアガラスシステム等がある。

発電機１は界磁巻線３を有し、この界磁巻線に流れる電
流を制御することによってバッテリ４の電圧を所定値に
維持するのに十分な発電機の出方電圧（電流）が得られ
るように発電機を制御する。

尚、２はフライホイールダイオードである。

以下界磁巻線電流の制御について説明する。

バッテリ４の電圧を電圧検出回路１３０によって検出す
る。検出電圧に応じた信号Ｖａａはバッテリ設定電圧（
１４，６±０　、２５　Ｖ）　Ｖａｃと比較され、その
偏差を偏差増幅器１２０で増幅して電圧偏差信号Ｅ２を
出力する。

電圧−電流指令値変換回路１１０は電圧偏差信号ε２に
応じて、バッテリ電圧を設定電圧に維持するに必要な界
磁電流（目標界磁電流）に対応した電流指令値Ｉｚｉを
出力する。

切換回路１７０は、後述する初期励磁回路１４０からの
電流指令値１ｔ２．負荷応答制御回路からの電流指令値
工、３．温度検出回路１６０からの電流指令値Ｉｆ＋の
どの電流指令値を目標電流指令値Ｉｚｏとして出力する
かを選択し切換る。

偏差増幅回路１００は目標電流指令値Ｉｚｏと後述する
界磁電流検出回路８からの実電流値信号Ｉｆｆとを比較
してその偏差を増幅し、最終電流指令値としての電流偏
差信号Ｅ１を出力する。

電流供給回路７０は、例えばＰＷＭ　（ＰｕｌｓｅＷｉ
ｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御回路とこの出力で
駆動される例えばＦＥＴ　（電界効果トランジスタ）と
から成り、電流偏差信号εｌに応じたデユーティで界磁
巻線電流ｉｃＨをチョッパ制御する。

電流検出回路９０は界磁巻線回路に直列に接続された電
流検出抵抗Ｒの端子電圧からそこに流れる電流を検出し
、検出電流に応じて定電流信号Ｉｔｚを出力する。

界磁電流の電流源は、整流器７０ａで整流された直流電
流と、バッテリからの直流電源の２種類あり、通常運転
時は整流器７０ａの出力電流によつて自己励磁される。

エンジンのスタート時のように発電機の回転数ＮＧが低
い時は十分な発電電流が得られないのでこの時はバッテ
リ４から電流が供給される。

初期励磁回路１４０は、このようにエンジンの回転数が
所定値ＮＧＯより低く発電機の駆動トルクがエンジンに
負担となる様な運転状態の時、第１４図に示す如く界磁
電流を必要最少値にする為に現在の電流指令値Ｉｆｍを
Ｉｚｉ、にセットする機能を有する。

負荷応答回路１５０は負荷の投入をバッテリ電圧の急変
によって検出し、エンジンの回転数がアイドル回転数の
ように低回転の時は、第１３図に示すように電流指令値
を２〜３秒かけて目標電流指令値１１＆まで徐々に増加
させるランプ状電流指令値Ｉｚｇを出力する。

温度検出回路１６０はチョッパ用の半導体スイッチング
素子の温度を検出し、この温度が所定値Ｔａ以上に高温
になった時は、第５図に示す如く電流指令値Ｉ。を温度
に応じて減少する指令値工５番を出力する。

以上説明した実施例に基づいて本発明の基本的考え方を
説明する。

すなわち、界磁巻線電流指令値発生手段Ａはバッテリ電
圧と所定の設定電圧との電圧偏差Ｅ２に応した信号Ｉｚ
ｏと界磁電流信号発生手段Ｂからの信号工５．とに基づ
いて界磁電流指令値Ｅ１を発生し、この電流指令値Ｅｌ
に基づいて界磁巻線電流供給手段Ｃから界磁巻線に所定
の電流が供給される。

この様に構成されているので、バッテリに接続されてい
る負荷が投入されてバッテリ電圧が降下すると、それに
見合って電流指令値ε１が増大し、界磁巻線電流ｉｃＨ
が増加する。その結果発電機の出力電圧（電流）が増加
してバッテリが所定電圧まで充電される。

この状態で、界磁巻線の温度が上昇して抵抗値が温度の
影響で大きくなったとすると、界磁電流が流れなくなっ
て不用意に電流が低下する。

しかし、電流が低下しようとすると電流指令値が増大し
て供給量を自動的に増大するから発電機の出力は界磁巻
線の抵抗値が増大しても変化することがなく、負荷（バ
ッテリも含む）の要求に応じた出力が維持できる。

以下第１６図に示す具体的な回路図について説明する。

各図面を通じて同一符号は相当部分を示す。７１は界磁
巻線２に流れる電流をスイッチング制御するパワートラ
ンジスタやＦＥＴ等のスイッチング素子からなるチョッ
パ、１７０は上記各制御回路へ電源電圧ＶＣＣを供給す
る定電圧電源装置、１８０は直流負荷である。その他の
構成は第１図と同様である。電圧−電流指令値変換回路
１１０において、Ｒｚ、Ｒ２は分圧抵抗で、定電圧電源
回路１７０の出力電源電圧Ｖｃｃを分圧してバッテリ４
の充電電圧の設定値Ｖａｃを出力する。

Ｒｓ、Ｒ４は入力分圧抵抗でバッテリ電圧ＶＢをフィー
ドバックする。ＡＸは演算増幅器で、入力抵抗Ｒ４〜Ｒ
６及びフィードバック抵抗Ｒ７を有し、偏差増幅器を構
成する。電流制御回路１００において、Ａ２は演算増幅
器で、入力抵抗Ｒｓ、Ｒｅ。

