JPH04207512A - 位相温度補償型高周波増幅器 - Google Patents
位相温度補償型高周波増幅器Info
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- JPH04207512A JPH04207512A JP2335304A JP33530490A JPH04207512A JP H04207512 A JPH04207512 A JP H04207512A JP 2335304 A JP2335304 A JP 2335304A JP 33530490 A JP33530490 A JP 33530490A JP H04207512 A JPH04207512 A JP H04207512A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
この発明はマイクロストリップ回路で構成される位相温
度補償型高周波増幅器に関するものである。
度補償型高周波増幅器に関するものである。
［従来の技術］
従来、マイクロ波帯の高周波増幅器では小型／軽量化の
ため、能動素子として電界効果トランジスタ（以下、Ｆ
ＥＴという）を用い、前記ＦＥＴのゲート端子、および
ドレイン端子にそれぞれマイクロストリップ線路を接続
することによりマイクロストリップ回路を構成した高周
波増幅器が知られている。
ため、能動素子として電界効果トランジスタ（以下、Ｆ
ＥＴという）を用い、前記ＦＥＴのゲート端子、および
ドレイン端子にそれぞれマイクロストリップ線路を接続
することによりマイクロストリップ回路を構成した高周
波増幅器が知られている。
Ｌ述の高周波増幅器の一実施例を第７図に示す第７図で
（１）はＦＥＴ、（Ｉａ）は前記ＦＥＴのゲート端子、
（Ｉｂ）は前記ＦＥＴのドレイン端子、 （Ｉｃ
）は前記Ｆ Ｅ Ｔのソース端子、（２）は信号入力端
子、（３）は第一のコンデンサ、（４）は入力整合回路
を構成する第一のマイクロストリップ線路、（５）は出
力整合回路を構成する第二のマイクロストリップ線路。
（１）はＦＥＴ、（Ｉａ）は前記ＦＥＴのゲート端子、
（Ｉｂ）は前記ＦＥＴのドレイン端子、 （Ｉｃ
）は前記Ｆ Ｅ Ｔのソース端子、（２）は信号入力端
子、（３）は第一のコンデンサ、（４）は入力整合回路
を構成する第一のマイクロストリップ線路、（５）は出
力整合回路を構成する第二のマイクロストリップ線路。
（６）は第二のコンデンサ、（７）は信号出力端子、（
８）はゲート側バイアス端子２（９）はドレイン側バイ
アス端子、 （１０）はグランド端子である。
８）はゲート側バイアス端子２（９）はドレイン側バイ
アス端子、 （１０）はグランド端子である。
次に動作について説明する。 Ｆ Ｅ Ｔ （＋）のソ
ース端子（Ｉｃ）はグランド端子（１０）に接地し、こ
の接地点に対してゲート端子（１ａ）にゲート側バイア
ス端子（８）を介して負電圧を、またドレイン端子（Ｉ
ｂ）にドレイン側バイアス端子（９）を介して正電圧を
印加して適正なバイアス状態に設定すると、ＦＥＴ（１
）は増幅素子として動作可能な状態となる。
ース端子（Ｉｃ）はグランド端子（１０）に接地し、こ
の接地点に対してゲート端子（１ａ）にゲート側バイア
ス端子（８）を介して負電圧を、またドレイン端子（Ｉ
ｂ）にドレイン側バイアス端子（９）を介して正電圧を
印加して適正なバイアス状態に設定すると、ＦＥＴ（１
）は増幅素子として動作可能な状態となる。
さらに入力側のインピーダンス整合をとる第一のマイク
ロストリップ線路（４）および出力側のインピーダンス
整合をとる第二のマイクロストリツブ線路（５）によっ
て動作周波数帯におけるＦＥＴ（１）の人力および出力
インピーダンスと外部回路のインピーダンスとを整合さ
せることにより、信号入力端子（２）に人力された高周
波信号は増幅されて信号出力端子（７）より出力される
。
ロストリップ線路（４）および出力側のインピーダンス
整合をとる第二のマイクロストリツブ線路（５）によっ
て動作周波数帯におけるＦＥＴ（１）の人力および出力
インピーダンスと外部回路のインピーダンスとを整合さ
せることにより、信号入力端子（２）に人力された高周
波信号は増幅されて信号出力端子（７）より出力される
。
ナオ、第一のコンデンサ（３）は、ゲート端子へのバイ
