JPH04207920A - インバータ制御式携帯発電機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、エンジン駆動式交流電力供給用のインバータ
制御方式の携帯型発電機に関する。

（従来の技術） 近年、携帯用の交流電源装置には、出力周波数を安定化
させるためにインバータ装置を使用することが多くなっ
てきており、例えばエンジンで駆動される交流発電機に
よって商用周波数の交流電力を出力する携帯用電源装置
においては、エンジンを回転数の高い領域にて運転させ
て発電機から高出力の交流電流を得、この交流電流を一
旦直流に変換した後、インバータ装置により商用周波数
の交流に変換して出力するようにした装置が、実開昭５
９−１３２３９８号公報等によって知られている。

ところで、この種のインバータ制御式の携帯用交流電源
装置に、例えば特開昭６３−１１４５２７号公報に示さ
れるように、携帯型の比較的小電力容量の電源装置とし
ての特性を十分に考慮した過電流保護装置を付加するこ
とも提案されるようになっている。

（発明が解決しようとする課題） しかしながら、この種の携帯用交流電源装置において漏
電遮断機能を設ける必要がある場合、検出対象となる漏
電電流量は比較的少量なことか多いため、過電流保護装
置とは別に漏電検出用の機能を設けなければならない。

従ってこの種の携帯用交流電源装置の漏電対策としては
未た漏電遮断器を外付けすることに頼る場合が多い。

しかしながら、ただ単に漏電遮断器を外付けした携帯用
交流電源装置は大型化・重量化してしまい、またコスト
も高いという問題があった。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、インバー
タ制御式の携帯発電機内にインバータ駆動システムの構
成を利用して漏電遮断機能を簡単な構成で組み込み、小
型、軽量、低コスト化を図ったインバータ制御式携帯発
電機を提供することを目的とする。

（課題を解決するための手段） 上記目的を達成するために本発明によれば、交流発電機
の出力巻線からの交流出力を整流し、この整流出力を駆
動信号に応じてスイッチング動作するインバータ回路を
介して任意の周波数を持った交流出力に変換させるイン
バータ制御式携帯発電機において、前記インバータ回路
の１組の出力ラインの双方を囲うように設けられ、この
双方の出力ラインに夫々流れる電流の差の大きさを電流
差信号として検出するカレントトランスと、このカレン
トトランスと前記インバータ回路との間の前記出力ライ
ンを接地する接地回路と、前記カレントトランスで検出
された前記電流差信号を所定の範囲値と比較し、前記電
流差信号がこの所定の範囲値を越えた時に前記インバー
タ回路に供給される前記駆動信号を遮断する異常判別回
路とで構成することを特徴とするインバータ制御式携帯
発電機が提供される。

（作用） 交流発電機の出力巻線からの交流出力を整流し、この整
流出力を駆動信号に応じてスイッチング動作するインバ
ータ回路を介して任意の周波数を持った交流出力に変換
する。

インバータ回路の１組の出力ラインの双方を囲うように
設けられたカレントトランスによりこの双方の出力ライ
ンに夫々流れる電流の差を検出し、検出された電流差信
号を所定の範囲値と比較し、前記電流差信号がこの所定
の範囲値を越えた時にインバータ回路に供給される前記
駆動信号を遮断する。

なお、カレントトランスとインバータ回路との間の前記
出力ラインは接地される。

（実施例） 以下、本発明の実施例を添付図面を参照して説明する。

第１図は、本発明に係るインバータ制御式携帯発電機の
全体構成図であり、図中１．２はそれぞれ交流発電機の
固定子に独立して巻装された出力巻線であり、１は三相
出力巻線、２は単相補助巻線である。また回転子（図示
せず）には多極の永久磁石の磁極が形成されており、エ
ンジン（図示せず）によって回転駆動されるように構成
されている。三相出力巻線１の出力端は、３つのサイリ
スタと３つのダイオードとで構成されるブリッジ整流回
路３に接続され、ブリッジ整流回路３の出力端は平滑回
路４に接続される。

単相補助巻線２の出力端は、正負両極出力端子Ｅ、　　
Ｆを有する定電圧供給装置５に接続される。

定電圧供給装置５は２組の整流回路、平滑回路、定電圧
回路５ａから成り、単相補助巻線２からの−の方向の電
流に対しては一方の組の各回路が働き、反対の方向の電
流に対しては他方の組の各回路が働き、これによって出
力端子Ｅ、　　Ｆに夫々正負の定電圧が出力される。