ＲＩＯ及びフィードバック抵抗Ｒｚｚを有し、１１０の
電圧制御回路からの電流指令Ｉｌｌあるいは補助回路か
らの指令値Ｉ　ｆ２．Ｉ　ｆ８．　Ｉ　ｘｉのいずれか
選択された指令値Ｉｚｏと、界磁電流検出回路出力Ｉｌ
ｌとの偏差を演算する演算増幅器である。Ｐ！ｔ１Ｍ制
御回路７０において、Ａ８は演算増幅器で入力抵抗Ｒｓ
ｘ＋　Ｒｉａ、　Ｒ１４と帰還コンデンサＣ】で積分器
を構成し、入力電圧に対して積分動作を行うとともに、
入力抵抗Ｒｓ　ａを介して入力される入力信号ε１と他
の入力抵抗Ｒｚｚを介して入力される電圧ｅｏとの加減
算を行う。後段のＡ４も演算増幅器で、前記積分器の出
力ｅｉを入力抵抗Ｒ１３を介して正端子へ入力するとと
もに、出力ｅｏを帰還抵抗Ｒｓ６を介して同様に正端子
へフィードバックして、ヒステリシスをもったコンパレ
ータを構成する。このコンパレータＡ４の動作レベルは
電源電圧Ｖｃｃを分圧抵抗Ｒ１７、Ｒｌｓで分圧し、入
力抵抗Ｒ１９を介して負端子へ与えられる。上記のよう
な回路構成の積分器とコンパレータの組合せで、コンパ
レータの出力ｅｏを積分器の入力ヘフイードパツクする
と方形波を出力する自励発振器として動作する。すなわ
ち、入力電圧Ｅ１に比例してデユーティが変化するＰＷ
Ｍ制御回路として機能する。

次に７１はチョッパであり、スイッチング素子のパワー
トランジスタＴＩ　とドライバトランジスタＴ２とフラ
イホイルダイオードＤｉ　、パワートランジスタＴ１の
電流検出用シャント抵抗８等でチョッパ回路が構成され
、界磁巻線２に流れる電流ｉｆを前記ＰＷＭ制御回路の
出力信号ｅｏによりスイッチング制御する。上記チョッ
パ用素子としては他にＦＥＴ等のスイッチング素子があ
り。

いずれの手段を用いてもよい。

９ｏは電流検出回路である。Ａ５は演算増幅器で、入力
抵抗Ｒ２０−Ｒ２２＋帰還抵抗Ｒ２８で構成される。９
１はアナログスイッチで９２のバッファを介して、７の
ＰＷＭ制御の出力ｅｏで駆動される。Ｃ２は出力電圧ホ
ールド用コンデンサである。

次に、上記構成における各部の動作を説明する。

先ず、界磁電流検出回路９０の動作を次に示す。

第１７図は電流検出回路９０の構成図であり、第１８図
に各部動作波形を示す。上記電流検出回路による電流検
出は、第１８図のごとく断続電流であるパワー素子の電
流ｉｃＨを検出している。

すなわち、シャント抵抗Ｒでチョッパ電流ｉｃ＋−＋を
検出して演算増幅器Ａ５で増幅しｖｃＨ信号とする。

チョッパの検出信号ＶＣＨはアナログスイッチ９１とホ
ールドコンデンサＣ２の回路によりサンプルホールドさ
れ模擬界磁電流信号■。に変換される。

更に詳しく説明すると、ＰＷＭ制御回路７０の出力のＰ
ＷＭ信号ｅｏに同期させてアナログスイッチ９１を０Ｆ
ＦＬ、チョッパがＯＦＦ期間中のチョッパ電流ｉｃＨは
チョッパＯＦＦする直前の電流値をホールドしてこの時
の検出信号をＶ　ｉ　５信号とする。また、チョッパが
ＯＮ期間中はアナログスイッチ９１をＯＮＬチョッパ電
流ｉｃＨの検出信号ＶＣ）ＩをそのままＶ　ｘ　ｉ信号
とする。なお、アナログスイッチ９１のＯＮ、ＯＦＦ動
作は上記したＰＷＭ制御信号ｅｏによりバッファ９２を
介して行われる。

抵抗６ｅ、発振器１４．スイッチング素子１５゜定電流
源１６、コンデンサＣ２で構成されるコンデンサＣ２の
放電回路の動作は第７，９図で詳細に説明した通りであ
る。

上記の動作により第１８図に示したごとく、チョッパ電
流ｉｃＨから得られた模擬界磁電流検出電圧Ｖｔｚの波
形は断続することなく、はぼ界磁電流ｊ、に近い動作波
形となる。この結果、界磁電流検出回路の静特性は第１
９図のごとく直線性の良い特性が得られるとともに、小
さい界磁電流から大きな界磁電流まで広い範囲に亘って
検出できる。

また、絶縁形の検出器を必要としないので電流検出器を
安価に構成できる。

次に電流制御動作について説明する。第１６図に戻って
、ＰＷＭ制御回路７０は、チョッパ７１をＰＷＭ制御す
るためのもので、増幅器Ａｓ、積分コンデンサＣｚ、積
分抵抗Ｒｚｚ等で構成される積分器と、増幅器Ａ４の出
力を抵抗器ＲＩＢで正帰還させてヒステリシステをもっ
た比較器とで構成される。そして、比較器Ａ４の出力ｅ
Ｏを積分入力抵抗Ｒ１２へフィードバックすることで、
デユーティ制御が可能なＰＷＭ制御回路となる。上記Ｐ
ＷＭ制御回路は、入力信号（電圧）ε１に対して出力信
号ｅｏの通電デユーティ（通流率）を比例的に制御でき
る機能を有している。

そして、ＰＷＭの入力信号ε１は、１００の偏差増幅器
より与えられる。すなわち、偏差増幅器１００では電圧
制御回路からの信号■１０と前記した界磁電流検出信号
Ｉｚｚとの差をゲイン倍（Ｇ＝Ｒｓｓ／Ｒｓ＝Ｒ１ｏ／
Ｒａ）　してＰＷＭ制御回路７０の入力信号Ｅ１として
出力する。

したがって、電流制御は、１００の偏差増幅器、７０の
ＰＷＭ制御回路、９０の界磁電流検出回路。

７１のチョッパ回路、２の界磁巻線等で構成される回路
を用いて行われる。

今、界磁電流指令Ｉｉｏが与えられると偏差増幅器１０
０では電流のフィードバック信号１ｉｔとから得られる
偏差信号Ｅ１を発生し、ＰＷＭ信号回路７０に与える。

ＰＷＭ制御回路７０では出力のＰＷＭ信号ｅＯによりチ
ョッパ７１を動作させて界磁電流ｉｉが指令値と一致す
るようにフィードバック制御を行う。

したがって、第２０図に示すように電流指令値工ｉｏを
変えることにより界磁電流を任意に設定できる。

尚、図に示すＰＷＭ回路は可変周波数のＰＷＭ回路とし
て構成されている。

このようなＰＷＭ制御回路は１通流率を示すｅｏに応じ
て、ｅＯが５０％のところで、周波数が最大となり、そ
の点よりｅＯが大でも小でも周波数が小さくなる様に制
御され、界磁電流の脈流率を一定の狭い範囲内に抑制す
ることができる。

