JPH0420205B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0420205B2 JPH0420205B2 JP4089482A JP4089482A JPH0420205B2 JP H0420205 B2 JPH0420205 B2 JP H0420205B2 JP 4089482 A JP4089482 A JP 4089482A JP 4089482 A JP4089482 A JP 4089482A JP H0420205 B2 JPH0420205 B2 JP H0420205B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- circuit
- transistor
- output terminal
- power supply
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is DC
- G05F1/468—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is DC characterised by reference voltage circuitry, e.g. soft start, remote shutdown
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- Electromagnetism (AREA)
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- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、帰還型の定電圧電源回路に関するも
のである。
のである。
帰還型の定電圧電源回路は第１図に示すよう
に、検出部１で検出した出力電圧と基準部２で設
定した基準電圧とを比較部３で比較し、増幅部４
で増幅したその差信号で制御部５を駆動するとい
う帰還ループを有する基本構成となつている。
に、検出部１で検出した出力電圧と基準部２で設
定した基準電圧とを比較部３で比較し、増幅部４
で増幅したその差信号で制御部５を駆動するとい
う帰還ループを有する基本構成となつている。
ところで、負荷変動に対して定電圧を保ち、か
つ出力インピーダンスが低く、大電流を安定して
取出すことができる回路として、従来第２図に示
すような電源回路が知られている。図において、
トランジスタQ1及びQ2によつて差動回路が構成
され、この差動回路のコレクタ負荷として、トラ
ンジスタQ3及びQ4、抵抗R1及びR2からなるカレ
ントミラー回路が接続されている。トランジスタ
Q5乃至Q7は電力増幅回路を構成していて、その
入力端であるトランジスタQ5のベースはトラン
ジスタQ2のコレクタに接続されており、トラン
ジスタQ6のエミツタ及びトランジスタQ7のコレ
クタの相互接続点が回路の出力端OUTとなつて
いる。ダイオードD1及びD2はトランジスタQ6及
びQ7のバイアス回路として働く。トランジスタ
Q8及びQ9、抵抗R3及びR4、一定のバイアス電源
Ｅで定電流回路が構成されており、この定電流回
路はトランジスタQ1及びQ2の共通エミツタと上
記バイアス回路とに接続されている。そして、上
記差動回路の一方の入力であるトランジスタQ1
のベースには抵抗R5及びR6による分圧電圧が加
えられ、他方の入力であるトランジスタQ2のベ
ースには出力端OUTの電圧が加えられている。
なおＣは蓄電用コンデンサである。
つ出力インピーダンスが低く、大電流を安定して
取出すことができる回路として、従来第２図に示
すような電源回路が知られている。図において、
トランジスタQ1及びQ2によつて差動回路が構成
され、この差動回路のコレクタ負荷として、トラ
ンジスタQ3及びQ4、抵抗R1及びR2からなるカレ
ントミラー回路が接続されている。トランジスタ
Q5乃至Q7は電力増幅回路を構成していて、その
入力端であるトランジスタQ5のベースはトラン
ジスタQ2のコレクタに接続されており、トラン
ジスタQ6のエミツタ及びトランジスタQ7のコレ
クタの相互接続点が回路の出力端OUTとなつて
いる。ダイオードD1及びD2はトランジスタQ6及
びQ7のバイアス回路として働く。トランジスタ
Q8及びQ9、抵抗R3及びR4、一定のバイアス電源
Ｅで定電流回路が構成されており、この定電流回
路はトランジスタQ1及びQ2の共通エミツタと上
記バイアス回路とに接続されている。そして、上
記差動回路の一方の入力であるトランジスタQ1
のベースには抵抗R5及びR6による分圧電圧が加