アス電流が入力端子から外部へ漏れ出さないように機能
するＤＣカットである。同様に第二のコンデンサ（６）
は、ドレイン側バイアスのためのＤＣカットである。
アス電流が入力端子から外部へ漏れ出さないように機能
するＤＣカットである。同様に第二のコンデンサ（６）
は、ドレイン側バイアスのためのＤＣカットである。
［発明が解決しようとする課題］
従来の高周波増幅器は以上のように構成されているので
１環境温度の変化によってＦＥＴのインピーダンスが変
化した場合に、これに関連して増幅器から出力される信
号の位相も変動する。すなわち第８図の破線へに示すよ
うに、温度Ｔが基準値Ｔ。から変化した場合１位相φも
φ。からφ０．またはφ−のように変化する。ざらにＦ
ＥＴ個々のばらつきによってインピーダンスの温度変動
度にもばらつきが生じるため、複数の増幅器間で位相特
性の温度変動度にばらつきが生じるという現象があった
。
１環境温度の変化によってＦＥＴのインピーダンスが変
化した場合に、これに関連して増幅器から出力される信
号の位相も変動する。すなわち第８図の破線へに示すよ
うに、温度Ｔが基準値Ｔ。から変化した場合１位相φも
φ。からφ０．またはφ−のように変化する。ざらにＦ
ＥＴ個々のばらつきによってインピーダンスの温度変動
度にもばらつきが生じるため、複数の増幅器間で位相特
性の温度変動度にばらつきが生じるという現象があった
。
このため、複数の増幅器間の位相温度特性が問題になる
ような逆信システム、例えばマルチビームアンテナシス
テムでは従来の高周波増幅器に関して次に述べるような
課題があった。
ような逆信システム、例えばマルチビームアンテナシス
テムでは従来の高周波増幅器に関して次に述べるような
課題があった。
マルチビームアンテナシステムでは、 第９図に示すよ
うに複数のアンテナ素子Ａ１〜Ａｎからの信号をダイプ
レクサＤ Ｉ ”” Ｄ ｎ ＋高周波増幅器ＨＡ、〜
ＨＡｎを介して受信ビーム形成回路Ｒて合成することに
よってビームを形成する。このとき各信号の位相ｍを変
えることによって電気的にビームの方向を変えることが
できるのが特徴である。
うに複数のアンテナ素子Ａ１〜Ａｎからの信号をダイプ
レクサＤ Ｉ ”” Ｄ ｎ ＋高周波増幅器ＨＡ、〜
ＨＡｎを介して受信ビーム形成回路Ｒて合成することに
よってビームを形成する。このとき各信号の位相ｍを変
えることによって電気的にビームの方向を変えることが
できるのが特徴である。
しかるに、従来の位相温度特性を有する増幅器をこのマ
ルチビームアンテナシステムに用いた場合、各々の増幅
器に温度の差が生じた際には増幅器によって位相が異な
ってしまう。また、すべての増幅器の温度が均一に設定
されたとしても、各々の増幅器によって位相の温度変動
度が異なるために、やはり増幅器によって信号位相差が
生じてしまう。
ルチビームアンテナシステムに用いた場合、各々の増幅
器に温度の差が生じた際には増幅器によって位相が異な
ってしまう。また、すべての増幅器の温度が均一に設定
されたとしても、各々の増幅器によって位相の温度変動
度が異なるために、やはり増幅器によって信号位相差が
生じてしまう。
従って、従来の増幅器の持つ上記２つの要素のため、ア
ンテナ素子からの各信号間で温度による位相のばらつき
が生じ、システムとしての必要なビーム方向に関する誤
差、および利得の低下を生じるという解決すべき課題が
あった。
ンテナ素子からの各信号間で温度による位相のばらつき
が生じ、システムとしての必要なビーム方向に関する誤
差、および利得の低下を生じるという解決すべき課題が
あった。
この発明は上記のような課題を解決するためになされた
もので、温度によらず一定の位相を保つ高周波増幅器を
得ることを目的とする。
もので、温度によらず一定の位相を保つ高周波増幅器を
得ることを目的とする。
［課題を解決するための手段］
この発明に係る位相温度補償型高周波増幅器は温度によ
って位相が変化するようにバイアスが制御されたバラク
タダイオードをラットレース形ハイブリッド線路、３ｄ
Ｂカップラ線路、タンデム接続型ハイブリッド線路、サ
ーキュレータあるいは位相反転形ハイブリッドリング線
路を介して従来の高周波増幅器に付加したものである。
って位相が変化するようにバイアスが制御されたバラク
タダイオードをラットレース形ハイブリッド線路、３ｄ
Ｂカップラ線路、タンデム接続型ハイブリッド線路、サ