また、第２１図に示すごとく、電流指令１ｘｏを急変さ
せた場合でも界磁電流ｉｔは指令値に追従した動作とな
る。したがって、本発明を用いると、例えば、第２２図
に示すように、従来の通流率制御の場合は発電機の駆動
トルクが界磁巻線抵抗の温度変化によって、低温時は大
きくなり、高温時は小さくなる変化を示す特性となる。

この結果、発電機の界磁巻線や、チョッパの素子の容量
を冷温時に耐えるように設計しなければならずオーバス
ペックとなる問題があったが、本発明の電流制御を用い
ることにより第２３図に示すごとく界磁巻線抵抗の冷温
差があっても目標とする電流に制御可能なため、冷温差
による影響は現われない。

また、電源電圧等の変化による電流の変動等の影響も受
けない。したがって、オルタネータの界磁巻線やチョッ
パ等のスイッチング素子もオーバスペックの設計は不要
であり、パワーアップが図れることになる。すなわち、
通常状態における動作の最大値を低温時の特性までアン
プすれば、その分容量アップとなり、オルタネータとし
ては高出力化が図れる。そのアンプ率は数１０％にもな
り、その効果が大である。

上記した電流制御回路を用いた電圧制御回路の動作は次
の通りである。第１６図に戻って、電圧制御回路１１０
では、実際のバッテリ電圧（発電機出力電圧）ＶＢがバ
ッテリ充電電圧値Ｖｓｃと一致するようにフィードバッ
ク制御を行う。すなわち、偏差増幅器Ａ１によりバッテ
リの設定電圧Ｖｓｃとバッテリ電圧Ｖｓの偏差信号Ｉｚ
ｏ（電流指令）を出力し、電流制御回路１００へ与える
。そして、上記したごとく電流制御回路１００の出力信
号Ｅｌが発生する。ＰＷＭ制御回路７０は、前記出力信
号ε１に応じてＯＮ、ＯＦＦのＰＷＭ制御（パルス幅制
御）パルス８力ｅｏを発生させ、チョッパ７１を介して
発電機７ａの界磁巻線３に断続するパルス電圧ｖｉを印
加し、界磁電流ｊ！を制御する。上記制御動作において
、界磁電流ｉ、を上記したごとくシャント抵抗Ｒにより
検出され電流検出回路９を介して電流制御回路１００ヘ
フイードバツクされ電流制御を行う。その結果、発電機
１の電機子巻線出力電圧が制御され三相整流器３を介し
てバッテリ４を充電したり、負荷へ電流を供給する。そ
して、発電機７ａの出力電圧Ｖａは電圧制御回路１１０
ヘフイードバツクされ、出力電圧がバッテリ設定電圧Ｖ
ａｃと一致するようにフィードバック制御される。

次に第１２図に基づき本実施例の周辺の技術を説明する
。

１、？Ｄ：弓」乳路 この回路はＩ　Ｍ　Ｈｚの基本クロック及びそれを分周
したクロック信号を発生する。

ＣＬ　ｌはＩ　Ｍ　Ｈｚの基本クロックでチャージ・ポ
ンプ回路を駆動し、ＦＥＴ１のゲートに高電圧をチャー
ジする。

ＣＬ２〜ＣＬｓｏはＣＬ　ｌ　を分周したクロック信号
で各タイマー回路のクロック信号を供給する。

２　、　　口　　　　　　　　　　　Ｌｌこの回路は発
電機の回転数を検出し、回路動作を切換える為の回転数
信号を出力する。

回路数の検出はＰ端子（電機子巻線の一相）の周波数ｆ
ｐが、 ６ｏ・２ （但し、Ｎは発電機の回転数（ｒ、ｐ、ｍ）　；　ｑは
発電機の極数；２は全波整流時の定数）で表されるので
、この周波数ｆｐとクロックパルスＣＬθ、ＣＬＩＯと
を周波数比較することによって行なわれる。

Ｎ１出力は発電機が５００ｒ、ｐ、ｍ以上の時「１」と
なり未満の時「Ｏ」となる。

Ｎ２出力は発電機が１００　Ｏｒ、ｐ、＋ａ以上の時「
１」となり未満の時「０」となる。

Ｎ３出力は発電機が２５０　Ｏｒ、ｐ、ｍ以上の時「１
」となり未満の時ｒＯＪとなる。

３、電化　口 この回路の役目は界磁巻線、電機子巻線が断線したり、
ＦＥＴＩがオープン破壊した時に、バッテリがチャージ
されず、最終的にエンストしてしまうのを防止する為１
発電を停止している時（エンジンが回転していない時も
含む）に、チャージ・ランプを点灯して報知する。

その動作は発電機が１００　Ｏｒ、ｐ、＋ｕ未満の時チ
ャージ・ランプを点灯する。１０００ｒ、ｐ、ｍに達す
るとチャージ・ランプを消灯する。エンジン回転数が再
び下がって５０　Ｏｒ、ｐ、ｍ以下になると再びチャー
ジ・ランプを点灯する。

エンジンのアイドル回転数を７００ｒ、ｐ、ｍ　。

クランク・プーリと発電機のプーリのプーリ比を２とす
ると、アイドル時の発電機回転数は１４００ｒ、ｐ、ｍ
である。ゆえに、発電機が正常な場合には、チャージ・
ランプが消灯する。

尚、発電していない時には回転数が０であり、チャージ
・ランプを点灯する。

重要な点はＮ１とＮ２との間でヒステリシスを持たせた
ところにある。これはクランキング時等にランプが点滅
することがなく運転者に不安感を与えないという効果が
ある（第２９図。

第３０図参照）。

４．８端子オープン　　口 この回路の役目はＳ端子（バッテリ電圧検出端子が、配
線がはずれた等の理由でオープン状態になった時に、 ■　発電機が無制御になるのを防止する。

■　チャージ・ランプを点滅させ、運転者に警報を与え
る６ ものである。

その動作は、 ■　通常はＳ端子の電圧を基準電圧と比較して、電圧制
御を行っている。Ｓ端子がオープンになると、バッテリ
電圧Ｖｃが低下し、一定値（７ｖ）以下の時にＳ−Ｓ端
子電圧切替回路によって端子をＳからＢに切換える。

■　同時に、チャージ・ランプを点滅させるにの点滅は
チャージ・ランプを１秒間隔で点灯、消灯させる（第２
１図参照）。

５．８　　　オープン　　ロ この回路の役目はＳ端子（発電機の出カケープル）が、
配線がはずれた等の理由でオープン状態になった時に、 ■　発電機が無制御になるのを防止する。