えられ、他方の入力であるトランジスタQ2のベ
ースには出力端OUTの電圧が加えられている。
なおＣは蓄電用コンデンサである。
上述した第２図の回路では、抵抗R5及びR6で
分圧した電圧と出力端OUTの電圧とをトランジ
スタQ1及びQ2からなる差動回路で比較し、その
差動信号をトランジスタQ5で増幅し、この増幅
した信号によりトランジスタQ6及びQ7の導通を
制御して出力端OUTの電圧を一定値に保つ帰還
ループが形成されている。
分圧した電圧と出力端OUTの電圧とをトランジ
スタQ1及びQ2からなる差動回路で比較し、その
差動信号をトランジスタQ5で増幅し、この増幅
した信号によりトランジスタQ6及びQ7の導通を
制御して出力端OUTの電圧を一定値に保つ帰還
ループが形成されている。
ところがこの回路では、＋Ｂ電源の投入により、
第３図に示すように電源電圧が上昇すると、これ
に伴つて抵抗R5及びR6の接続点Ａの分圧電圧が
破線で示すように上昇し、ついにはトランジスタ
Q1が導通するようになる。このとき出力端OUT
の電圧は零レベルにあるため、トランジスタQ2
は導通していない。従つて、カレントミラー回路
のトランジスタQ4に流れる電流はトランジスタ
Q5のベース電流としてトランジスタQ5に流れる
ようになる。この結果トランジスタQ6及びQ7が
バイアスされ、導通しうる状態となるが、このと
きトランジスタQ7のコレクタ電位は零レベルに
あるため、トランジスタQ6のみが導通して出力
端OUTの電圧が時点t0で急激に上昇するように
なる。
第３図に示すように電源電圧が上昇すると、これ
に伴つて抵抗R5及びR6の接続点Ａの分圧電圧が
破線で示すように上昇し、ついにはトランジスタ
Q1が導通するようになる。このとき出力端OUT
の電圧は零レベルにあるため、トランジスタQ2
は導通していない。従つて、カレントミラー回路
のトランジスタQ4に流れる電流はトランジスタ
Q5のベース電流としてトランジスタQ5に流れる
ようになる。この結果トランジスタQ6及びQ7が
バイアスされ、導通しうる状態となるが、このと
きトランジスタQ7のコレクタ電位は零レベルに
あるため、トランジスタQ6のみが導通して出力
端OUTの電圧が時点t0で急激に上昇するように
なる。
このような＋Ｂ電源投入時における出力電圧の
急激な変化はアンプの出力にポツプ音を発生させ
るため、この電源回路を用いたアンプにはミユー
テイング回路等を設ける必要があつた。
急激な変化はアンプの出力にポツプ音を発生させ
るため、この電源回路を用いたアンプにはミユー
テイング回路等を設ける必要があつた。
本発明は上述した点に鑑みてなされたもので、
電源投入時に出力電圧がステツプ的に変化するこ
となく、スムーズに上昇するようになした定電圧
電源回路を提供することにある。
電源投入時に出力電圧がステツプ的に変化するこ
となく、スムーズに上昇するようになした定電圧
電源回路を提供することにある。
以下本発明を第４図以降を参照して説明する
が、第２図と同等の部分には同一の参照符号を付
してある。
が、第２図と同等の部分には同一の参照符号を付
してある。
第４図は本発明の一実施例を示し、図中二点破
線で囲んだ部分が第２図の回路に追加され、この
回路の出力によつてトランジスタQ8及びQ9のバ
イアスが制御されるようになつている。これに関
連し、第２図の電源Ｅが削除されている。上記二
点破線内のトランジスタQ11乃至Q13、抵抗R11及
びR12、電源E′は電圧比較回路を構成していて、
トランジスタQ11のベースには出力端OUT電圧が
印加されると共に、トランジスタQ12のベースに
は抵抗R13及びR14の接続点の分圧電圧が印加さ
れている。上記抵抗R13及びR14の値はそれぞれ
抵抗R5及びR6の値と等しく設定されていて、抵
抗R13及びR14の相互接続点Ｂの電圧が点Ａの電
圧と同じように変化するようになつている。
線で囲んだ部分が第２図の回路に追加され、この
回路の出力によつてトランジスタQ8及びQ9のバ
イアスが制御されるようになつている。これに関
連し、第２図の電源Ｅが削除されている。上記二
点破線内のトランジスタQ11乃至Q13、抵抗R11及
びR12、電源E′は電圧比較回路を構成していて、
トランジスタQ11のベースには出力端OUT電圧が
印加されると共に、トランジスタQ12のベースに
は抵抗R13及びR14の接続点の分圧電圧が印加さ
れている。上記抵抗R13及びR14の値はそれぞれ
抵抗R5及びR6の値と等しく設定されていて、抵
抗R13及びR14の相互接続点Ｂの電圧が点Ａの電
圧と同じように変化するようになつている。
また、トランジスタQ14、抵抗R15及びR16は上