ーキュレータあるいは位相反転形ハイブリッドリング線
路を介して従来の高周波増幅器に付加したものである。
［作用］
この発明における位相温度補償型高周波増幅器は、バラ
クタダイオードのバイアス値を正特性サーミスタによっ
て温度制御し、バラクタダイオードの位相を温度によっ
て変化させることにより。
クタダイオードのバイアス値を正特性サーミスタによっ
て温度制御し、バラクタダイオードの位相を温度によっ
て変化させることにより。
Ｆ Ｅ Ｔの位相温度変動を補償し、温度によらず増幅
器全体の位相を常に一定に保つ。
器全体の位相を常に一定に保つ。
［実施例］
以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図で（１）はＦＥＴ、（ｌａ）は前記ＦＥＴのゲート端
子、（Ｉｈ）は前記ＦＥＴのドレイン端子、 （Ｉｃ）
は前記Ｆ Ｅ Ｔのソース端子、（２）は信号入力端子
。
図で（１）はＦＥＴ、（ｌａ）は前記ＦＥＴのゲート端
子、（Ｉｈ）は前記ＦＥＴのドレイン端子、 （Ｉｃ）
は前記Ｆ Ｅ Ｔのソース端子、（２）は信号入力端子
。
（３）は第一のコンデンサ、（４）は入力整合回路を構
成する第一のマイクロストリップ線路、（５）は出力整
合回路を構成する第二のマイクロストリップ線路、（６
）は第二のコンデンサ、（７）は信号出力端子（８）は
ゲート側バイアス端子、（９）はドレイン側バイアス端
子、 （１０）は第一のグランド端子、（ｌｌａ）はマ
イクロストリップ線路によって構成されるラフトレース
形ハイブリッド線路、 （２２）は第一のバラクタダ
イオード、 （＋３）は第二のバラクタダイオ−１’、
（１４）は第三のマイクロストリップ１９１ （１５
）は第四のマイクロストリップ線路、 （＋６）は正特
性サーミスタ、 （＋７）は第一の抵抗、 （１８
）は第二の抵抗、 （＋９）は第三の抵抗、 （２０）
は第四の抵抗、 （２＋）は正電圧電源、 （２２）は
第三のコンデンサ、 （２３）は第二のグランド端子
、 （２４）は第三のグランド端子（２５）は第四のグ
ランド端子である。
成する第一のマイクロストリップ線路、（５）は出力整
合回路を構成する第二のマイクロストリップ線路、（６
）は第二のコンデンサ、（７）は信号出力端子（８）は
ゲート側バイアス端子、（９）はドレイン側バイアス端
子、 （１０）は第一のグランド端子、（ｌｌａ）はマ
イクロストリップ線路によって構成されるラフトレース
形ハイブリッド線路、 （２２）は第一のバラクタダ
イオード、 （＋３）は第二のバラクタダイオ−１’、
（１４）は第三のマイクロストリップ１９１ （１５
）は第四のマイクロストリップ線路、 （＋６）は正特
性サーミスタ、 （＋７）は第一の抵抗、 （１８
）は第二の抵抗、 （＋９）は第三の抵抗、 （２０）
は第四の抵抗、 （２＋）は正電圧電源、 （２２）は
第三のコンデンサ、 （２３）は第二のグランド端子
、 （２４）は第三のグランド端子（２５）は第四のグ
ランド端子である。
次に動作について説明する。 ＦＥＴ（＋）のソース端
子（１ｃ）を第一のグランド端子（１０）に接地し。
子（１ｃ）を第一のグランド端子（１０）に接地し。
この接地点に対してゲート端子（１ａ）にゲート側バイ
アス端子（８）を介して負電圧を、またドレイン端子（
ｉｂ）にドレイン側バイアス端子（９）を介して正電圧
を印加して適正なバイアス状態に設定するとＦ Ｅ Ｔ
（＋）が増幅素子として動作可能な状態となる点は従
来の高周波増幅器とまったく同じであるさらに、第一の
マイクロストリップ線路（４）および第二のマイクロス
トリップ線路（５）によって動作周波数帯におけるＦＥ
Ｔ（＋）の入力および出力インピーダンスと外部回路の
インピーダンスとを整合させることにより、信号入力端
子（２）に入力された高周波信号が増幅されて信号出力
端子（７）より出力される従来の高周波増幅器と全く同
じである。
アス端子（８）を介して負電圧を、またドレイン端子（
ｉｂ）にドレイン側バイアス端子（９）を介して正電圧
を印加して適正なバイアス状態に設定するとＦ Ｅ Ｔ
（＋）が増幅素子として動作可能な状態となる点は従
来の高周波増幅器とまったく同じであるさらに、第一の
マイクロストリップ線路（４）および第二のマイクロス
トリップ線路（５）によって動作周波数帯におけるＦＥ