■　チャージ・ランプを点滅させ、運転者に警報を与え
る。

点にある。

Ｓ端子がオープン状態で車の運転を続けると、バッテリ
が充電されてないので、バッテリが放電し、最後にはエ
ンストする。

その動作は ■　Ｓ端子が外れた場合、バッテリへ充電されないので
、Ｓ端子の電圧が低下する（正常時１４．５Ｖ　に対し
、１１〜１２Ｖ程度）、その結果、界磁電流指令値が増
大してＳ端子電圧が増大する。これによってＶＢが一定
値（１８Ｖ）以上になるとＳ−Ｓ端子電圧切替回路で電
圧検出端子をＳ端子からＳ端子に切換える。これによっ
てＶＢが１４．５Ｖ　に制御される。

■　同時にチャージ・ランプの点滅を行う。

■　■〜■の動作は、一定時間（１分）ごとにリセット
される。これはＳ端子オープン状態が正常状態に復帰し
た場合、バッテリ電圧（＝Ｖｓ）を正常に戻すためであ
る（第２２図参照）。

６、電　　口 この回路の役目は何らかの理由により、電圧制御不能に
なった場合に、警報を行う点にある。

ユニで電圧制御不能になる場合とは ■　ＦＥＴＩが短絡破壊した場合 ■　Ｓ端子とＦ端子が外部で短絡した場合（金属片が端
子間にはさまった場合） が考えられる。

電圧制御不能のまま運転を続行すると、（ｉ）バッテリ
が過充電になり、水素ガスがエンジン・ルーム内に充満
し、爆発する危険性が有る。

（ｉｉ）高回転時に過電圧が発生し、ランプ・電子機器
等の車載電気負荷を損傷させる。

等の不具合が生じるが、この回路で報知することにより
これを未然に防止する。

その動作は上記モードの時には、界磁電流指令値はＯに
なり、ＦＥＴＩのゲート電圧は連続的にＯｖとなるが、
一定時間（３秒）以上ゲート電圧がＯｖになった場合は
、過電圧モードであると判断し、チャージ・ランプを点
滅する。

その点滅周期は０．２５秒点灯、０．２５　秒消灯であ
る（第３３図参照）。

ニー」５二１臥蔽 この回路の役目はＳ端子オープン、Ｓ端子オープン、過
電圧４発電停止の際にチャージ・ランプを点滅させて、
その警報を行う点にある。

そしてその動作は、上記４つの信号の論理和（ＯＲ）を
演算し、ＦＥＴ２のゲートを駆動することにより行うも
のである。

ここで重要なのは点滅周期を事象ごとに整数倍としたこ
とである。これによってチャージ・ランプの点滅パター
ンを見ることにより、どこが悪いかを診断できる。更に
またランプ表示に重要度の高い方から優先順位をつける
こともできる。例えば■発電停止、■過電圧、■Ｂ端子
オープン、■Ｓ端子オープンの順に周波数を低くしてお
く等である（第２４図参照）。

旦−過１犬兎１ この回路の役目は界磁巻線が短絡した時に、ＦＥＴＩに
過電流が流れて破壊するのを防止する点にある。

その動作はｅｏがＨｉｇｈにもかかわらず、Ｆ端子の電
圧が低いままである時に、ＦＥＴＩのゲートをロックす
る。

旦−ｍ劃【匿 この回路の役目は、発電機の回転数ＮＧが例えば回転数
Ｎ　１　（＝　５０　Ｏｒ、ｐ、ｍ）の様な低回転で自
励発電ができない状態を検出して、チョッパの通流率が
約３０％程度になる様その電流指令値Ｉｚ２を出力し、
それに基づいて目標電流指令値Ｉｚｏが切替回路から出
力される。

１０、Ｓ−Ｂ　　　　電　　　　口 この回路の役目は常時Ｓ端子電圧（バッテリ端子から直
接取出す電圧）をフィルタ回路を介してフィードバック
し、電圧制御を行っている場合において、Ｓ端子がはず
れた場合にはＳ端子電圧（発電機とバッテリ間の途中配
線から取出す電圧）を入力し、電圧制御を継続して行い
、発電機からバッテリへの無充電状態になることを防止
する。

その動作はＳ端子の電圧とＳ端子電圧を常時入力する。

そして、Ｓ端子オープン警報回路からの信号が発生する
と、検出端子をＳ端子からＳ端子へ切替える。また、Ｓ
端子オープン警報回路から信号が発生すると電圧信号を
Ｓ端子からＳ端子へ切替えてＳ端子電圧をフィルタ回路
へ出力する。

旦−ユ乙座久旦監 この回路の役目はＳ−Ｓ端子電圧に含まれている発電機
の整流リップル電圧等を平滑して、電圧フィードバック
制御を安定にする点にある。

その動作はミラー積分方式のローパスフィルタを用いて
リップル電圧を除去してバッテリの平均電圧を出力し、
電圧−電流指令値変換回路ヘバッテリ電圧をフィードバ
ックする。これによってバッテリ電圧の平均値が精度よ
く検出でき、電流指命値１ｔｚがリップルに影響されな
い制御信号とすることができる。

Ｈ一定ｉ五貝萩 バッテリ電圧を所定の値の定電圧に変換し。

その後各制御回路へ電流として供給する。

１３、　　−電′　八　　　ロ この回路の役目はバッテリ電圧の設定値ＶＢＣに応じて
、バッテリの端子電圧が一定値となるように、オルタネ
ータの界磁電流を制御する電流指令値Ｉｚｘを発生する
。

その動作は設定値切替回路からの電圧指令値ＶＢＣ’　
とフィルタ回路の出力ＶＢＣとの偏差をとりゲイン倍増
幅して電流指令値Ｉｆｉｌを発生する。

１４、口 この回路の役目はバッテリの目標電圧を設定する内部基
準値、すなわち、設定値Ｖａｃを発電カット制御回路か
らの信号が発生した場合には、設定値を低くし、発電を
カットする点にある。

その動作は通常、電圧設定値ＶＢＣを電圧指令値として
電圧−電流指令値変換回路へ出力しているが、発電カッ
ト制御回路の信号が発生すると電圧指令値ＶＢＣを通常
より低くし発電が行われないようにする。

１５、　　電カット　　ロ この回路の役、目は車両の加速時等負荷増大時に発電機
の駆動トルクを減少させ（発電停止）。

加速性の向上を図る。

具体的には、チャージ・ランプと直列に入っているスロ
ットル開度検出スイッチＳＷＩが例えばフル・スロット
ル時にオープンになった場合には、加速が終了するまで
の時間（例えば１０数秒）発電カットを行う。

