JPH0421359A - スイッチングレギュレータ - Google Patents
スイッチングレギュレータInfo
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- JPH0421359A JPH0421359A JP12263590A JP12263590A JPH0421359A JP H0421359 A JPH0421359 A JP H0421359A JP 12263590 A JP12263590 A JP 12263590A JP 12263590 A JP12263590 A JP 12263590A JP H0421359 A JPH0421359 A JP H0421359A
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- Japan
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- voltage
- rectifying
- circuit
- differential amplifier
- smoothing circuit
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
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Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、複数の直流電圧を発生する多出力のスイッチ
ングレギュレータに関する。
ングレギュレータに関する。
［従来の技術］
従来、多出力のスイッチングレギュレータとして、第６
図に示すものがあった。
図に示すものがあった。
これは、交流電源２からの交流電圧を整流器４で整流す
ると共に平滑コンデンサ６て平滑化することによって得
られる整流電圧ＶＩＮを、スイッチングトランジスタＱ
ｓのオン・オフ動作によってパルス状の交播電圧に変換
し、この交播電圧を高周波トランスＴの一次巻線Ｌ１を
介して第１の二次巻線Ｌ２と第２の二次巻線Ｌ３に巻数
比に比例するパルス電圧Ｖ ｌ ＋ Ｖ ２として誘
起させ、夫々のパルス電圧Ｖ Ｉ ＋ Ｖ ２を２回
路で整流平滑化することによって直流電圧Ｖ１とｖ２を
発生させ、これらの電圧■、と■２を負荷ＲＬ、とＲＬ
２に供給する構成となっている。
ると共に平滑コンデンサ６て平滑化することによって得
られる整流電圧ＶＩＮを、スイッチングトランジスタＱ
ｓのオン・オフ動作によってパルス状の交播電圧に変換
し、この交播電圧を高周波トランスＴの一次巻線Ｌ１を
介して第１の二次巻線Ｌ２と第２の二次巻線Ｌ３に巻数
比に比例するパルス電圧Ｖ ｌ ＋ Ｖ ２として誘
起させ、夫々のパルス電圧Ｖ Ｉ ＋ Ｖ ２を２回
路で整流平滑化することによって直流電圧Ｖ１とｖ２を
発生させ、これらの電圧■、と■２を負荷ＲＬ、とＲＬ
２に供給する構成となっている。
即ち、第１の回路は、二次巻線Ｌ２に可飽和リアクタＳ
Ｌが接続すると共に、ダイオードＤ１．。
Ｌが接続すると共に、ダイオードＤ１．。
Ｄ１２、チョークコイルＣＨ１、平滑コンデンサＣ０１
から成る整流平滑化回路が接続し、更に、平滑コンデン
サＣ８，の両端電圧Ｖ、を抵抗Ｒ１゜Ｒ２で分圧するこ
とによって得られる電圧を電圧検出回路８で検出して、
帰還トランジスタＱ１の通電制御を行うことにより、電
圧■１の変動を抑制するための帰還制御を行う。