Ｔ（＋）の入力および出力インピーダンスと外部回路の
インピーダンスとを整合させることにより、信号入力端
子（２）に入力された高周波信号が増幅されて信号出力
端子（７）より出力される従来の高周波増幅器と全く同
じである。
また、第一のコンデンサ（３）が、ケート端子へのバイ
アス電流が入力端子から外部へ漏れ出さないようなりＣ
カットとして機能する点、同様に第二のコンデンサ（６
）が、ドレイン側バイアスのためのＤＣカットである点
も従来の高周波増幅器と同一である。
アス電流が入力端子から外部へ漏れ出さないようなりＣ
カットとして機能する点、同様に第二のコンデンサ（６
）が、ドレイン側バイアスのためのＤＣカットである点
も従来の高周波増幅器と同一である。
しかし、この発明による位相温度補償ぺ′！高周波増幅
器では２ラツトレース形ハイブリツド線路（Ｉ＋）う、
トレース形ハイブリッド線路（月）と第７．のグランド
端子（２３）の間に接続された第一のバラクタダイオー
ド（＋２）、 およびラットレース形ハイブリッド線
路（１１）と第三のグランド端子（２４）の間に接続さ
れた第二のバラクタダイオード（＋３）とによって可変
移相回路を形成し、増幅器の位相の温度補償を行うこと
ができる。
器では２ラツトレース形ハイブリツド線路（Ｉ＋）う、
トレース形ハイブリッド線路（月）と第７．のグランド
端子（２３）の間に接続された第一のバラクタダイオー
ド（＋２）、 およびラットレース形ハイブリッド線
路（１１）と第三のグランド端子（２４）の間に接続さ
れた第二のバラクタダイオード（＋３）とによって可変
移相回路を形成し、増幅器の位相の温度補償を行うこと
ができる。
バラクタダイオードにかかる電圧は、正電圧電源（２１
）により供給される電圧を第三の抵抗（＋９）と正特性
サーミスタ（１６）、正特性サーミスタに１１１２列接
続された第一の抵抗（１７）および正特性サーミスタと
第四のグランド端子（２５）の間に接続された第二の抵
抗（１８）を用いて適当な値に抵抗分割し、これを保護
抵抗である第四の抵抗（２０）を介し、さらに、誘導性
の第三のマイクロストリップ線路（１４）と開放端をも
つ容量性の第四のマイクロストリップ線路（１５）とで
構成される高周波雑音に対するチョーク回路を介するこ
とによって印加される。
）により供給される電圧を第三の抵抗（＋９）と正特性
サーミスタ（１６）、正特性サーミスタに１１１２列接
続された第一の抵抗（１７）および正特性サーミスタと
第四のグランド端子（２５）の間に接続された第二の抵
抗（１８）を用いて適当な値に抵抗分割し、これを保護
抵抗である第四の抵抗（２０）を介し、さらに、誘導性
の第三のマイクロストリップ線路（１４）と開放端をも
つ容量性の第四のマイクロストリップ線路（１５）とで
構成される高周波雑音に対するチョーク回路を介するこ
とによって印加される。
上述の′ようにして適当な電圧を印加すると、２個のバ
ラクタダイオードは互いに等しい一定の容量性をもつ。
ラクタダイオードは互いに等しい一定の容量性をもつ。
Ｆ Ｅ Ｔ （＋）によって増幅された高周波信号はラ
ットレース形ハイブリッド線路を介して２個のバラクタ
ダイオードに入力されるが、ここで信号は反射され、再
びラットレース形ハイブリッド線路を経て信号出力端子
に伝搬する。この際にバラクタダイオードのもつ容量値
によって位相が変化する。
ットレース形ハイブリッド線路を介して２個のバラクタ
ダイオードに入力されるが、ここで信号は反射され、再
びラットレース形ハイブリッド線路を経て信号出力端子
に伝搬する。この際にバラクタダイオードのもつ容量値
によって位相が変化する。
従ってバラクタダイオードの印加電圧を変化させると、
これに応じてラットレース形ハイブリッド及び２個のバ
ラクタダイオードからなる移相器回路部の位相が変化す
る。第４図の曲線Ｃはバラクタダイオードの端子間電圧
と移相器の位相量との関係を示した特性曲線である。こ
の図で常温での基準電圧として■。なる電圧を与えると
、移相器はφ。なる位相値をもつ。
これに応じてラットレース形ハイブリッド及び２個のバ
ラクタダイオードからなる移相器回路部の位相が変化す
る。第４図の曲線Ｃはバラクタダイオードの端子間電圧
と移相器の位相量との関係を示した特性曲線である。こ
の図で常温での基準電圧として■。なる電圧を与えると
、移相器はφ。なる位相値をもつ。