その動作は発電カット検出は、電圧検出端子にランプ点
灯用のＦＥＴ２のドレイン電圧を用いるので、ランプ点
灯と発電カット検出を共用する。

すなわち、発電カット制御回路では、ＦＥＴ２のドレイ
ン−ソース電圧ＶＤＳとＦＥＴ２の検出抵抗Ｒｇｚを通
って流れる電流１ｏｓを入力する。今。

ＳＷＩがオープンするとＦＥＴ２のＶｏｓが低下し、か
つ、ＦＥＴ２の電流が流れていない場合には、車両の加
速時間（約１０数秒）の間発電をカットするために、設
定値切替回路へ設定値の切替信号を出すと共にゲートロ
ック回路へチョッパのゲートロック信号を発生する。

１６、　　方策゛　１口 この回路の役目は発電機の最大発電量を外部コントロー
ラからの信号で制御し、発生トルクを抑制することで、
車両の加速性向上、燃費向上、エンスト防止等を図る。

その動作は、外部コントローラＣ端子を介して出力電流
制御回路へデユーティの信号を入力し、その制御回路か
らの出力信号によりＰＷＭ制御回路の動作、停止を制御
する。

第３５図に示す如く外部負荷（車両の負荷）量に応じて
Ｃ端に入力される負荷信号のデユーティをリニアに変化
させれば、第３６図に示す如く連続的に発電機の出力電
流−電圧特性を制御できる。

第３６図では代表例としてデユーティ１００％の場合と
、５０％の場合の例を示す。

１８０．匍口 本実施例では電気負荷の急変によるエンジン回転数の変
動や、それによって生じる振動を低減するために負荷応
答制御機能を設けている。

第２４図（ａ）、（ｂ）にその動作原理を示す。

通常負荷応答制御がない場合において負荷が投入される
と、制御電圧（バッテリ端子電圧）が降下するが、制御
系の帰還動作により電流指令値をステップ状に応答させ
急速に充電する。

この際、エンジンに対して発電機が負荷となるためエン
ジン回転数は低下する（第２４図（ａ））。

これは特にエンジン回転数の低いアイドル動作付近にお
いて問題となり、アイドル補正までの間に急激な回転数
が変動するとエンストを起こす危険性が生ずる。

これに対し、負荷応答制御ではアイドル補正までの間に
発電機がエンジンの負荷になりにくいよう制御するもの
である。負荷投入によって制御電圧が降下しても、電流
指令値が一定のパターンでゆっくり増加するように制御
すれば制御電圧が回復するのは遅れるが、エンジン回転
数の変動量は低減出来る（第２４図（ｂ））。このため
制御ループ内に電圧制御の電流指令値出力を回転数に応
じて変化させる一定時定数の遅れ回路を設けている。電
流指令値のパターンを第２５図に示すが、これは負荷応
答制御の有無による指令値パターンの変化を示している
。制御なしの場合にステップ状に変化した電流指令値は
、制御ありの場合は指令値が基準値ｖ１を超えた時点で
基準値そのものの値に切り換えられ一定時間固定される
。その後火の基準値ｖ２を超えているかを判断して指令
値も次の基準値へと順々に切り替えていけば、電流指令
値はゆっくりと段階的に上昇することになる。最終的に
最後の基準値に固定した後、制御なしと同じ値となる。

電流指令値が降下した場合は、基準値との切り換え動作
は行わず制御なしと同じ値とする。

よって負荷投入以前にどのような電流指令値であっても
、基準値を超えた時点でのみ指令値が固定されるため過
充電や過放電を防止出来る。

負荷応答制御は、アイドル回転数付近で行うものとし、
オルタネータ回転数２５０　Ｏｒ／ｗｉｎ以下で動作す
るようにした。実際の指令値パターンを発生させるため
の回路ブロックを第１６図に示す。指令値切り換えには
アナログスイッチを、基準電圧と指令値との比較にはコ
ンパレータを、制御動作のコントロールにはタイマー。

ラッチを含むディジタル論理回路を用いて構成される。

ＩＣ内蔵化を考え回路規模が大きくならないよう基準値
との比較段数を３段階としている。

以上に述べた負荷応答制御の効果の検証のためシミュレ
ーションを行った。第１７図はアイドルコントロールに
よるバイパス空気量をパラメータとした外部トルク−エ
ンジン回転数特性のモデルを示す。このモデルを使い電
気負荷（２０Ａ相当）を投入したときのアイドル回転数
のステップ応答を第１８図に示す。負荷応答制御を行う
ことにより、回転数の低下量が１００ｒ／ｌｌ１ｉｎか
ら２５　ｒ　／Ｅｉｎ以下に低減できることを確認した
。

尚、本実施例では比較段数を３段階としたが、特にこれ
に限定されることなく、無段階にすることもできる。

次に車両に搭載したマイクロコンピュータにより制御す
る場合の制御態様を以下説明する。

第３７図に示す機能ブロック図により原理を説明する。

バッテリ電気の設定値ＶＢＣと実際の値■Ｓとの偏差を
電圧偏差増幅器で増幅してリミッタに出力する。

リミッタは電圧偏差増幅器からの入力に応じて電流指令
値Ｉｚｏを出力する。電流指令値Ｉｚｏの決定にあたっ
ては電気負荷に供給されている負荷電流の大きさ及び車
両のエンジンに対する負荷情報あるいは環境情報をマイ
クロコンピュータに入力してその時々の最適電流指令値
の最大値Ｉ　ｉｗｒ＆Ｘを算出し、電流指令値■ｉｏを
その範囲内で、電圧偏差に応じて決定し、出力する。

次に電流指令値Ｉｚｏと実際の電流値Ｉｆとの偏差を検
出し、その偏差を増幅器で増幅してパルス幅変調回路（
ＰＷＭ）の駆動信号を出力する。

ＰＷＭは界磁巻線駆動回路のチョッパを駆動信号に応し
たデユーティで駆動し、界磁巻線電流工！を制御する。

これによって発電機の電機子巻線に発生した出力により
バッテリを適正に充電する。

次に第３８図に示すブロック回路図及び第３９図に示す
制御フローチャートにより、エンジンの制御との関係を
説明する。

ステップ２００でレジスタの初期設定が終了したマイク
ロコンピュータは、Ａ−Ｄ変換器を介してステップ２０
１でエンジン回転数、マニホールド吸気圧、ノック信号
、スロットル開度信号及びバッテリ負荷電流等の入力信
号を検出し、ランダムアクセスメモリＲＡＭに入力する
。