から成る整流平滑化回路が接続し、更に、平滑コンデン
サＣ８，の両端電圧Ｖ、を抵抗Ｒ１゜Ｒ２で分圧するこ
とによって得られる電圧を電圧検出回路８で検出して、
帰還トランジスタＱ１の通電制御を行うことにより、電
圧■１の変動を抑制するための帰還制御を行う。
第２回路は、二次巻線３に、ダイオードＤ２１゜Ｄ２゜
、チョークコイルＣＨ２及び平滑コンデンサＣＯ２から
成る整流平滑化回路が接続し、更に、平滑コンデンサＣ
６２に発生する電圧■２の変動をパルス幅制御回路１０
で検出し、その変動を抑制するようにスイッチングトラ
ンジスタＱｓの通電期間制御（ＰＷＭ）を行うようにな
っている。
、チョークコイルＣＨ２及び平滑コンデンサＣＯ２から
成る整流平滑化回路が接続し、更に、平滑コンデンサＣ
６２に発生する電圧■２の変動をパルス幅制御回路１０
で検出し、その変動を抑制するようにスイッチングトラ
ンジスタＱｓの通電期間制御（ＰＷＭ）を行うようにな
っている。
［発明が解決しようとする課題］
このような従来の多出力のスイッチングレギュレータに
あっては、夫々の出力回路に出力電圧の変動を抑制する
ための帰還回路が独立に設けられているため、出力回路
の数に相当する電力制御素子及びこれを制御するための
制御回路が設けられることとなり、装置全体の大型化及
び価格上昇等を招来する問題があった。
あっては、夫々の出力回路に出力電圧の変動を抑制する
ための帰還回路が独立に設けられているため、出力回路
の数に相当する電力制御素子及びこれを制御するための
制御回路が設けられることとなり、装置全体の大型化及
び価格上昇等を招来する問題があった。
本発明はこのような従来の問題点に鑑みてなされたもの
であり、より簡素な回路構成にして小型化を実現し得る
多出力のスイッチングレギュレータを提供することを目
的とする。
であり、より簡素な回路構成にして小型化を実現し得る
多出力のスイッチングレギュレータを提供することを目
的とする。
［課題を解決するための手段］
このような目的を達成するために本発明は、入力電圧を
スイッチングトランジスタ等の電力開閉素子のオン・オ
フ動作によって交播電圧に変換し、高周波トランスを介
して該交播電圧を二次側に誘起させ、該二次側に誘起し
た交播電圧を、２個の整流平滑化回路によって２種類の
直流電圧を形成するようにした多出力のスイッチングレ
ギュレータを対象とする。
スイッチングトランジスタ等の電力開閉素子のオン・オ
フ動作によって交播電圧に変換し、高周波トランスを介
して該交播電圧を二次側に誘起させ、該二次側に誘起し
た交播電圧を、２個の整流平滑化回路によって２種類の
直流電圧を形成するようにした多出力のスイッチングレ
ギュレータを対象とする。
そして、第１の整流平滑化回路のインダクタンスを負荷
電流が臨界値を下回らない値に設定すると共に、第２の
整流平滑化回路のインダクタンスを負荷電流が臨界値を
上回らない値に設定し、上記電流開閉素子の駆動を、上
記第１の整流平滑化回路の出力電圧の変化に応じてパル
ス幅変調し且つ上記第２の整流平滑化回路の出力電圧の
変化を周波数変調して形成された駆動信号によって行う
ことにより、該電力開閉素子の通電期間制御を行うよう
にした。
電流が臨界値を下回らない値に設定すると共に、第２の
整流平滑化回路のインダクタンスを負荷電流が臨界値を
上回らない値に設定し、上記電流開閉素子の駆動を、上
記第１の整流平滑化回路の出力電圧の変化に応じてパル
ス幅変調し且つ上記第２の整流平滑化回路の出力電圧の
変化を周波数変調して形成された駆動信号によって行う