６はサイリスタ制御回路であり、電源入力側の一端が定
電圧供給装置５の正極出力端子Ｅに接続され、他端が平
滑回路４の正極側端子とともに接地される。サイリスタ
制御回路６の信号入力端はコンデンサＣＩ、抵抗Ｒ１〜
Ｒ３の直列回路で構成され、コンデンサＣ１側の一端は
定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅに接続され、抵抗Ｒ
３側の他端は平滑回路４の負極側端子に接続される。抵
抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点はトランジスタＱ１のベー
スに、このトランジスタＱ１のコレクタはトランジスタ
Ｑ２のベースに、このトランジスタＱ２のコレクタはブ
リッジ整流回路３の各サイリスタのゲート入力回路に接
続され、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点の電位に応じて
ゲート入力回路の入力信号を制御するように構成されて
いる（サイリスタ制御回路６に関する詳細な説明は、本
願出願人による特願平１−２３０９０８号に開示される
のでここでは省略する）。

コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接続点Ｋには過渡抑制回
路７の出力側が接続される。過渡抑制回路７によれば、
定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅ側に設けられた定電
圧回路５ａの入力側（Ｇ）にツェナーダイオードＤ１の
カソード側が接続され、ツェナーダイオードＤ１のアノ
ード側が抵抗Ｒ４，Ｒ５を介して定電圧供給装置５の負
極出力端子Ｆに接続される。抵抗Ｒ４，Ｒ５の接続点は
オペアンプから成る反転比較器７０１の反転端子（−）
に接続され、反転比較器７０１の非反転端子（＋）は抵
抗を介して接地される。反転比較器７０１の出力側はＮ
ＯＲ回路７０２の入力側に接続され、一方ＮＯＲ回路７
０２の入力端のもう１つの端子には後述する本発明に係
る漏電検出回路８が接続され、漏電状態の検出時に高レ
ベル信号がＮＯＲ回路７０２に供給される。ＮＯＲ回路
７０２の出力側はインバータ７０３．抵抗Ｒ６を介して
トランジスタＱ３のベースに接続される。トランジスタ
Ｑ３のエミッタは定電圧供給装置５の負極出力端子Ｆに
接続され、一方コレクタは、抵抗Ｒ７を介して定電圧供
給装置５の正極出力端子Ｅに接続されるとともにコンデ
ンサＣ２を介して定電圧供給装置５の負極出力端子Ｆに
接続される。コンデンサＣ２の正極端子にはトランジス
タＱ４のベースが接続され、トランジスタＱ４のコレク
タは定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅに接続され、一
方エミッタは、ダイオードＤ２のアノードに接続される
とともにサイリスタ制御回路６のコンデンサＣ１と抵抗
Ｒ］との接続点Ｋに接続される。ダイオードＤ２０カソ
ードはコンデンサＣ２の正極端子に接続される。

平滑回路４の出力側はインバータ回路９に接続される。

インバータ回路９は４つのＦＥＴ　（電界効果トランジ
スタ）Ｑ５〜Ｑ８から成るブリッジ回路で構成される。

ＦＥＴＱ５〜Ｑ８の各ゲート端子に接続される駆動信号
回路に関しては後述する。

インバータ回路９の出力側はローパスフィルタから成る
出力回路１０及び漏電回路８を介して負荷（図示せず）
が接続される出力端子１１．１２に接続される。

出力端子１１．１２の両端（ローパスフィルタを構成す
るコンデンサの両端Ｈ）は、分割抵抗や差動アンプから
成る歪み検出回路１３に接続される。歪み検出回路１３
は、出力端子１１．１２に現れる出力電圧の波形どうし
を直接比較することによって出力の波形歪みあるいはオ
フセット成分を検出し、検出信号を出力するものである
。

１４は商用周波数、例えば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの正
弦波を発生する正弦波発振器である。この正弦波発振器
１４の出力側と歪み検出回路１３の出力側とは差動アン
プ１５に接続される。差動アンプ１５は、正弦波発振器
１４から出力される正弦波の振幅基準レベルを歪み検出
回路１３から出力される検出信号で補正し、補正された
正弦波信号を出力するものである。