尚、負荷電流は、負荷投入状態をスイッチのＯＮ、ＯＦ
Ｆで検出し、入力レジスタを介して取り込む方法でも良
い。

ステップ２０２では、入力信号に基づいてり−ドオンリ
メモリＲＯＭ内に記憶されている演算フローに従って点
火系の制御信号、燃料系の制御信号及び排気系の制御信
号を演算し、出力する。

次のステップ２０３はエンジン負荷の大きさを吸気圧で
検出するステップで、吸気圧が所定の圧力Ｐａより低い
（負圧）と判断すると発電機がエンジンの負荷トルクと
ならない様に界磁電流が零になるようにその指令値の最
大値工□□を０に設定する。

吸気圧が所定値Ｐ＆より高いと判断するとエンジンが正
常負荷運転であると判断して次のステップに進む。

ステップ２０４ではスロットルの開度が全開か否かを検
出し、全開と判断した時は加速状態であると判断して、
この時も電流指令値の最大値■ｉ。

をＯに設定して発電機をエンジンの負荷にならないよう
にする。

スロットルが全開でなければ通常走行状態と判断して次
のステップに進む。

ステップ２０５ではノック信号からヘビーノック状態か
否かを判定し、ヘビーノック状態と判断された場合は電
流指令値の最大値ＩｚｏをＯに設定して発電機をエンジ
ンの負荷にならないようにする。

ヘビーノック状態でない場合は次のステラプレこ進む。

ステップ２０６ではノック信号からライトノック状態か
否かを判定し、ライトノック状態と判断された場合は電
流指令値の最大値Ｉｉｏを２Ａに設定し発電能力を低目
に抑えることによりエンジンに対する発電機の負荷トル
クを軽減する。

ライトノックでもない場合はノックなしと判断して次の
ステップに進む。

ステップ２０７ではエンジンの回転数が１５０゜ｒ、ｐ
、ｍ以下か否かを判定し、以下と判断した場合は電気負
荷の変動量を負荷電流あるいは負荷スイッチのＯＮの数
等により計算し、それに基づいて最適な電流指令値■。

ａＸ　を計算し出力する。

回転数が１５０　Ｏｒ、ｐ、ｍ以上であれば、電流指令
値の最大値Ｉ　ｆｆｉｍａＸを４．５Ａの最大許容電流
値に設定し、最大出力が得られるように制御する。

かくして決定された電流指令値の最大値Ｉ　ｆｍａｘが
、Ｄ−Ａ変換器を介して第２７図の発電機制御回路のリ
ミッタに入力される。

また、マイクロコンピュータの出力レジスタからデユー
ティ信号として界磁電流指令値の最大値ＤＩｚｍａｘを
出力することも可能である。この場合、発電機制御回路
のＰＷＭの出力ｅｏとＤＩｚｍａｘとをアンドゲートを
介して界磁巻線駆動回路へ入力する様にすることによっ
て制御することができる。

以上説明した本実施例によれば、 １、機関の吸気圧に応じて界磁電流をカット制御する様
にしたので、登板時のように急激な負荷がエンジンに作
用した際には発電機がエンジンの負荷にならないように
できるので、エンスト等を未然に防止できる。

またスロットが全開時にも発電カット制御するようにし
たので加速時には、十分エンジンの出力を加速の為に利
用でき、加速性能を向上することができる。

またエンジンのノック状態に応じて発電機の発電状能力
を制御する様にしたので、ノック発生時の如く、点火時
期が遅延してエンジン出力が低下している時に発電機の
為の駆動トルクを軽減できるので、出力低下によるエン
ストや、ノック状態を冗長すると言った問題を防止でき
る。

更にエンジンの回転数が低い場合は、負荷電流、即ち電
気負荷の状態に応じて最適な界磁電流制御をできるので
低回転数時の回転数落ち込みによるエンストが防止でき
る。

本実施例によれば、自動車用充電発電機の界磁電流を制
御することにより、界磁巻線抵抗の冷温差により界磁電
流の変動を防止できる。したがって、従来、冷温差によ
る電流変動分を見込んで余裕をもってオルタネータ（充
電発電機）を設計していたが、変動を見込む必要がない
ため、オルタネータが同一体格においては出力のパワー
アップが図れる。あるいは、同一出力にすると体格が小
型化可能となる。そして、界磁電流制御用チョッパの半
導体素子の小容量化も実現できる。また、負荷急変時に
は、外部信号により界磁電流の立上り動作を制御するこ
とにより、自動車のエンジンへの急負荷変動を防止する
ことも可能である。すなわち、外部の信号に応じて界磁
電流値を最小値から最大値まで連続的に任意に可変する
ことが可能である。したがって、外部の要求により、例
えば、エンジン制御からのオルタネータの発電の低減や
停止等が容易に実現できる。

さらに、オルタネータの低速回転時の発電量が少ない状
態では、界磁電流を必要最小限にする。

いわゆる初期励磁状態にして、バッテリの放電量をへら
すとともに界磁損失をおさえることも可能である。

また、本実施例の電流検出法を用いれば、界磁電流を直
接検出せずとも、チョッパ素子に流れる断続電流より、
連続する界磁電流を等価的に検出することが可能となる
ため、高価な絶縁形の電流検出器等が不要となる。また
、界磁電流の最小値から最大値まで連続的に検出可能と
なる等の効果がある。

また、本実施例によれば、偏差電圧信号に応じた信号と
界磁巻線に流れる実際の電流に応じた信号とから界磁巻
線へ供給すべき電流の指令値を求め、この指令値に基づ
いて界磁巻線へ電流を供給する様にしたので、発電機の
出力を負荷の要求に応じて広範囲に且つ最適な出力に制
御しつつ、界磁電流の内的変動を防止することができ、
負荷変動の大きな発電機の出力制御に最適な制御を可能
にできた。

また界磁電流の検出に関する発明においては変流器を用
いる必要をなくしたので、コストが安く、ＩＣ化に適し
た発電機の制御装置及び方法を得ることができた。

更に負荷応答制御の発明においては、電流フィードバッ
ク制御と有機的に組合せて、発電機のトルク変動が少な
く、原動機の回転に悪影響を与えることのない制御装置
及び、制御方法を得ることができた。