ことにより、該電力開閉素子の通電期間制御を行うよう
にした。
［作用］
このような構成を有する本発明のスイッチングレギュレ
ータによれば、１つの電力開閉素子で２出力回路を単独
に制御することができる−ので、部品点数が少なくて済
み、小型化及び低価格化を実現することができる。
ータによれば、１つの電力開閉素子で２出力回路を単独
に制御することができる−ので、部品点数が少なくて済
み、小型化及び低価格化を実現することができる。
［実施例コ
本発明の第１実施例を図面と共に説明する。まず、回路
構成を第１図と共に説明すると、交流電源２から供給さ
れる交流電圧を整流器４で整流すると共に平滑コンデン
サ６で平滑化することによって得られる整流電圧ＶＩＮ
を、スイッチングトランジスタＱｓのオン・オフ動作に
よって矩形波の電圧に変換して高周波トランスＴの一次
巻線Ｌ１に供給する。そして、高周波トランスＴの第１
の二次巻線Ｌ２と第２の二次巻線Ｌ３に誘起される各電
圧を、夫々整流及び平滑化する２個の整流平滑化回路に
よって２種類の直流電圧■１とＶ２を発生する。
構成を第１図と共に説明すると、交流電源２から供給さ
れる交流電圧を整流器４で整流すると共に平滑コンデン
サ６で平滑化することによって得られる整流電圧ＶＩＮ
を、スイッチングトランジスタＱｓのオン・オフ動作に
よって矩形波の電圧に変換して高周波トランスＴの一次
巻線Ｌ１に供給する。そして、高周波トランスＴの第１
の二次巻線Ｌ２と第２の二次巻線Ｌ３に誘起される各電
圧を、夫々整流及び平滑化する２個の整流平滑化回路に
よって２種類の直流電圧■１とＶ２を発生する。
即ち、第１の二次巻線Ｌ２に接続する第１の整流平滑化
回路は、ダイオードＤｌｌ、 Ｄ１２とチョークコイル
ＣＨＩ及び平滑コンデンサＣ８１から成るフォワード方
式の回路からなり、平滑コンデンサＣｏ１に発生する直
流電圧■１を負荷ＲＬ、に供給する。尚、負荷電流１１
が臨界値を下回らない値となるように、インダクタンス
が設定される。
回路は、ダイオードＤｌｌ、 Ｄ１２とチョークコイル
ＣＨＩ及び平滑コンデンサＣ８１から成るフォワード方
式の回路からなり、平滑コンデンサＣｏ１に発生する直
流電圧■１を負荷ＲＬ、に供給する。尚、負荷電流１１
が臨界値を下回らない値となるように、インダクタンス
が設定される。
又、第２の二次巻線Ｌ３に接続する第２の整流平滑化回
路は、ダイオードＤ２．． Ｄ２□とチョークコイルＣ
Ｈ２及び平滑コンデンサＣ６２から成るフォワード方式
の回路からなり、平滑コンデンサＣＯ２に発生する直流
電圧ｖ３を負荷ＲＬ２に供給するように成っている。尚
、負荷電流Ｉ２が臨界値を上回らない値となるように、
インダクタンスか設定される。
路は、ダイオードＤ２．． Ｄ２□とチョークコイルＣ
Ｈ２及び平滑コンデンサＣ６２から成るフォワード方式
の回路からなり、平滑コンデンサＣＯ２に発生する直流
電圧ｖ３を負荷ＲＬ２に供給するように成っている。尚
、負荷電流Ｉ２が臨界値を上回らない値となるように、
インダクタンスか設定される。
更に、各直流電圧Ｖ、、Ｖ２の変動を検知してスイッチ
ングトランジスタＱｓの通電期間を自動制御することに
より、直流電圧Ｖ１．Ｖ２を安定化させるパルス幅制御
回路が設けられている。即ち、パルス幅制御回路は、平
滑コンデンサＣｏ１の電圧Ｖ、と基準電圧Ｖ０Ｆとの差
に相当する差信号Δ１を出力する差動増幅器１２、平滑
コンデンサＣ６２の電圧ｖ２と基準電圧Ｖ□、との差に
相当する差信号Δ２を出力する差動増幅器１４、差信号
Δ２の変化電圧に対応する分だけ周波数を変化させた三