１６は矩形波発振器であり、この矩形波発振器１６で発
振される矩形波の周波数は正弦波発振器１４から出力さ
れる正弦波の周波数よりも格段に大きい値に設定される
。矩形波発振器１６の出力側は積分回路１７に接続され
、積分回路１７は矩形波を積分して三角波信号に変換す
る。

差動アンプ１５から出力される補正された正弦波信号と
積分回路１７から出力される三角波信号とは重畳されて
インバータバッファ１８に供給される。インバータバッ
ファ１８は所定のしきい値（スレッシュホールドレベル
）を有し、このしきい値を越えたレベルの信号が入力し
たときは低レベルの信号を出力し、一方しきい値以下の
レベルの信号が入力したときは高レベルの信号を出力し
、いわゆるパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を形成するもの
であり、例えばゲート端子への入力信号に対し固定され
たしきい値を有するＣ−ＭＯＳゲートＩＣ’で構成する
。

インバータバッファ１８の出力側は、インバータト９を
経て）ＪＡＮＤ回路２０の一方の入力端に入力するとと
もにそのまま直接ＮＡＮＤ回路２１の一方の入力端にも
入力する。ＮＡＮＤ回路２０の他方の入力端とＮＡＮＤ
回路２１の他方の入力端には過渡抑制回路７のＮＯＲ回
路７０２の出力端Ｊが接続される。

ＮＡＮＤ回路２０．２１の各出力側はＦＥＴゲート駆動
信号用回路２２．２３に夫々接続される。ＦＥＴゲート
駆動信号用回路２２はプッシュプル増幅器、サージ吸収
用ダイオード、低周波成分カット用のコンデンサＣ３、
パルストランスＡ、Ｃの一次側コイルから構成され、同
様にＦＥＴゲート駆動信号用回路２３はプッシュプル増
幅器、サージ吸収用ダイオード、低周波成分カット用の
コンデンサＣ４、パルストランスＢ、Ｄの一次側コイル
から構成される。パルストランスＡの二次側コイル（イ
ンバータ回路９内に表示）は減衰抵抗、復調用のコンン
デンサＣ５、双方向電圧規制ダイオードＤ３．Ｄ４を介
してＦＥＴＱ５のゲートに接続される。パルストランス
Ｂ、　　Ｃ，Ｄの各二次側コイルも、パルストランスＡ
の二次側回路と全く同様な回路を介してＦＥＴＱ６．Ｑ
７．Ｑ８の各ゲートに夫々接続される。

次に、本発明に係る漏電検出回路８（接地回路及び異常
判別回路）の詳細な回路構成を第２図及び第３図を参照
して説明する。

まず、出力回路１０から出力端子１１．１２へ至る２本
の（１組の）出力ラインを囲うようにカレントトランス
ＣＴを設ける。即ちカレントトランスＣＴはループ状の
コアを有し、２本の出力ラインはこのコアのループ内を
貫通するように配置される。出力回路１０とカレントト
ランスＣＴとの間の出力ラインの一方を接地し、カレン
トトランスＣＴと出力端子１１．１２との間の出力ライ
ンの他方を常開のテストスイッチ８０１を介して接地す
る。なお、出力回路１０とカレントトランスＣＴとの間
の出力ラインは第３図に示すような接地回路構成にして
もよい。

カレントトランスＣＴの出力側は、ダイオードＤ５．Ｄ
６、抵抗Ｒ８、コンデンサＣ６から成る並列回路に接続
されるとともに、一端は接地され、他端は非反転直流増
幅用のオペアンプ８０２の非反転端子（＋）に接続され
る。オペアンプ８０２の反転端子（−）は抵抗Ｒ９を介
して接地されるとともに抵抗Ｒ１０とコンデンサＣ７と
の並列回路を介してオペアンプ８０２の出力側と接続さ
れる。ダイオードＤ５．Ｄ６は、負荷装置かグランドと
の間で短絡を起こし、その結果カレントトランスＣＴの
出力が過大になりオペアンプ８０２が破壊することを防
止するためのものであり、またコンデンサＣ６，Ｃ７は
、カレントトランスＣＴからの出力に含まれる高周波成
分を除去するために設けられたものである。