記トランジスタQ8及びQ9をオン・オフする制御
回路を構成していて、トランジスタQ14のベース
はトランジスタQ11のコレクタに接続されていて
いる。更に、＋Ｂ電源と出力端OUTとの間に、コ
ンデンサＣへの充電路を形成する抵抗R17が接続
されている。ここで抵抗R17は、出力端OUTに所
定の負荷が接続されているときに出力端OUTの
電圧が上記点Ａ及びＢの電圧以上になるようにす
る抵抗値になつている。
記トランジスタQ8及びQ9をオン・オフする制御
回路を構成していて、トランジスタQ14のベース
はトランジスタQ11のコレクタに接続されていて
いる。更に、＋Ｂ電源と出力端OUTとの間に、コ
ンデンサＣへの充電路を形成する抵抗R17が接続
されている。ここで抵抗R17は、出力端OUTに所
定の負荷が接続されているときに出力端OUTの
電圧が上記点Ａ及びＢの電圧以上になるようにす
る抵抗値になつている。
以上のような構成により、＋Ｂ電源の投入時に
は、第５図に示すように電源電圧の上昇に伴い、
抵抗R17を介して蓄電用コンデンサＣが充電さ
れ、出力端OUTの電圧が破線で示すように上昇
するようになる。一方、点Ａ及びＢの電圧は上記
電源電圧の上昇に伴い第５図に示すように出力端
OUTの電圧よりも早く直線的に上昇して安定す
る。従つて、＋Ｂ電源投入直後にまずトランジス
タQ12及びQ13がオンし、トランジスタQ11及び
Q14がオフ状態にある。このため、定電流回路を
構成しているトランジスタQ8及びQ9がオフして
いて、電源回路の帰還ループはオフ状態に保たれ
る。
は、第５図に示すように電源電圧の上昇に伴い、
抵抗R17を介して蓄電用コンデンサＣが充電さ
れ、出力端OUTの電圧が破線で示すように上昇
するようになる。一方、点Ａ及びＢの電圧は上記
電源電圧の上昇に伴い第５図に示すように出力端
OUTの電圧よりも早く直線的に上昇して安定す
る。従つて、＋Ｂ電源投入直後にまずトランジス
タQ12及びQ13がオンし、トランジスタQ11及び
Q14がオフ状態にある。このため、定電流回路を
構成しているトランジスタQ8及びQ9がオフして
いて、電源回路の帰還ループはオフ状態に保たれ
る。
そして、上記出力端OUTの電圧が上昇して点
Ｂの電圧と等しくなると、トランジスタQ11がオ
ンし、これに伴いトランジスタQ14がオンするこ
とになる。この結果、トランジスタQ8及びQ9も
オンとなり、電源回路の定電流回路が動作して帰
還がかけられ、回路の動作が安定状態となる。
Ｂの電圧と等しくなると、トランジスタQ11がオ
ンし、これに伴いトランジスタQ14がオンするこ
とになる。この結果、トランジスタQ8及びQ9も
オンとなり、電源回路の定電流回路が動作して帰
還がかけられ、回路の動作が安定状態となる。
上述のように、帰還がかかる時点t0′で、点Ｂ
すなわち点Ａの電圧と出力端OUTの電圧が等し
くなつているため、帰還動作が開始されても出力
端OUTにステツプ的な出力変化が現われること
がない。
すなわち点Ａの電圧と出力端OUTの電圧が等し
くなつているため、帰還動作が開始されても出力
端OUTにステツプ的な出力変化が現われること
がない。
第４図の電源回路においては、帰還のかかつて
いる安定状態において、負荷が大きくなり出力端
OUTの電圧が点Ｂの電圧よりも例えば100ｍＶ以
上低くなると、トランジスタQ11及びQ14の導通
が浅くなり、トランジスタQ8及びQ9がオフする
ようになる。このため帰還がかからなくなつて出
力インピーダンスが急激に上昇し、第６図に示す
ように出力端OUTの電圧が急激に降下するよう
になるが、第７図に示すように、第４図の抵抗
R16の代りに、トランジスタQ14のコレクタとト
ランジスタQ8及びQ9のベースとの間に第８図に
示すような入出力特性を有するシユミツト回路の
ようなヒステリシス回路Ｘを設けることによつ
て、第９図に示すように負荷が大きくなつても出
力端OUTの電圧をほぼ一定に保つことができる
ようになる。
いる安定状態において、負荷が大きくなり出力端
OUTの電圧が点Ｂの電圧よりも例えば100ｍＶ以
上低くなると、トランジスタQ11及びQ14の導通
が浅くなり、トランジスタQ8及びQ9がオフする
ようになる。このため帰還がかからなくなつて出
力インピーダンスが急激に上昇し、第６図に示す
ように出力端OUTの電圧が急激に降下するよう
になるが、第７図に示すように、第４図の抵抗
R16の代りに、トランジスタQ14のコレクタとト
ランジスタQ8及びQ9のベースとの間に第８図に
示すような入出力特性を有するシユミツト回路の
ようなヒステリシス回路Ｘを設けることによつ