角波信号ＳＲを発生する発振回路１６、差信号Δ１と三
角波信号Ｓａとの電圧を比較することによって矩形波の
駆動信号ｓｂを発生する差動増幅器１８で構成され、駆
動信号ｓｂによってスイッチングトランジスタＱｓの通
電期間制御を行う構成となっている。
ングトランジスタＱｓの通電期間を自動制御することに
より、直流電圧Ｖ１．Ｖ２を安定化させるパルス幅制御
回路が設けられている。即ち、パルス幅制御回路は、平
滑コンデンサＣｏ１の電圧Ｖ、と基準電圧Ｖ０Ｆとの差
に相当する差信号Δ１を出力する差動増幅器１２、平滑
コンデンサＣ６２の電圧ｖ２と基準電圧Ｖ□、との差に
相当する差信号Δ２を出力する差動増幅器１４、差信号
Δ２の変化電圧に対応する分だけ周波数を変化させた三
角波信号ＳＲを発生する発振回路１６、差信号Δ１と三
角波信号Ｓａとの電圧を比較することによって矩形波の
駆動信号ｓｂを発生する差動増幅器１８で構成され、駆
動信号ｓｂによってスイッチングトランジスタＱｓの通
電期間制御を行う構成となっている。
次に、かかる第１実施例の作動を説明する。
第１に整流平滑化回路の電圧■１が変動した場合、差動
増幅器１２がこの変動を差信号Δ１として検出し、差動
増幅器１８が三角波信号Ｓａと差信号Δ１を比較するこ
とによって、駆動信号ｓｂのオン期間Ｔいが変動分に応
じて調節される。したがって、電圧Ｖ１が所定電圧より
上昇した場合には、オン期間Ｔ。Ｎに対するオフ期間Ｔ
。ＦＦの比が増加し、逆に電圧■、が所定電圧より降下
した場合には、オン期間Ｔ。Ｎに対するオフ期間Ｔ。、
Ｆの比が減少するように作用することで、電圧ｖ１は安
定化される。
増幅器１２がこの変動を差信号Δ１として検出し、差動
増幅器１８が三角波信号Ｓａと差信号Δ１を比較するこ
とによって、駆動信号ｓｂのオン期間Ｔいが変動分に応
じて調節される。したがって、電圧Ｖ１が所定電圧より
上昇した場合には、オン期間Ｔ。Ｎに対するオフ期間Ｔ
。ＦＦの比が増加し、逆に電圧■、が所定電圧より降下
した場合には、オン期間Ｔ。Ｎに対するオフ期間Ｔ。、
Ｆの比が減少するように作用することで、電圧ｖ１は安
定化される。
又、第２の整流平滑化回路の電圧ｖ２が変動した場合、
差動増幅器１４がこの変動を差信号Δ２として検出し、
発振回路１６が三角波信号Ｓａの周波数を差信号Δ２の
電圧分だけ変化させる。そして、差動増幅器１８が三角
波信号Ｓａと差信号Δ１を比較することによって、駆動
信号ｓｂの周波数が変動分に応じて調節される。したが
って、電圧ｖ２が所定電圧より上昇した場合には、スイ
ッチングトランジスタＱｓの通電周波数が上昇し、逆に
、電圧■２が所定電圧より低下した場合には、スイッチ
ングトランジスタＱ＋の通電周波数が低下することで、
電圧Ｖ２を安定化させる。
差動増幅器１４がこの変動を差信号Δ２として検出し、
発振回路１６が三角波信号Ｓａの周波数を差信号Δ２の
電圧分だけ変化させる。そして、差動増幅器１８が三角
波信号Ｓａと差信号Δ１を比較することによって、駆動
信号ｓｂの周波数が変動分に応じて調節される。したが
って、電圧ｖ２が所定電圧より上昇した場合には、スイ
ッチングトランジスタＱｓの通電周波数が上昇し、逆に
、電圧■２が所定電圧より低下した場合には、スイッチ
ングトランジスタＱ＋の通電周波数が低下することで、
電圧Ｖ２を安定化させる。
ここで、電圧■、の変動を安定化させるために上記駆動
信号ｓｂの通電期間Ｔ。Ｎを帰還制御すると、制御の初
期の時点では、電圧Ｖ２に若干の変動を招くが、この電
圧ｖ２の変動は差動増幅器１４及び発振回路１６による