ここで環境温度が変化すると、ｉＴ’特性サーミスタ（
＋６）の抵抗値が変化するためにバラクタダイオードの
印加電圧も変化し、高温の場合は電圧が増加し１例えば
Ｖ、の値になる。これに応じて移相器回路部の位相はφ
、の値に変化する。逆に低温側では印加電圧が減少し２
位相もφ−の値に変化する。
＋６）の抵抗値が変化するためにバラクタダイオードの
印加電圧も変化し、高温の場合は電圧が増加し１例えば
Ｖ、の値になる。これに応じて移相器回路部の位相はφ
、の値に変化する。逆に低温側では印加電圧が減少し２
位相もφ−の値に変化する。
このとき増幅器全体では、第３図の破線Ａに示すＦＥＴ
の位相温度特性を上述のように移相器回路部の制御され
た位相温度特性で補償するため。
の位相温度特性を上述のように移相器回路部の制御され
た位相温度特性で補償するため。
実線■３に示すように温度によらず一定の位相値を得る
ことができる。
ことができる。
さらに、第三の抵抗（１９）と、正特性サーミスタ（１
６）、第一の抵抗（＋７）、及び第二の抵抗（＋８）と
の分割比を変えることによって移相器回路部の位相量を
任意に設定できるので、ＦＥＴのばらつきによって生ず
る位相量のばらつきを一定にするような調整ができる。
６）、第一の抵抗（＋７）、及び第二の抵抗（＋８）と
の分割比を変えることによって移相器回路部の位相量を
任意に設定できるので、ＦＥＴのばらつきによって生ず
る位相量のばらつきを一定にするような調整ができる。
また、第一の抵抗（１７）、及び第二の抵抗（１８）の
値を変えて正特性サーミスターの温度変化型を緩和し、
２個のバラクタダイオードへの印加電圧の温度変動度を
調節することによりＦ Ｅ Ｔの温度による位相変動度
のばらつきに対する調整ができる。
値を変えて正特性サーミスターの温度変化型を緩和し、
２個のバラクタダイオードへの印加電圧の温度変動度を
調節することによりＦ Ｅ Ｔの温度による位相変動度
のばらつきに対する調整ができる。
なお、ラットレース形ハイブリッド線路を用いているた
め、バラクタダイオードのインピーダンスによらず増幅
回路部と移相器回路部とのマツチングは良好に保たれる
。従って移相器部分ではＦＥＴによる増幅機能を妨げる
ことなく位相量のみを変化させることができる。
め、バラクタダイオードのインピーダンスによらず増幅
回路部と移相器回路部とのマツチングは良好に保たれる
。従って移相器部分ではＦＥＴによる増幅機能を妨げる
ことなく位相量のみを変化させることができる。
また、２個のバラクタダイオードへの印加電圧は、移相
器回路部の外部に対して何ら影響を与えないよう、第二
のコンデンサ（６）及び第三のコンデンサ（２０）によ
りブロックされる。
器回路部の外部に対して何ら影響を与えないよう、第二
のコンデンサ（６）及び第三のコンデンサ（２０）によ
りブロックされる。
第３図〜第６図はこの発明の他の実施例をそれぞれ示す
図であり、第１図の実施例と異なるところはラットレー
ス形ハイブリッド線路（Ｉｌａ）の代わりとしはで３ｄ
Ｂカップラ線路（Ｉｌｂ）、 タンデム接続型ハイブ
リッド線路（ｌｌｃ）、サーキュレータ（Ｉｌｄ）、位
相反転形ハイブリッドリング線路（Ｉｌｅ）をそれぞれ
用いて第１図の実施例と同様に動作する可変移相回路を
形成したところにある。なお。
図であり、第１図の実施例と異なるところはラットレー
ス形ハイブリッド線路（Ｉｌａ）の代わりとしはで３ｄ
Ｂカップラ線路（Ｉｌｂ）、 タンデム接続型ハイブ
リッド線路（ｌｌｃ）、サーキュレータ（Ｉｌｄ）、位
相反転形ハイブリッドリング線路（Ｉｌｅ）をそれぞれ
用いて第１図の実施例と同様に動作する可変移相回路を
形成したところにある。なお。
（Ｉｌｂ）（ｌｉｅ）（ｌｉｄ）（ｌｉｅ）は（Ｉｌａ
）と同じ作用をする。
）と同じ作用をする。
また第６図において（２６）（２７）は第四、第五のコ
ンデンサ、 （２ｇ）（２９）は第５．第６のグランド
端子を示す。
ンデンサ、 （２ｇ）（２９）は第５．第６のグランド
端子を示す。
［発明の効果コ
以ｌ−のように、この発明によれば、２個のバラクタダ
イオードをラットレース形ハイブリッド線路、３ｄＢカ
ップラ線路、タンデム接続型ハイブリッド線路、サーキ
ュレータあるいは位相反転形ハイブリッドリング線路を
介して高周波増幅器に接続し、２個のバラクタダイオー
