JPH0421226A - 交差偏波干渉補償器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は交差偏波干渉補償器に関し、特に多値直交振幅
変調又は多相位相変調方式のデジタル無線通信システム
用の分数間隔形トランスバーサル・フィルタを用いた交
差偏波干渉補償器に関する。

〔従来の技術〕

近年、デジタル無線通信方式においては、周波数を有効
利用するため、互いに直交する２つの偏波、即ち水平偏
波（Ｈ偏波）と垂直偏波（Ｖ偏波）を用いて、同一周波
数で２つの独立した信号を伝送する交差偏波伝送方式が
採用されている。

本方式を多値直交振幅変調あるいは多相位相変調方式に
適用する際は、伝送路のフェージングや空中線交差偏波
識別度の劣化に起因する交差偏波干渉を除去するため、
受信側において交差偏波干渉補償器が用いられる。

第３図は従来の交差偏波干渉補償器の一例のブロック図
である。

この交差偏波干渉補償器は、３タツプの分数間隔形トラ
ンスバーサル・フィルタを用いてベースバンド帯におい
て、デジタル信号処理により交差偏波干渉を除去する。

分数間隔形トランスバーサル・フィルタを用いる理由は
、水平偏波信号と垂直偏波信号の相対遅延時間差に変動
があっても補償特性が劣化しないためである（例えば、
特開平１−３００７２９）。第３図を参照して、従来の
分数間隔形トランスバーサル・フィルタを用いた交差偏
波干渉補償器について説明する。この従来例では、再生
クロック周期Ｔの１／２の間隔のタップを有するＴ／２
間隔間隔シトランスバーサルィルタを用いている。

第３図において、端子１には干渉を受けている主偏波（
Ｈ偏波又は■偏波）側の中間周波数帯の変調波Ｓ１が入
力され、端子２には干渉を与えている異偏波（■偏波又
はＨ偏波）側の中間周波数帯の変調波Ｓ２が入力される
。主偏波信号Ｓ１及び異偏波信号Ｓ２はそれぞれ復調器
１１及び１２に入力され、ベースバンド信号ＳＢＩ及び
ＳＢ２としてそれぞれアナログ・デジタル変換器１５及
び１６に出力される。復調器１２の出力ＳＢ２はアナロ
グ・デジタル変換器１７にも出力される。

復調器１１は、クロック信号ＣＬＫＩを再生し、クロッ
ク信号ＣＬＫＩは２てい倍回路１８に入力され、２てい
倍されたクロック信号ＣＬＫ２はアナログ・デジタル変
換器１５．１６に出力される。復調器１２は、クロック
信号ＣＬＫ３を再生し、アナログ・デジタル変換器１７
に出力する。アナログ・デジタル変換器１５は、主偏波
側のベースバンド信号ＳＢＩをクロック信号ＣＬＫ２に
より標本・量子化し、デジタル信号列Ｄ１として遅延回
路１９に出力する。また、アナログデジタル変換器１６
は異偏波側ベースバンド信号ＳＢ２をクロック信号ＣＬ
Ｋ２により標本・量子化し、デジタル信号列Ｄ２として
トランスバーサル・フィルタ１０１に出力する。

トランスバーサル・フィルタ１０１は、アナログ・デジ
タル変換器１６がらの信号の振幅及び位相を制御した補
償信号ＳＸを出力し、この補償信号ＳＸを減算器２９に
入力する。減算器２９には、遅延回路１９の出力Ｄｌｌ
が入力され、この信号Ｄｌｌからトランスバーサル・フ
ィルタ１０１の出力信号を減算することにより、主偏波
側信号に含まれる干渉成分を除去することができる。

減算器２９からの出力信号ＤＩ２は、フリップ・フロッ
プ３０に入力されて、クロック信号ＣＬＫＩによりＴ周
期の情報成分が抽出され、干渉成分の除去された主偏波
信号Ｄ１３として端子３に出力されるとともに、受信信
号の基準値からの偏差をあられす誤差信号Ｅがトランス
バーサル・フィルタ１０１に供給される。トランスバー
サル・フィルタ１０１は、アナログ　デジタル変換器１
６の出力の最上位ビット（極性信号）と誤差信号Ｅとの
相関をとり、前記誤差信号成分が最小となる様にトラン
スバーサル・フィルタ１０１の各タップの重み係数を制
御する。この制御アルゴリズムの詳細については文献、
例えば、電子通信学会績「デジタル信号処理」第１１章
（昭５０）に詳述されている。

〔発明が解決しようとする課題〕

この従来の交差偏波干渉補償器では、主偏波側のアナロ
グ・デジタル変換器は、再生クロック信号のＮ倍（第３
図の例では２倍）の周波数で動作する必要があるが、高
速のアナログ・デジタル変換器は価格が非常に高くなる
ため、交差偏波干渉補償器が高価なものとなる欠点を有
していた。

本発明は、この問題点を解決し、安価な交差偏波干渉補
償器を提供することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