周波数の調整によって安定化される。又、電圧■２の変
動を安定化させるために上記駆動信号ｓｂの周波数を帰
還制御すると、制御の初期の時点では、電圧Ｖ１に若干
の変動を招くが、この電圧Ｖ、の変動は差動増幅器１４
による通電期間Ｔ。Ｎの調節によって安定化される。こ
のように、駆動信号ｓｂの通電期間Ｔ。Ｎと周波数の制
御の相互作用によって電圧■２とＶ３の安定化を図って
いる。
信号ｓｂの通電期間Ｔ。Ｎを帰還制御すると、制御の初
期の時点では、電圧Ｖ２に若干の変動を招くが、この電
圧ｖ２の変動は差動増幅器１４及び発振回路１６による
周波数の調整によって安定化される。又、電圧■２の変
動を安定化させるために上記駆動信号ｓｂの周波数を帰
還制御すると、制御の初期の時点では、電圧Ｖ１に若干
の変動を招くが、この電圧Ｖ、の変動は差動増幅器１４
による通電期間Ｔ。Ｎの調節によって安定化される。こ
のように、駆動信号ｓｂの通電期間Ｔ。Ｎと周波数の制
御の相互作用によって電圧■２とＶ３の安定化を図って
いる。
第２図は、スイッチングトランジスタＱｓの通電期間Ｔ
。Ｎおよび遮断期間Ｔ。ＦＦにおけるソース・ドレイン
間電圧Ｖ。、の変化と、それに対する第１の整流平滑化
回路のチョークコイルＣＨＩに流れる電流Ｉ、と第２の
整流平滑化回路のチョークコイルＣＨ２に流れる電流Ｉ
２の変化及び、平均電流Ｉ。１と■。２の関係を示して
いる。
。Ｎおよび遮断期間Ｔ。ＦＦにおけるソース・ドレイン
間電圧Ｖ。、の変化と、それに対する第１の整流平滑化
回路のチョークコイルＣＨＩに流れる電流Ｉ、と第２の
整流平滑化回路のチョークコイルＣＨ２に流れる電流Ｉ
２の変化及び、平均電流Ｉ。１と■。２の関係を示して
いる。
次に、第２実施例を第３図と共に説明する。
これは、第１の整流平滑化回路をフライバック方式、第
２の整流平滑化回路をフォワード方式で構成したもので
あり、スイッチングトランジスタＱｓを駆動するための
駆動信号Ｓａを、第１の整流平滑化回路で発生する電圧
■１の変動に応じてパルス変調し且つ第２の整流平滑化
回路で発生する電圧ｖ２の変動に応じて周波数変調する
ことで、夫々の電圧Ｖ、、Ｖ２を安定化させる。
２の整流平滑化回路をフォワード方式で構成したもので
あり、スイッチングトランジスタＱｓを駆動するための
駆動信号Ｓａを、第１の整流平滑化回路で発生する電圧
■１の変動に応じてパルス変調し且つ第２の整流平滑化
回路で発生する電圧ｖ２の変動に応じて周波数変調する
ことで、夫々の電圧Ｖ、、Ｖ２を安定化させる。
次に、第３実施例を第４図と共に説明する。
これは、スイッチングトランジスタＱｓのオンオフ動作
で変換した交播電圧を２個の高周波トランスＴｌ、Ｔ２
の各−次巻線ＬＩＬ＋ Ｌ２１を介して各整流平滑化
回路の二次巻線Ｌ１□、Ｌ２゜に誘起させ、夫々フライ
バック方式の第１．第２の整流平滑化回路で２種類の直
流電圧Ｖ１．Ｖ２を発生するものであり、スイッチング
トランジスタＱｓを駆動するための駆動信号Ｓａを、第
１の整流平滑化回路で発生する電圧Ｖ１の変動に応じて
パルス変調し且つ第２の整流平滑化回路で発生する電圧
■２の変動に応じて周波数変調することで、夫々の電圧
Ｖ、、Ｖ２を安定化させる。
で変換した交播電圧を２個の高周波トランスＴｌ、Ｔ２
の各−次巻線ＬＩＬ＋ Ｌ２１を介して各整流平滑化
回路の二次巻線Ｌ１□、Ｌ２゜に誘起させ、夫々フライ
バック方式の第１．第２の整流平滑化回路で２種類の直
流電圧Ｖ１．Ｖ２を発生するものであり、スイッチング
トランジスタＱｓを駆動するための駆動信号Ｓａを、第