ドのバイアス値を環境温度の変動に従って変化させられ
るように構成したので、バラクタダイオードの位相を環
境温度によって変化させることにより、ＦＥＴの位相の
温度変動を補償し、結果としてＦＥＴ個々の位相のばら
つき、ＦＥＴ個々の位相温度変動度のばらつき、及び環
境温度の変化によらず常に一定の位相量を得られる位相
温度補償型高周波増幅器を得られる効果がある。
イオードをラットレース形ハイブリッド線路、３ｄＢカ
ップラ線路、タンデム接続型ハイブリッド線路、サーキ
ュレータあるいは位相反転形ハイブリッドリング線路を
介して高周波増幅器に接続し、２個のバラクタダイオー
ドのバイアス値を環境温度の変動に従って変化させられ
るように構成したので、バラクタダイオードの位相を環
境温度によって変化させることにより、ＦＥＴの位相の
温度変動を補償し、結果としてＦＥＴ個々の位相のばら
つき、ＦＥＴ個々の位相温度変動度のばらつき、及び環
境温度の変化によらず常に一定の位相量を得られる位相
温度補償型高周波増幅器を得られる効果がある。
第１図はこの発明による位相温度補償型高周波増幅器の
一実施例を示す構成図、第２図はバラクタダイオードと
ラットレース形ハイブリッド線路により構成した移相回
路における印加電圧と移相ｍの変化を示す特性図、第３
図〜第６図はこの発明の他の実施例を示す図、第７図は
従来の高周波増幅器を示す図、第８図は高周波増幅器の
位相の温度依存性を示す特性図、第９図は高周波増幅器
を用いたマルチビーム方式の通信装置を示す図である。 図において、（１）はＦＥＴ、（Ｉａ）は前記ＦＥＴの
ゲート端子、 （Ｉｂ）は前記ＦＥＴのドレイン端子
。 （ｌｃ）は前記ＦＥＴのソース端子、（２）は信号入力
端子、（３）は第一のコンデンサ、 （４）は第一のマ
イクロストリップ線路、（５）は第二のマイクロストリ
ップ線路、（６）は第二のコンデンサ、（７）は信号出
力端子（８）ｌ；ｔ ケ−ト側バイアス端子、（９）は
ドレイン側バイアス端子、 （１０）は第一のグランド
端子、 （Ｉｌａ）はラットレース形ハイブリッド線路
、 （Ｉｌｂ）は３ｄＴ３カップラ線路、 （Ｉｌｃ
）はタンデム接続型ハイブリッド線路、（Ｉｌｄ）はサ
ーキュレータ、（Ｉｌｅ）は位相反転形ハイブリッドリ
ング線路、 （＋２）は第一のバラクタダイオード、
（１３）は第二のバラクタダイオード。 （１４）は第三のマイクロストリップ線路、 （１５）
は第四のマイクロストリップ線路、 （１Ｂ）は正特性
サーミスタ、 （＋７）は第一の抵抗、 （１ｇ）は第
二の抵抗。 （１９）は第三の抵抗、 （２０）は第四の抵抗、 （
２１）は正電圧電源、 （２２）は第三のキャパシタ、
（２３）は第二のグランド端子、 （２４）は第三の
グランド端子、 （２５）は第四のグランド端子である
。 なお２図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
一実施例を示す構成図、第２図はバラクタダイオードと
ラットレース形ハイブリッド線路により構成した移相回
路における印加電圧と移相ｍの変化を示す特性図、第３
図〜第６図はこの発明の他の実施例を示す図、第７図は
従来の高周波増幅器を示す図、第８図は高周波増幅器の
位相の温度依存性を示す特性図、第９図は高周波増幅器
を用いたマルチビーム方式の通信装置を示す図である。 図において、（１）はＦＥＴ、（Ｉａ）は前記ＦＥＴの
ゲート端子、 （Ｉｂ）は前記ＦＥＴのドレイン端子
。 （ｌｃ）は前記ＦＥＴのソース端子、（２）は信号入力
端子、（３）は第一のコンデンサ、 （４）は第一のマ
イクロストリップ線路、（５）は第二のマイクロストリ
ップ線路、（６）は第二のコンデンサ、（７）は信号出
力端子（８）ｌ；ｔ ケ−ト側バイアス端子、（９）は
ドレイン側バイアス端子、 （１０）は第一のグランド
端子、 （Ｉｌａ）はラットレース形ハイブリッド線路
、 （Ｉｌｂ）は３ｄＴ３カップラ線路、 （Ｉｌｃ
）はタンデム接続型ハイブリッド線路、（Ｉｌｄ）はサ
ーキュレータ、（Ｉｌｅ）は位相反転形ハイブリッドリ
ング線路、 （＋２）は第一のバラクタダイオード、
（１３）は第二のバラクタダイオード。 （１４）は第三のマイクロストリップ線路、 （１５）
は第四のマイクロストリップ線路、 （１Ｂ）は正特性
サーミスタ、 （＋７）は第一の抵抗、 （１ｇ）は第