８０３．８０４は比較器としてのオペアンプであり、オ
ペアンプ８０３の非反転端子（＋）及びオペアンフ８０
４０反転端子（−）にはオペアンプ８０２の出力側が接
続される。オペアンプ８０３の反転端子（−）には、定
電圧供給回路５の正極出力端子Ｅとグランドとの電圧差
を抵抗Ｒ１１，１２で分割した所定のプラス電圧値（上
限比較基準値）か供給される。一方オペアンプ８０４の
非反転端子（＋）には、グランドと定電圧供給回路５の
負極端子Ｆとの電圧差を抵抗Ｒ１３，１４で分割した所
定のマイナス電圧値（下限比較基準値）が供給される。

なお、オペアンプ８０３の各入力端子間にはコンデンサ
Ｃ８か接続され、オペアンプ８０４の各入力端子間には
コンデンサＣ９が接続される。オペアンプ８０３，８０
４の出力側は夫々ＯＲ回路８０５の入力側に接続される
。

ＯＲ回路８０５の出力側はＯＲ回路８０６の一方の入力
端子に接続される。ＯＲ回路８０６の出力側は抵抗Ｒ１
５とコンデンサＣ１０の直列回路を経て定電圧供給装置
５の負極出力端子Ｆに接続される。

抵抗Ｒ１５とコンデンサＣ１０との接続点はバッファ８
０７を介して前記過渡抑制回路７のＮＯＲ回路７０２の
入力端に接続される。

更にバッファ８０７の出力側は、ＯＲ回路８０６の他方
の入力端子に接続されるとともに、抵抗Ｒ１６を介して
トランジスタＱ９のベースに接続される。トランジスタ
Ｑ９のベースは抵抗Ｒ１７を介して接地され、エミッタ
は直接接地され、またコレクタは抵抗Ｒ１８と発光ダイ
オード８０８との直列回路を介して定電圧供給回路５の
正極出力端子Ｅに接続される。

次に、以上のように構成されるインバータ制御携帯発電
機の作動について説明する〇 エンジンの駆動に伴い三相出力巻線１から出力された三
相交流電力はブリッジ整流回路３で整流され、続く平滑
回路４で平滑されて直流電力に変換されるとともに、平
滑回路４での直流電圧の変動が抵抗Ｒ２，Ｒ３を介して
サイリスタ制御回路６で検出され、その検出信号に基づ
いてブリッジ整流回路３の各サイリスタの導通角を制御
することにより平滑回路４の出力電圧が所定の直流電圧
に安定に維持されるようなフィードバック制御が行われ
る。なおサイリスタ制御回路６には過渡抑制回路７から
の出力信号も入力するが、この信号に基づくサイリスタ
制御回路６及びブリッジ整流回路３の作動については後
述する。

インバータ回路９のＦＥＴＱ５．Ｑ７及びＦＥＴＱ６．
Ｑ８のゲートには後述するパルス幅変調信号（ＰＷＭ）
信号が入力され、このＰＷＭ信号に応じてＦＥＴＱ５．
Ｑ７及びＦＥＴＱ６．Ｑ８を交互に導通させることによ
り平滑回路４の直流出力をスイッチング制御して出力回
路１０へ出力させる。出力回路１０は高周波成分をカッ
トして商用周波数の交流電力を漏電検出回路８を経て出
力端子１１．１２から負荷に供給する。

出力端子１１に現れる出力電圧の波形と出力端子１２に
現れる出力電圧の波形は、歪み検出回路１３で比較され
、その差、即ち出力電圧の波形の歪みあるいはオフセッ
ト成分が検出され、その検出信号が差動アンプ１５に出
力される。

差動アンプ１５は、正弦波発振器１４から出力された商
用周波数の正弦波信号と検出回路１３から出力された出
力電圧の波形の歪みあるいは直流オフセット分等を含ん
だフィードバック信号とを比較し、このフィードバック
信号によって正弦波信号の振幅基準レベルを補正し、こ
の補正された正弦波信号を出力する。