１の整流平滑化回路で発生する電圧Ｖ１の変動に応じて
パルス変調し且つ第２の整流平滑化回路で発生する電圧
■２の変動に応じて周波数変調することで、夫々の電圧
Ｖ、、Ｖ２を安定化させる。
次に、第４実施例を第５図と共に説明する。
これは、スイッチングトランジスタＱｓのオン・オフ動
作で変換した交播電圧を高周波トランスＴ３の一次巻線
Ｌ３１を介して整流平滑化回路の二次巻線Ｌ３２に誘起
させ、この二次巻線Ｌ３２に共通に接続する２回路の整
流平滑化回路によって２種類の直流電圧Ｖ、、Ｖ２を形
成するものである。
作で変換した交播電圧を高周波トランスＴ３の一次巻線
Ｌ３１を介して整流平滑化回路の二次巻線Ｌ３２に誘起
させ、この二次巻線Ｌ３２に共通に接続する２回路の整
流平滑化回路によって２種類の直流電圧Ｖ、、Ｖ２を形
成するものである。
即ち、第１の整流平滑化回路は、ダイオードＤ Ｃ＋＋
Ｄ Ｃ２１Ｄ ｄｌ、Ｄ ａ２からなる整流ブリッ
ジ回路の一端に発生する電圧をチョークコイルＣＨＩ及
び平滑コンデンサＣ６１から成る平滑化回路で平滑化す
ることによって直流電圧Ｖ１を発生し、第２の整流平滑
化回路は、整流ブリッジ回路の他端に発生する電圧をチ
ョークコイルＣＨ２及び平滑コンデンサＣ６２から成る
平滑化回路で平滑化することによって直流電圧ｖ２を発
生する。そして、スイッチングトランジスタＱｓを駆動
するための駆動信号Ｓａを、第１の整流平滑化回路で発
生する電圧Ｖ１の変動に応じてパルス変調し且つ第２の
整流平滑化回路で発生する電圧Ｖ２の変動に応じて周波
数変調することて、夫々の電圧■■２を安定化させる。
Ｄ Ｃ２１Ｄ ｄｌ、Ｄ ａ２からなる整流ブリッ
ジ回路の一端に発生する電圧をチョークコイルＣＨＩ及
び平滑コンデンサＣ６１から成る平滑化回路で平滑化す
ることによって直流電圧Ｖ１を発生し、第２の整流平滑
化回路は、整流ブリッジ回路の他端に発生する電圧をチ
ョークコイルＣＨ２及び平滑コンデンサＣ６２から成る
平滑化回路で平滑化することによって直流電圧ｖ２を発
生する。そして、スイッチングトランジスタＱｓを駆動
するための駆動信号Ｓａを、第１の整流平滑化回路で発
生する電圧Ｖ１の変動に応じてパルス変調し且つ第２の
整流平滑化回路で発生する電圧Ｖ２の変動に応じて周波
数変調することて、夫々の電圧■■２を安定化させる。
「発明の効果」
以上説明したように本発明のスイッチングレギュレータ
によれば、１つの電力開閉素子で２出力回路を単独に制
御することができるので、部品点数が少なくて済み、小
型化及び低価格化を実現することができる。
によれば、１つの電力開閉素子で２出力回路を単独に制
御することができるので、部品点数が少なくて済み、小
型化及び低価格化を実現することができる。
第１図は本発明の第１実施例の回路を示す回路図；第２
図は第１実施例の要部動作を示す波形図；第３図は第２
実施例の回路を示す回路図；第４図は第３実施例の回路
を示す回路図；第５図は第４実施例の回路を示す回路図
；第６図は従来例の回路を示す回路図である。 図中の符号； ２：交流電源 ：整流器 ６：平滑コンデンサ １２，１４．１８：差動増幅器 １６：発振回路 Ｔ、Ｔｌ、Ｔ２．Ｔ３ ：高周波トランスＤ＋＋、Ｄ＋
□、 Ｄ２＋、 Ｄ２２． Ｄ、 。 Ｄｂ 、 ＤＣＩ！ ＤＣ２１Ｄａｌ、 Ｄａ２：
ダイオ−ＣＨ１，ＣＨ２：チヨークコイル ＣＯＩ＋ Ｃ０２’平滑コンデンサ ＲＬｌ・ ＲＬ２：負荷 ＶＲＥＦ ：基準電源 ド
図は第１実施例の要部動作を示す波形図；第３図は第２
実施例の回路を示す回路図；第４図は第３実施例の回路