二の抵抗。 （１９）は第三の抵抗、 （２０）は第四の抵抗、 （
２１）は正電圧電源、 （２２）は第三のキャパシタ、
（２３）は第二のグランド端子、 （２４）は第三の
グランド端子、 （２５）は第四のグランド端子である
。 なお２図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
Claims (5)
- （１）電界効果トランジスタと、一端が前記電界効果ト
ランジスタのゲート端子に接続され、他端が信号入力端
子を構成する第一のマイクロストリップ線路と、一端が
前記電界効果トランジスタのドレイン端子に接続される
第二のマイクロストリップ線路と、出力信号端子とで構
成される高周波増幅器において、一端が前記第二のマイ
クロストリップ線路に接続し、他端が前記出力信号端子
に接続するラットレース形ハイブリッド線路と、一端が
前記ラットレース形ハイブリッド線路に接続し、他端が
グランドに接続する２個のバラクタダイオードと、一端
が前記２個のバラクタダイオードに接続し、他端が電源
に接続するバイアス回路と、一端が前記バイアス回路に
接続し、他端がグランドに接続する正特性サーミスタを
備えたことを特徴とする位相温度補償型高周波増幅器。 - （２）電界効果トランジスタと、一端が前記電界効果ト
ランジスタのゲート端子に接続され、他端が信号入力端
子を構成する第一のマイクロストリップ線路と、一端が
前記電界効果トランジスタのドレイン端子に接続される
第二のマイクロストリップ線路と、出力信号端子とで構
成される高周波増幅器において、一端が前記第二のマイ
クロストリップ線路に接続し、他端が前記出力信号端子
に接続する３ｄＢカップラ線路と、一端が前記３ｄＢカ
ップラ線路に接続し、他端がグランドに接続する２個の
バラクタダイオードと、一端が前記２個のバラクタダイ
オードに接続し他端が電源に接続するバイアス回路と、
一端が前記バイアス回路に接続し、他端がグランドに接
続する正特性サーミスタを備えたことを特徴とする位相
温度補償型高周波増幅器。 - （３）電界効果トランジスタと、一端が前記電界効果ト
ランジスタのゲート端子に接続され、他端が信号入力端
子を構成する第一のマイクロストリップ線路と、一端が
前記電界効果トランジスタのドレイン端子に接続される
第二のマイクロストリップ線路と、出力信号端子とで構
成される高周波増幅器において、一端が前記第二のマイ
クロストリップ線路に接続し、他端が前記出力信号端子
に接続するタンデム接続型ハイブリッド線路と、一端が
前記タンデム接続型ハイブリッド線路に接続し他端がグ
ランドに接続する２個のバラクタダイオードと、一端が
前記２個のバラクタダイオードに接続し、他端が電源に
接続するバイアス回路と、一端が前記バイアス回路に接
続し、他端がグランドに接続する正特性サーミスタを備
えたことを特徴とする位相温度補償型高周波増幅器。 - （４）電界効果トランジスタと、一端が前記電界効果ト
ランジスタのゲート端子に接続され、他端が信号入力端
子を構成する第一のマイクロストリップ線路と、一端が
前記電界効果トランジスタのドレイン端子に接続される
第二のマイクロストリップ線路と、出力信号端子とで構
成される高周波増幅器において、一端が前記第二のマイ
クロストリップ線路に接続し、他端が前記出力信号端子
に接続するサーキュレータと、一端が前記サーキュレー
タに接続し、他端がグランドに接続するバラクタダイオ
ードと、一端が前記バラクタダイオードに接続し、他端
が電源に接続するバイアス回路と、一端が前記バイアス
回路に接続し、他端がグランドに接続する正特性サーミ
スタを備えたことを特徴とする位相温度補償型高周波増
幅器。 - （５）電界効果トランジスタと、一端が前記電界効果ト
ランジスタのゲート端子に接続され、他端が信号入力端
子を構成する第一のマイクロストリップ線路と、一端が
前記電界効果トランジスタのドレイン端子に接続される
第二のマイクロストリップ線路と、出力信号端子とで構
成される高周波増幅器において、一端が前記第二のマイ
クロストリップ線路に接続し、他端が前記出力信号端子
に接続する位相反転形ハイブリッドリング線路と、一端
が前記位相反転形ハイブリッドリング線路に接続し、他
端がグランドに接続する２個のバラクタダイオードと、
一端が前記２個のバラクタダイオードに接続し、他端が