〔発明の効果〕

本発明によれば、制御回路の外に外付部品を使用しなく
とも負荷電流が検出できるため実装が容易になる。また
、集積化することによって部品点数が減るため制御回路
の信頼性が上がり、またコストが安くできる。また、集
積化するにおいても回路面積が小さくできるためＩＣチ
ップのコストが安くできる。また、半導体パワースイッ
チの検出抵抗による損失を低減できる。また、検出電流
が連続的に小さい誤差で得ることができるため制御精度
が向上し、制御が安定する。また、車両用発電機制御装
置においては従来と同一の本体で電流制限により出力が
アップできる。また、負荷が異なる場合であってもで制
御回路の調整が容易である。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の第一の実施例に用いた回路図であり
、第２図は、その動作波形の説明図である。第３図は、
本発明の第二の実施例でＩＣ化した回路の一例であり、
第４図はその動作波形の説明図、第５図はその詳細な回
路図である。第６図は１本発明の第三の実施例に用いた
回路のブロック図である。第７図は、本発明の第四の実
施例に用いた回路図であり、第８図は、その動作波形の
説明図である。第９図は、本発明の第五の実施例に用い
た車両用発電機制御装置の回路図である。 第１０図は、本発明のＩＣチップ上のレイアウト図、第
１１図は本発明の一実施例になる自動車用充電発電機の
制御装置回路構成を示す要部ブロック図、第１２図は同
自動車用充電発電機の制御装置のシステム全体の制御ブ
ロック図、第１３図〜第１５図はその制御動作の一例を
示す動作図、第１６図は第１１図に示す一実施例の回路
詳細図、第１７図は本実施例の電流検出回路の詳細図、
第１８図乃至第２１図は本実施例の各部の動作及び特性
図、第２２図、第２３図は本実施例の効果を説明する説
明図、第２４図（ａ）、（ｂ）は本実施例の負荷応答制
御回路の動作原理を説明する為の原理図、第２５図は同
制御動作説明図、第２６図は同回路の具体的回路図、第
２７図はバイパス空気量をパラメータとしたときのオル
タネータ駆動トルクとエンジン回転数との関係を示す図
面、第２８図は負荷応答制御回路の効果を説明する為の
図面、第２９図及び第３０図は発電機の回転数とチャー
ジランプの点灯状態との関係を示す図面、第３１図はＳ
端子電圧に対するＳ−Ｂ端子切替状態及びチャージラン
プの点滅状態を示す図、第３２図はＢ端子電圧に小する
端子切替状態、ゲートロック状態、チャージランプ点滅
状態を示す図面、第３３図はゲート電圧に対するチャー
ジランプの点滅状態を示す図面、第３４図は各異常状態
におけるチャージランプの点灯２点滅状態を示す図面、
第３５図は外部信号としてＣ入力端子に入力される信号
を示す図面、第３６図は発電機の能力制御状態を示す図
面、第３７図はマイクロコン　　　区ピユータを用いた
車両用発電機の制御装置を示す　　　■機能″′。ツク
図・第３８図は開制御回路″′暖り　　　涯図、第３９
図はその制御フローチャートである。 １・・・半導体パワースイッチ、２・・・フライホイー
ルダイオード、３・・・誘導負荷、４・・バッテリ、５
・・・駆動回路、６ｅ・・・電流検出抵抗、８・・・電
流検出回路、９・・・アナログスイッチ、１ｏ・・・コ
ンデンサ、１１・・・バッファアンプ、１２・・・放電
抵抗、１３・・・サンプル・ホールド回路、１４・・発
振器、１７・・放電回路、１８・・・パワーＩＣ１８０
・・・ＩＣレギュ第１Ｑ図 第１３図 第１４図 第１５図 第１７図 Ｖ。 第１８図 第１９図 Ｖずｆ 第２０図　　　　第２１図 電 第２２図 第２３図 発電機回転数 第２４ （ａ） 負荷投入 時間　　　　　を 時間　　　　　ｔ （ｂ） 負荷投入 時間　　　　　を 時間　　　　　　を 時間　　　　　　を 第２６図 時間 第２７図 第２８図 を時間（ＳｅＣ） 第２９図 （Ｎ＋　）　　　　（Ｎ２　） 第３０図 （ＮＩ） 箇３１図 第３２図 第３３図 第３４図 第３６図 （１）　　１００％　１□ 第３６図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、半導体パワースイッチの導通電流を記憶する手段と
   、負荷電流の変化に応じて上記記憶を補正する手段とを
   設けたことを特徴とする半導体パワースイッチの電流制
   御回路。 ２、請求項１記載のものにおいて、誘導負荷の導通電流
   を制御する半導体パワースイッチと、その駆動回路、半
   導体パワースイッチの導通電流を電圧として検出する電
   流検出回路と、電流検出電圧値を記憶するサンプルホー
   ルド回路、サンプルホールド電圧を半導体パワースイッ
   チの非導通時に誘導負荷の時定数に合わせて補正する手
   段とを設けたことを特徴とする半導体パワースイッチの
   電流制御回路。 ３、請求項２記載のものにおいて、前記サンプルホール
   ド回路に電圧保持のためのコンデンサと、入力電圧を切
   り替えるためのアナログスイッチと、コンデンサの充電
   電圧を出力するためのＦＥＴ入力アンプとを用い、前記
   補正する手段に前記サンプルホールド回路のコンデンサ
   の高電位側と低電位側との間に抵抗を接続した放電回路
   を用いたことを特徴とする半導体パワースイッチの電流
   制御回路。 ４、請求項２記載のものにおいて、前記サンプルホール
   ド回路に電圧保持のためのコンデンサと、入力電圧を切
   り替えるためのアナログスイッチと、コンデンサの充電
   電圧を出力するためのＦＥＴ入力アンプとを用い、前記
   補正する手段に前記サンプルホールド電圧をＡ／Ｄ変換
   器によりディジタル化し、ディジタル量を演算回路によ
   り補正して用いたことを特徴とする半導体パワースイッ
   チの電流制御回路。 ５、請求項３記載のものにおいて、前記半導体パワース
   イッチと前記駆動回路、前記電流検出回路と、前記サン
   プルホールド回路、前記補正する手段とを同一基盤上に
   集積化したことを特徴とする半導体パワースイッチの電
   流制御回路。 ６、請求項３記載のものにおいて、前記放電回路に前記
   サンプルホールド回路のコンデンサの充電電圧を放電す
   るために放電抵抗と、放電抵抗の放電時間を制限するた