て、第９図に示すように負荷が大きくなつても出
力端OUTの電圧をほぼ一定に保つことができる
ようになる。
なお、上記ヒステリシス回路としては、一度オ
ンすると＋Ｂ電源をオフしない限りオンし続ける
回路も適用できる。
ンすると＋Ｂ電源をオフしない限りオンし続ける
回路も適用できる。
本発明は上述したように、電源投入時において
出力端の電圧が基準電圧と等しくなるまで帰還ル
ープの動作をオフしておくようにしているため、
出力電圧をステツプ的に上昇することがなくな
り、従つてステツプ的な上昇に基因するポツプ音
の発生をなくすることができるという極めて有効
な効果が得られる。
出力端の電圧が基準電圧と等しくなるまで帰還ル
ープの動作をオフしておくようにしているため、
出力電圧をステツプ的に上昇することがなくな
り、従つてステツプ的な上昇に基因するポツプ音
の発生をなくすることができるという極めて有効
な効果が得られる。
第１図は帰還型の定電圧電源回路の基本構成を
示すブロツク図、第２図は従来の帰還型定電圧電
源回路例を示す回路図、第３図は第２図の回路の
動作を説明するためのグラフ、第４図は本発明に
よる定電圧電源回路の一実施例を示す回路図、第
５図及び第６図は第４図の回路の動作を説明する
ためのグラフ、第７図は本発明の他の実施例を示
す回路図、第８図及び第９図は第７図の回路の動
作説明するためのグラフである。 Q8，Q9，Q11，Q12，Q14……トランジスタ、Ｃ
……畜電用コンデンサ、R13，R14，R17……抵
抗、OUT……出力端。
示すブロツク図、第２図は従来の帰還型定電圧電
源回路例を示す回路図、第３図は第２図の回路の
動作を説明するためのグラフ、第４図は本発明に
よる定電圧電源回路の一実施例を示す回路図、第
５図及び第６図は第４図の回路の動作を説明する
ためのグラフ、第７図は本発明の他の実施例を示
す回路図、第８図及び第９図は第７図の回路の動
作説明するためのグラフである。 Q8，Q9，Q11，Q12，Q14……トランジスタ、Ｃ
……畜電用コンデンサ、R13，R14，R17……抵
抗、OUT……出力端。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 出力端に接続した蓄電用コンデンサと、この
コンデンサの充電電圧を基準電圧と比較し、その
結果により前記充電電圧を一定に保つ制御を行う
帰還ループとを有する定電圧電源回路において、 前記コンデンサと電源との間に接続され、前記
コンデンサへの充電路を形成し、前記出力端に所
定の負荷が接続されているときに前記充電電圧が
前記基準電圧以上になるようにする抵抗値の抵抗
と、 前記充電電圧と前記基準電圧に等しい電圧とを
比較して出力信号を発生する比較器と、 この比較器の出力信号に基き、前記充電電圧が
前記基準電圧に等しい電圧になつたとき前記帰還
ループの動作をオンする制御回路とを備える、 ことを特徴とする定電圧電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4089482A JPS58159117A (ja) | 1982-03-17 | 1982-03-17 | 定電圧電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4089482A JPS58159117A (ja) | 1982-03-17 | 1982-03-17 | 定電圧電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58159117A JPS58159117A (ja) | 1983-09-21 |
| JPH0420205B2 true JPH0420205B2 (ja) | 1992-04-02 |
Family
ID=12593211
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4089482A Granted JPS58159117A (ja) | 1982-03-17 | 1982-03-17 | 定電圧電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58159117A (ja) |
-
1982
- 1982-03-17 JP JP4089482A patent/JPS58159117A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58159117A (ja) | 1983-09-21 |
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