電源に接続するバイアス回路と、一端が前記バイアス回
路に接続し、他端がグランドに接続する正特性サーミス
タを備えたことを特徴とする位相温度補償型高周波増幅
器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2335304A JPH04207512A (ja) | 1990-11-30 | 1990-11-30 | 位相温度補償型高周波増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2335304A JPH04207512A (ja) | 1990-11-30 | 1990-11-30 | 位相温度補償型高周波増幅器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04207512A true JPH04207512A (ja) | 1992-07-29 |
Family
ID=18287025
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2335304A Pending JPH04207512A (ja) | 1990-11-30 | 1990-11-30 | 位相温度補償型高周波増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04207512A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6630874B2 (en) | 2000-04-28 | 2003-10-07 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Phase shifter and communication device using the same |
| JP2007251264A (ja) * | 2006-03-13 | 2007-09-27 | Mitsubishi Electric Corp | 位相調整回路および整合回路 |
| US7289001B2 (en) | 2004-12-06 | 2007-10-30 | Ngk Insulators, Ltd. | Dielectric substrate for oscillator |
| JP2013527711A (ja) * | 2010-05-17 | 2013-06-27 | アルカテル−ルーセント | マルチバンド高効率ドハティ増幅器 |
| JP2013141163A (ja) * | 2012-01-05 | 2013-07-18 | Panasonic Corp | 直交ハイブリッドカプラ、増幅器及び無線通信装置 |
-
1990
- 1990-11-30 JP JP2335304A patent/JPH04207512A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6630874B2 (en) | 2000-04-28 | 2003-10-07 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Phase shifter and communication device using the same |
| US7289001B2 (en) | 2004-12-06 | 2007-10-30 | Ngk Insulators, Ltd. | Dielectric substrate for oscillator |
| JP2007251264A (ja) * | 2006-03-13 | 2007-09-27 | Mitsubishi Electric Corp | 位相調整回路および整合回路 |
| JP2013527711A (ja) * | 2010-05-17 | 2013-06-27 | アルカテル−ルーセント | マルチバンド高効率ドハティ増幅器 |
| JP2013141163A (ja) * | 2012-01-05 | 2013-07-18 | Panasonic Corp | 直交ハイブリッドカプラ、増幅器及び無線通信装置 |
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