本発明の交差偏波干渉補償器は、互いに直交する２つの
偏波信号のうち主偏波信号を復調する第１の復調器と、
異偏波信号を復調する第２の復調器と、前記第１の復調
器からの再生クロック信号により前記第１の復調器の出
力ベースバンド信号を標本・量子化する第１のアナログ
・デジタル変換器と、前記再生クロック信号を逓倍する
逓倍回路と、この逓倍回路の出力信号により前記第２の
復調器の出力ベースバンド信号を標本・量子化する第２
のアナログ・デジタル変換器と、この第２のアナログデ
ジタル変換器の出力デジタル信号列を入力とする分数間
隔全デジタル形トランスバーサル・フィルタと、この分
数間隔全デジタル形トランスバーサル・フィルタの出力
デジタル信号列を前記再生クロック信号によりリタイミ
ングするリタイミング回路と、前記第１のアナログ・デ
ジタル変換器の出力に接続され前記分数間隔全デジタル
形トランスバーサル・フィルタ及び前記リタイミング回
路による時間遅延相当分の遅延を生じる遅延回路と、こ
の遅延回路の出力デジタル信号列から前記リタイミング
回路の出力デジタル信号列をデジタル減算することによ
り前記主偏波信号に含まれる異偏波側からの交差偏波干
渉を除去した補償後主偏波信号を出力するデジタル減算
器とを備えている。

前記リタイミング回路は、前記分数開隔全デジタル形ト
ランスバーサル・フィルタの出力デジタル信号列をデー
タ入力とし、前屈再生クロック信号をクロック入力とす
るフリップ・フロップであってもよい。

〔実施例〕

次に本発明について図面を参照して説明する。

第１図は本発明の第１の実施例を示すブロック図である
。

この第１の実施例は、再生クロック周期Ｔの１／２の間
隔のタップを有するＴ／２間隔間隔シトランスバーサル
ィルタを用いた場合の実施例である。

第１図において、端子１には、異偏波側がちの干渉がも
れ込んだ主偏波側の中間周波数帯の変調波Ｓ１が入力さ
れ、一方、端子２には異偏波側の中間周波数帯の変調波
Ｓ２が入力される。主偏波信号Ｓ１及び異偏波信号Ｓ２
は、それぞれ復調器１１及び復調器１２に入力され、そ
れぞれベースバンド信号ＳＢＩ及びベースバンド信号Ｓ
Ｂ２として出力される。

復調器１１は周期Ｔのクロック信号ＣＬＫＩを再生し、
再生クロック信号ＣＬＫＩは、２逓倍回路１８に入力さ
れ、２逓倍されてクロック信号ＣＬＫ２になる。ベース
バンド信号ＳＢＩは、アナログ・デジタル変換器３１に
出力され、再生クロック信号ＣＬＫＩにより周期Ｔで標
本・量子化され、デジタル信号列Ｄ４として遅延回路３
２に入力される。一方、ベースバンド信号ＳＢ２は、ア
ナログ・デジタル変換器１６に入力され、２逓倍クロッ
ク信号ＣＬＫ２により周期Ｔ／２で標本・量子化され、
デジタル信号列Ｄ２として、Ｔ／２間隔形の全デジタル
形のトランスバーサル・フィルタ１０１に入力される。

トランスバーサル・フィルタ１０１は、アナログ・デジ
タル変換器１６の出力Ｄ２をＴ／２ずつ遅延させる縦続
接続されたシフトレジスタ２ｏ及び２１と、アナログ・
デジタル変換器１６の出力Ｄ２を入力する可変重みづけ
回路２２と、遅延素子であるシフトレジスタ２ｏに接続
される可変重みづけ回路２３と、シフトレジスタ２１に
接続される可変重みづけ回路２４と、可変重みづけ回路
２２〜２４の出力を加算するデジタル加算器２８と、減
算器３３の出力信号の基準値からの偏差を表わす誤差信
号Ｅを一方の入力とじ、可変重みづけ回路２２．２３．
２４の入力信号の最上位ビットである極性信号をそれぞ
れの入力とする相関検圧器２５，２６．２７とから構成
されている。

相関検出器２５〜２７の出力信号は、それぞれタップ制
御信号Ｃ−１，ｃｏ及びＣ１として、可変重みづけ回路
２２〜２４に印加され、誤差信号Ｅの誤差成分が最小と
なる様にタップ重みが制御される。このようにして、デ
ジタル加算器２８の出力には、主波側にもれ込んな交差
偏波干渉成分とほぼ同じ信号が補償信号ＳＸとしてＴ／
２秒周期て゛出力される。

ところが、前記主偏波側のデジタル信号列Ｄ４は周期が
Ｔであるので、補償信号ＳＸの内デジタル信号列Ｄ４の
含まれる交差偏波干渉成分の除去に必要となる成分は１
ビツトおき（Ｔ／２おき）となる。従って、補償信号Ｓ
Ｘをフリップ・フロップ３４に印加し、周期Ｔの再生ク
ロック信号ＣＬＫＩで時開Ｔごとにラッチした出力信号
ＳＸＩと、ディジタル信号列Ｄ４を遅延回路３２で遅延
させたディジタル信号列Ｄ４１とを減算器３３に加える
ことにより、交差偏波干渉成分が除去された主偏波側信
号４２が端子３に出力される。このディジタル信号列Ｄ
４２のうち、基準値からの誤差成分を表わす誤差信号Ｅ
は、トランスバーサル・フィルタ１０１に印加されて、
トランスバーサル・フィルタ１０１の制御に用いられる
。