矩形波発振器１６から出力された矩形波信号は積分回路
１７で積分されて三角波信号に変換される。この三角波
信号と差動アンプ１５からの補正正弦波信号とが重畳さ
れて重畳信号が形成され、インバータバッファ１８に入
力される。インバータバッファ１８では、重畳信号がし
きい値を越えるときには低レベルの信号を出力し、一方
しきい値以下のときには高レベルの信号を出力して、結
果的に三角波信号を搬送波とし、補正正弦波によりパル
ス幅変調されたＰＷＭ信号を出力することとなる。この
ＰＷＭ信号は、補正された正弦波信号に基づき形成され
るため、前記出力電圧の歪み及びオフセット成分を減少
させることが可能となるとともに、応答時間がコンパレ
ータ（約１μ５ｅｃ）に比べ格段に速いインバータバッ
ファ（約５０　ｎ５ｅｃ、）をＰＷＭ信号の形成に使用
するため搬送波の周波数をより高くすることが可能とな
り、これにより出力波形をより正弦波に近似させた、よ
り高品質の交流電力を供給することを可能ならしめる。

インバータバッファ１８から出力されたＰＷＭ信号は一
方はインバータ１９で反転されてＮＡＮＤ回路２０へ、
他方はそのままＮＡＮＤ回路２１へ入力される。ＮＡＮ
Ｄ回路２０．２１には過渡抑制回路７から、漏電状態が
検出された時またはエンジン始動時等の低回転状態が検
出された時に低レベル信号が供給され、この時にはＮＡ
ＮＤ回路２０．２１の出力はＰＷＭ信号のいかんに拘ら
ず高レベル信号となり、この状態が継続されるためＰＷ
Ｍ信号は伝送されない。一方、漏電状態が検出されずか
つエンジン回転数も低回転でないときには過渡抑制回路
７から高レベル信号が供給され、この時にはＮＡＮＤ回
路２０．２１は夫々入力した反転または非反転ＰＷＭ信
号に応じて夫々反転または非反転ＰＷＭ信号を反転した
信号を出力し、ＦＥＴゲート駆動信号用回路２２にはＰ
ＷＭ信号が、またＦＥＴゲート駆動信号用回路２３には
反転したＰＷＭ信号が供給される。

ＦＥＴゲート駆動信号用回路２２ては、ＰＷＭ信号は、
プッシュプル増幅された後、コンデンサＣ３で低周波成
分、即ち商用周波数成分がカットされる。コンデンサＣ
３を通過する直前の信号は基準レベルに対し振幅一定の
ＰＷＭ信号であるが、二の信号の平均電圧（積分値）は
、正弦波発振器１４からの正弦波と同一の周期で変化し
ており、従って二のＰＷＭ信号はこの正弦波と同一の周
波数（商用周波数）成分を含んでいる。このＰＷＭ信号
がコンデンサＣ３を通過した後は商用周波数成分とは逆
相にパルス列全体が上下して平均電圧が常時零であるパ
ルス信号列に変換される。

この平均電圧が常時零であるパルス信号列がパルストラ
ンスＡ、Ｃの各−次コイルに供給されるので、パルスト
ランスＡ、Ｃを構成するトランスコアには、商用周波数
成分による磁気飽和の悪影響がほとんどなくなり、従っ
てトランスＡ、Ｃは、ＰＷＭ搬送周波数で磁気飽和しな
い程度の小型サイズのもので構成することが可能となる
。

ＦＥＴゲート駆動信号用回路２３の作動も上記ＦＥＴゲ
ート駆動信号用回路２２の作動と全く同様である。

パルストランスＡの二次コイルから出力したパルス信号
はツェナーダイオードＤ３．Ｄ４の各降伏電圧と比較さ
れ、各降伏電圧を越えた分によりコンデンサＣ５が充放
電され、コンデンサＣ５の両端には各降伏電圧を越えた
分による平均電圧（これは商用周波数を有する）か現れ
る。従って、ＦＥＴＱ５のゲート・ソース間には、商用
周波数を有するコンデンサＣ５の両端電圧と、パルスト
ランスＡの二次コイルから出力したパルス信号とが重畳
した信号、即ちコンデンサＣ３を通過前のＰＷＭ信号が
復調される。ＦＥＴＱ５は、ＰＷＭ信号の正パルスがゲ
ートに入力されている間だけ導通する。

パルストランスＣの二次コイルから出力したパルス信号
も上述のパルストランスＡの二次コイルから出力したパ
ルス信号と全く同様に処理され、ＦＥＴＱ７の導通はＦ
ＥＴＱ５の導通と同じタイミングで行われる。