   めの電子スイッチと、電子スイッチを駆動するために内
   部発信器を用い、放電抵抗と電子スイッチを直列にコン
   デンサの高電位側と低電位側との間に接続したことを特
   徴とする半導体パワースイッチの電流制御回路。 ７、請求項３記載のものにおいて、前記放電回路に前記
   サンプルホールド回路のコンデンサの充電電圧を放電す
   るために定電流源と、定電流源の放電時間を制限するた
   めの電子スイッチと、電子スイッチを駆動するために内
   部発信器を用い、定電流源と電子スイッチを直列にコン
   デンサの高電位側と低電位側との間に接続したことを特
   徴とする半導体パワースイッチの電流制御回路。 ８、請求項６及び７記載のものにおいて、前記電子スイ
   ッチを駆動する内部発信器に周波数及び、デューティ比
   可変手段とを設けたことを特徴とする半導体パワースイ
   ッチの電流制御回路。 ９、請求項６及び７記載のものにおいて、前記コンデン
   サの低電位側を回路の接地電圧よりも高電位の仮想接地
   電位に接続したことを特徴とする半導体パワースイッチ
   の電流制御回路。 １０、請求項７記載のものにおいて、前記放電回路の定
   電流源にトランジスタによる能動負荷を用い、微小電流
   で放電することを特徴とする半導体パワースイッチの電
   流制御回路。 １１、請求項２記載のものにおいて、車両用発電機制御
   装置の電流制御に用いたことを特徴とする半導体パワー
   スイッチの電流制御回路。 １２、請求項５記載のものにおいて、前記サンプルホー
   ルド回路のコンデンサを前記半導体パワースイッチと一
   定距離で平行に配置し、前記補正する手段の放電回路を
   コンデンサに隣接し、半導体パワースイッチの反対側に
   配置して集積化したことを特徴とする半導体パワースイ
   ッチの電流制御回路。 １３、バッテリ電源の電圧を所定の電圧設定値に維持す
   るために、前記バッテリ電圧と所定の電圧設定値との偏
   差電圧に応じて前記バッテリを充電する発電機の界磁巻
   線に流れる界磁電流を制御する界磁電流制御手段を有し
   、前記界磁電流制御手段が、前記界磁巻線に流れる電流
   に応じた信号を発生する界磁電流信号発生手段と、該界
   磁電流信号発生手段からの信号と前記偏差電流に応じた
   信号とに基づいて前記バッテリの電圧を前記所定の電圧
   設定値に維持させるに必要な大きさとなるように界磁巻
   線電流指令値を与える電流指令値発生手段と、該界磁巻
   線電流指令値発生手段からの電流指令値に基づいて所定
   の電流を前記界磁巻線に与える界磁巻線電流供給手段と
   から成り、更に、前記界磁巻線電流供給手段が、前記界
   磁巻線電流指令値発生手段からの指令値に応じてＯＮ−
   ＯＦＦデューティが変化するパルス信号を発生するパル
   ス信号発生手段と、該パルス信号発生手段からのパルス
   信号に応じて周期的にＯＮ−ＯＦＦする半導体スイッチ
   ング手段と、該スイッチング手段がＯＮ状態の時、前記
   界磁巻線に接続される直流電源とから構成され、且つ、
   前記界磁巻線電流指令値発生手段の前記電流信号発生手
   段が前記半導体スイッチング手段のＯＦＦ直前の界磁巻
   線電流値を記憶する記憶手段を含み、前記界磁巻線電流
   指令値発生手段は前記半導体スイッチング手段がＯＦＦ
   状態の期間中、前記記憶手段に記憶された電流値を実際
   の界磁巻線電流の値と見做して、前記記憶手段に記憶さ
   れた電流値に応じた信号と前記偏差電圧に応じた信号と
   に基づいて前記電流指令値を発生すると共に、前記界磁
   巻線に流れる負荷電流の変化に応じて前記電流指令値を
   補正する電流指令値補正手段を設けたことを特徴とする
   発電機の制御装置。 １４、発電機の界磁巻線に流れる電流をチョッパ制御し
   て発電機の出力を制御するものにおいて、前記発電機の
   運転状態に応じて前記界磁巻線の目標電流を決定し、一
   方前記界磁巻線に流れている実際の電流を検出し、この
   実際の電流と前記目標電流とに基づいて前記チョッパの
   通流率を決定すると共に前記チョッパのＯＦＦ期間中は
   チョッパがＯＦＦする直前に記憶した電流値に基づいて
   前記チョッパの通流率を決定すると共に、チョッパに流
   れる電流の変化に応じて前記通流率を補正する様にした
   ことを特徴とする発電機の制御方法。 １５、請求項１４記載のものにおいて、前記界磁巻線の
   目標電流は前記発電機の負荷状態と回転数の少なくとも
   どちらか一方に応じて決定することを特徴とする発電機
   の制御方法。 １６、請求項１５記載のものにおいて、前記発電機の負
   荷の一つがバッテリであつて、このバッテリの電圧を所
   定値に維持する様に界磁電流を制御することを特徴とす
   る発電機の制御方法。 １７、発電機の界磁巻線に流れる電流をチョッパ制御す
   るチョッパ手段、 チョッパ手段のＯＮ時に界磁巻線に流れる電流を検出し
   、記憶する電流検出手段、 記憶した電流値をチョッパ手段のＯＦＦ時における界磁
   巻線電流の減衰特性に応じて補正する記憶電流値補正手
   段、 とから成る発電機の制御装置。 １８、請共項１７に記載のものにおいて、前記電流検出
   手段が、検出電流に応じた電圧を保持する電圧保持手段
   で構成され、且つ前記記憶電流値補正手段が前記電圧保
   持手段に保持された電圧を前記界磁巻線電流の減衰特性
   に応じて減衰させる電圧減衰手段で構成されている発電
   機の制御装置。 １９、請求項１８に記載のものにおいて、前記電圧保持
   手段がサンプルホールドコンデンサで構成され、前記電
   圧減衰手段が、前記サンプルホールドコンデンサに接続
   された抵抗を含む該コンデンサの放電回路から成る発電
   機の制御装置。 ２０、請求項１９において、前記放電回路が、定電流引
   き抜き回路とこの引き抜き電流を断続するスイッチング
   手段と、このスイッチング手段を前記界磁巻線電流の減
   衰特性に相応したデューティでスイッチングさせる為の
   デューティ信号源から成る発電機の制御装置。 ２１、請求項２０において、前記デューティ信号源が発
   振器である発電機の制御装置。