このようにして、第１図に示す実施例は、主偏波側にも
れ込んだ異偏波側からの干渉信号とこの干渉信号の源と
なった異偏波側の信号とに相対遅延時間差が生じても補
償特性の劣化が少ないというＴ／２間隔形トランスバー
サル・フィルタの長所を維持しつつ、しかも、主偏波側
のアナログ・デジタル変換器３１はたかだかクロック周
期Ｔで動作すれば良いため、非常に安価であるという特
徴を有する。

第２図は、本発明の第２の実施例を示すブロック図であ
る。

この第２の実施例は、第１図の実施例におけるクロック
周期Ｔの１／２の周期のクロック信号を発生する２逓倍
回路１８のかわりに、１／Ｎ（Ｎは３以上の整数）の周
期のクロック信号を発生するＮ逓倍回路４１を備え、ト
ランスバーサル・フィルり１０２のタップ数がＭ＝Ｊ＋
ｍ＋１　（η。

ｍは０又は正の整数）であり、トランスバーサル・フィ
ルタ入力のアナログ・デジタル変換器４２及びトランス
バーサル・フィルタ１０２が復調器１１の再生クロック
信号の周期Ｔの１／Ｎのクロック信号で動作する点、及
び、トランスバーサル・フィルタ１０２とフリップ・フ
ロップ３４の遅延量を補償する遅延回路４３の遅延量が
第１図の実施例と異なる。

〔発明の効果〕

以上説明した様に本発明の交差偏波干渉補償器は、主偏
波側にもれ込んだ異偏波からの干渉信号と、この干渉信
号の源となった異偏波側の信号とに相対遅延時間差が生
じても補償特性の劣化が少ないという分数（Ｔ／Ｎ）間
隔形トランスバーサル・フィルタの長所を維持しつつ、
しかも、主偏波側のアナログ・デジタル変換器は、値Ｎ
によらず常にクロック周期Ｔで動作すれば良いため、ク
ロック周期Ｔ／Ｎで動作する非常に高価なアナログ・デ
ジタル変換器を主偏波側にも用いなければならない従来
の交差偏波干渉補償器に比して、非常に安価に構成でき
るという長所を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例を示すブロック図、第２
図は本発明の第２の実施例を示すブロック図、第３図は
従来の交差偏波干渉補償器の一例を示すブロック図であ
る。 １１．１２・・・復調器、１５，１６．１７．３１．４
２・・・アナログ・デジタル変換器、１８・・・２逓倍
回路、１９．３２．４３・・遅延回路、２０．２１．５
０．５１・・・シフトレジスタ、２２２３．２４．５２
．５３．５４・・・可変重みづけ回路、２５．２６．２
７，５５．５６．５７・・・相関検出器、２８．５８・
・・デジタル加算器、２９．３３・・・減算器、３０．
３４・・・フリップ・フロップ、４１・・・Ｎ逓倍回路
。 Ｃ涛・−・・ζ士内原 晋

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、互いに直交する２つの偏波信号のうち主偏波信号を
   復調する第１の復調器と、異偏波信号を復調する第２の
   復調器と、前記第１の復調器からの再生クロック信号に
   より前記第１の復調器の出力ベースバンド信号を標本・
   量子化する第１のアナログ・デジタル変換器と、前記再
   生クロック信号を逓倍する逓倍回路と、この逓倍回路の
   出力信号により前記第２の復調器の出力ベースバンド信
   号を標本・量子化する第２のアナログ・デジタル変換器
   と、この第２のアナログ・デジタル変換器の出力デジタ
   ル信号列を入力とする分数間隔全デジタル形トランスバ
   ーサル・フィルタと、この分数間隔全デジタル形トラン
   スバーサル・フィルタの出力デジタル信号列を前記再生
   クロック信号によりリタイミングするリタイミング回路
   と、前記第１のアナログ・デジタル変換器の出力に接続
   され前記分数間隔全デジタル形トランスバーサル・フィ
   ルタ及び前記リタイミング回路による時間遅延相当分の
   遅延を生じる遅延回路と、この遅延回路の出力デジタル
   信号列から前記リタイミング回路の出力デジタル信号列
   をデジタル減算することにより前記主偏波信号に含まれ
   る異偏波側からの交差偏波干渉を除去した補償後主偏波
   信号を出力するデジタル減算器とを備えたことを特徴と
   する交差偏波干渉補償器。 ２、前記リタイミング回路は、前記分数間隔全デジタル
   形トランスバーサル・フィルタの出力デジタル信号列を
   データ入力とし、前記再生クロック信号をクロック入力
   とするフリップ・フロップであることを特徴とする請求
   項１記載の交差偏波干渉補償器。