パルストランスＢ、Ｄの二次コイルから出力したパルス
信号も上述のパルストランスＡ、Ｃの二次コイルから出
力したパルス信号と全く同様に処理される。但しパルス
トランスＢ、Ｄに入力するＰＷＭ信号とパルストランス
Ａ、Ｃに入力するＰＷＭ信号とは位相が逆であるから、
ＦＥＴＱ５゜Ｑ７が導通するときはＦＥＴＱ６．Ｑ８か
非導通となり、反対にＦＥＴＱ５．Ｑ７が非導通となる
ときはＦＥＴＱ６．Ｑ８が導通するように作動する。

以上のように、出力波形に基づきフィードバック補正さ
れた商用周波数の正弦波を高周波の三角波でパルス幅変
調し、このパルス幅変調信号ニ基づきインバータ回路９
でスイッチング制御が行われ、その後出力回路１０で搬
送周波数成分がカットされ、はぼ正弦波に近似した商用
周波数の交流電力が漏電検出回路８を経て出力端子１１
．１２から負荷に供給される。

以上のインバータ回路９及び検出回路１３乃至ＦＥＴゲ
ート駆動信号用回路２３の構成及び作動に関する、より
詳細な説明は、既に本願出願人により平成２年１１月１
３日付で出願されたインバータ装置に記載されている。

次に過渡抑制回路７の作動を説明する。

エンジン始動直後は交流発電機の出力電圧が低いため、
定電圧供給装置５を構成する定電圧回路５ａの入力端の
電圧は低く、従って始動当初、ツェナーダイオードＤ１
の降伏電圧（定格運転時の回転数よりも低い値に設定し
たエンジン回転数の設定値に相当）を越えることはなく
、ツェナーダイオードＤ１は非導通である。そのため反
転比較器７０１の反転端子（−）は低レベルであり、反
転比較器７０１の出力は高レベルとなる。

ＮＯＲ回路７０２は入力側の少なくとも一方に高レベル
信号が入力すれば低レベル信号を出力するので、ＮＯＲ
回路７０２の出力は、反転比較器７０１の高レベル出力
または漏電状態が検出されたことを示す漏電検出回路８
の高レベル出力で低レベルとなる。

この低レベル信号がインバータ７０３で反転されて高レ
ベル信号となり、トランジスタＱ３を導通してコンデン
サＣ２を放電させる。従ってトランジスタＱ４は非導通
となり、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接続点にの電位
は低レベルとなる。

従ってサイリスタ制御回路６のトランジスタＱ１は非導
通となり、トランジスタＱ２は導通となり、ブリッジ整
流回路３の各サイリスタのゲートには低レベル信号が供
給される。これにより、各サイリスタは導通せず、ブリ
ッジ整流回路３は整流出力を供給しない。即ち、エンジ
ン回転数が設定値以下であるか、または漏電が検出され
た状態のときにはブリッジ整流回路３は整流出力を供給
しないようにされ、これによりエンジン始動時における
インバータ回路の不安定動作が抑制されるとともに漏電
時に出力供給が停止される。

次に、エンジン始動後、交流発電機の出力電圧が徐々に
上昇し、定電圧回路５ａの入力端の電圧が高くなり、ツ
ェナーダイオードＤ１の降伏電圧を越えると、即ちエン
ジン回転数が設定値を越えるとツェナーダイオードＤ１
は導通し、反転比較器７０１の反転端子（−）は高レベ
ルに転じ、反転比較器７０１の出力は低レベルとなる。

このとき漏電状態が検出されていなければ、八“ＯＲ回
路７０２の出力は高レベルに転じ、インバータ７０３の
出力は低レベルとなる。従ってトランジスタＱ３は非導
通となり、コンデンサＣ２は抵抗Ｒ７を介して充電され
る。この充電によりコンデンサＣ２の正極側電位は、コ
ンデンサＣ２の容量及び抵抗Ｒ７の抵抗値で決まる時定
数に基づき徐々に上昇する。コンデンサＣ２の正極側電
位の上昇によりトランジスタＱ４が導通するが、このト
ランジスタＱ４の導通によりトランジスタＱ４のエミッ
タ電位が上昇してトランジスタＱ４のベース電位より高
くなるようなことがあればトランジスタＱ４は非導通に
転じるので、Ｋ点の電位はコンデンサＣ２の正極側電位
より僅か低い値に常時維持されることになる。従ってに
点の電位は、エンジン回転数が設定値を越えた時点以降
、コンデンサＣ２の容量及び抵抗Ｒ７の抵抗値で決まる
時定数に基づき徐々に上昇することとなる。