を示す回路図；第５図は第４実施例の回路を示す回路図
；第６図は従来例の回路を示す回路図である。 図中の符号； ２：交流電源 ：整流器 ６：平滑コンデンサ １２，１４．１８：差動増幅器 １６：発振回路 Ｔ、Ｔｌ、Ｔ２．Ｔ３ ：高周波トランスＤ＋＋、Ｄ＋
□、 Ｄ２＋、 Ｄ２２． Ｄ、 。 Ｄｂ 、 ＤＣＩ！ ＤＣ２１Ｄａｌ、 Ｄａ２：
ダイオ−ＣＨ１，ＣＨ２：チヨークコイル ＣＯＩ＋ Ｃ０２’平滑コンデンサ ＲＬｌ・ ＲＬ２：負荷 ＶＲＥＦ ：基準電源 ド
Claims (1)
- （１）入力電圧を電力開閉素子のオン・オフ動作によっ
て交播電圧に変換し、高周波トランスを介して該交播電
圧を二次側に誘起させ、該二次側に誘起した交播電圧を
、２個の整流平滑化回路によって２種類の直流電圧を形
成するようにした多出力のスイッチングレギュレータに
おいて、 前記第１の整流平滑化回路のインダクタンスを負荷電流
が臨界値を下回らない値に設定すると共に、第２の整流
平滑化回路のインダクタンスを負荷電流が臨界値を上回
らない値に設定し、 前記電力開閉素子の駆動を、上記第１の整流平滑化回路
の出力電圧の変化に応じてパルス幅変調し且つ上記第２
の整流平滑化回路の出力電圧の変化を周波数変調して形
成された駆動信号によって行うことにより、該電力開閉
素子の通電期間制御を行う手段を設けたことを特徴とす
るスイッチングレギュレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12263590A JPH0421359A (ja) | 1990-05-11 | 1990-05-11 | スイッチングレギュレータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12263590A JPH0421359A (ja) | 1990-05-11 | 1990-05-11 | スイッチングレギュレータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0421359A true JPH0421359A (ja) | 1992-01-24 |
Family
ID=14840854
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12263590A Pending JPH0421359A (ja) | 1990-05-11 | 1990-05-11 | スイッチングレギュレータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0421359A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008105465A1 (ja) * | 2007-02-28 | 2008-09-04 | Sanken Electric Co., Ltd. | 多出力スイッチング電源装置 |
| CN102035390A (zh) * | 2010-12-31 | 2011-04-27 | 广东美的电器股份有限公司 | 多路移相并联dc-dc变换装置及其控制方法 |
-
1990
- 1990-05-11 JP JP12263590A patent/JPH0421359A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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