従って、トランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧は
徐々に上昇してトランジスタＱ１は徐々に導通し、トラ
ンジスタＱ２は徐々に非導通となり、ブリッジ整流回路
３の各サイリスタに入力するゲート電圧は徐々に上昇し
、徐々に導通角を広げていくことになる。そして最終的
にに点電位が略定電圧供給装置５の正極出力電位に至り
、各サイリスタのゲート電圧は抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との
接続点の電位を所定値に維持するための所定のフィード
バック制御入力値に至る。

斯くして、たとえエンジン始動のとき出力端子１１．１
２に負荷が接続されたままの状態であってもブリッジ整
流回路３の各サイリスタに急激に電流が突入することを
防止できるものである。それと同時に、ブリッジ整流回
路３の各サイリスタに入力するゲート電圧が徐々に上昇
するように制御されることにより、平滑回路４の直流出
力はエンジン始動後徐々に上昇し、これによりインバー
タ回路９の各ＦＥＴに対して急激な電圧変化が加わるこ
とも防止される。こうした防止効果は、エンジン始動時
に出力端子１１．．１２に接続されている負荷が大きい
程大きく、特に負荷が短絡状態にある場合にはサイリス
タやＦＥＴに対する悪影響の抑制効果がきわめて大きい
。

次に、本発明に係る漏電検出回路８の作動について詳述
する。

出力端子１１．１２に接続される負荷装置に漏電が発生
していないときには、出力ラインの双方に流れる電流は
当然方向が反対で且つ量が同じとなるためカレントトラ
ンスＣＴへの電磁誘導は相殺され、カレントトランスＣ
Ｔによる電流検出値はほぼ零となる。一方、負荷装置に
漏電が発生しているときには、出力ラインの双方に流れ
る電流量に漏電性だけ差が生じ、そのためカレントトラ
ンスＣＴにその差及び方向に応じた起電力が発生する。

この起電力をオペアンプ８０２て直流増幅し、オペアン
プ８０３．８０４において所定のプラス電圧値（上限比
較基準値）及び所定のマイナス電圧値（下限比較基準値
）と夫々比較する。オペアンプ８０２の出力値がオペア
ンプ８０３の反転端子（−）に供給される所定のプラス
電圧値よりも大きいとき、オペアンプ８０３は高レベル
信号を出力し、−方、オペアンプ８０２の出力値がオペ
アンプ８０４の非反転端子（十）に供給される所定のマ
イナス電圧値よりも小さいとき、オペアンプ８０３は高
レベル信号を出力する。即ち、これら所定のプラス電圧
値及び所定のマイナス電圧値によって画成される所定の
範囲値を前記増幅された起電力が越える（逸脱する）な
らばオペアンプ８０３又はオペアンプ８０４から高レベ
ル信号が出力される。オペアンプ８０３又はオペアンプ
８０４から高レベル信号が出力されていれば、ＯＲ回路
８０６の出力は高レベルとなる。このＯＲ回路８０６の
高レベル出力によりコンデンサＣ１０は、抵抗Ｒ１５の
抵抗値とコンデンサＣ１０の容量とで決まる時定数に基
づき充電され、抵抗Ｒ１５とコンデンサＣ１０との接続
点の電位が所定の高レベルに達するとバッファ８０７を
経て高レベル信号がＮＡＮＤ回路７０２へ出力される。

従って、前述したようにブリッジ整流回路３及びインバ
ータ回路９の作動は停止される。前記時定数に基づく所
定時間の経過後に高レベル信号がＮＡＮＤ回路７０２へ
出力されるので、ノイズなどの混入による誤動作は抑制
される。前記時定数は、ノイズからの識別が明確にでき
る範囲内で、できるだけ動作速度を速くすることを考慮
して設定されるものであり、例えば０．５ｍ５ｅｃの遅
延時間を目安に設定される。

バッファ８０７の出力がＯＲ回路８０Ｂに入力されるた
め、−度ＯＲ回路８０７の出力が高レベルになれば、た
とえＯＲ回路８０５の出力が低レベルに反転しようとも
バッファ８０７の出力は高レベルに保持される。従って
漏電状態であることが一度検出されるとその後は交流発
電機の作動を停止するまではバッファ８０７の出力は高
レベルに維持され、交流発電機の作動を停止し、当該イ
ンバータ制御式携帯発電機の作動を停止することにより
初めてリセットされる。

バッファ８０７の出力が高レベルになるとトランジスタ
Ｑ９が導通し、従って発光ダイオード８０８が点灯し、
漏電状態が検出されたことを表示する。

漏電検出及び出力遮断の機能が正常に働くことを確認す
るにはテストスイッチ８０１をオンすればよい。テスト
スイッチＢ０１に直列に接続された抵抗の値を適切に選
ぶことにより、所望の疑似漏電量を設定することが可能
である。

以上のように構成するために、従来の漏電遮断装置のよ
うな機械的遮断接点が不要であり、そのため応答速度が
速く、経年変化が少ないという利点がある。又、漏電遮
断機能を、インバータ回路の駆動信号系内を利用して組
み込むため構成がきわめて簡単になり、漏電遮断器を外
付けした場合に比べ、軽量、小型、かつ安価な装置を提
供できる。

（発明の効果） 以上詳述したように本発明は、交流発電機の出力巻線か
らの交流出力を整流し、この整流出力を駆動信号に応じ
てスイッチング動作するインバータ回路を介して任意の
周波数を持った交流出力に変換させるインバータ制御式
携帯発電機において、前記インバータ回路の１組の出力
ラインの双方を囲うように設けられ、この双方の出力ラ
インに夫々流れる電流の差の大きさを電流差信号として
検出するカレントトランスと、このカレントトランスと
前記インバータ回路との間の前記出力ラインを接地する
接地回路と、前記カレントトランスで検出された前記電
流差信号を所定の範囲値と比較し、前記電流差信号がこ
の所定の範囲値を越えた時に前記インバータ回路に供給
される前記駆動信号を遮断する異常判別回路とで構成す
るので、インバータ制御式の携帯発電機内にインバータ
駆動システムの構成を利用して漏電遮断機能を簡単な構
成で組み込むことができ、小型、軽量、安価な装置を提
供することが可能となる。また漏電検出時の遮断動作に
連応性を持たせることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係るインバータ制御式携帯発電器の全
体構成図、第２図は第１図に示した漏電検出回路８の詳
細な回路図、第３図は第２図に示した接地回路の他の実
施例の回路図である。 １・・・出力巻線。 ３．４，６，９．１０・・ブリッジ整流回路、平滑回路
、サイリスタ制御回路、インバータ回路、出力回路（イ
ンバータ装置） ８・・・漏電検出回路（接地回路及び異常判別回路）８
０３．８０４・・オペアンプ（比較器）。 ＣＴ・・・カレントトランス。 出願人・・・本田技研工業株式会社

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、交流発電機の出力巻線からの交流出力を整流し、こ
   の整流出力を駆動信号に応じてスイッチング動作するイ
   ンバータ回路を介して任意の周波数を持った交流出力に
   変換させるインバータ制御式携帯発電機において、前記
   インバータ回路の１組の出力ラインの双方を囲うように
   設けられ、この双方の出力ラインに夫々流れる電流の差
   の大きさを電流差信号として検出するカレントトランス
   と、このカレントトランスと前記インバータ回路との間
   の前記出力ラインを接地する接地回路と、前記カレント
   トランスで検出された前記電流差信号を所定の範囲値と
   比較し、前記電流差信号がこの所定の範囲値を越えた時
   に前記インバータ回路に供給される前記駆動信号を遮断
   する異常判別回路とで構成することを特徴とするインバ
   ータ制御式携帯発電機。 ２、前記異常判別回路は、前記所定の範囲値の上限値に
   相当する上限比較基準値を有する比較器と、前記所定の
   範囲値の下限値に相当する下限比較基準値を有する比較
   器とを備え、前記電流差信号がこれら２つの比較器の前
   記上限比較基準値及び下限比較基準値と比較され、前記
   電流差信号が前記上限比較基準値あるいは下限比較基準
   値で画成される前記所定の範囲値を越えた時に前記イン
   バータ回路に供給される前記駆動信号を遮断するように
   構成したことを特徴とする請求項１記載のインバータ制
   御式携帯発電機。