JPH04217869A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH04217869A JPH04217869A JP2404275A JP40427590A JPH04217869A JP H04217869 A JPH04217869 A JP H04217869A JP 2404275 A JP2404275 A JP 2404275A JP 40427590 A JP40427590 A JP 40427590A JP H04217869 A JPH04217869 A JP H04217869A
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- circuit
- power supply
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 21
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims abstract description 15
- 238000001514 detection method Methods 0.000 abstract description 6
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 abstract description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 5
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
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- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 1
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- Rectifiers (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はインバ―タの入力側に力
率改善回路を接続した電源装置に関する。
率改善回路を接続した電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に電源装置は直流電圧を入力して安
定した任意の電圧を出力するものであるが、交流電源電
圧を整流ダイオ―ドと平滑コンデンサで整流平滑して直
流電圧に変換した場合、交流電源電圧が完全な正弦波形
であるにもかかわらず、電流は平滑コンデンサの充電さ
れている期間のみ流れてパルス波形となり、入力力率の
低下を生じて高周波ノイズの発生源となる。
定した任意の電圧を出力するものであるが、交流電源電
圧を整流ダイオ―ドと平滑コンデンサで整流平滑して直
流電圧に変換した場合、交流電源電圧が完全な正弦波形
であるにもかかわらず、電流は平滑コンデンサの充電さ
れている期間のみ流れてパルス波形となり、入力力率の
低下を生じて高周波ノイズの発生源となる。
【０００３】このような入力力率の低下を防止するもの
として図９に示す電源装置が提案されている。この電源
装置は三相交流電源１を整流する三相整流回路２に第１
のスイッチング素子３と、インダクタンス４と、ダイオ
―ド５とにより構成される昇圧チョッパ回路からなる力
率改善回路６を接続し、この力率改善回路６の出力端間
に平滑コンデンサ７を接続するとともに、力率改善回路
６で昇圧されかつ平滑コンデンサ７で平滑された直流入
力電圧Ｖｉ を抵抗８と抵抗９で分圧された入力検出電
圧として第１の制御用ＩＣ１０に供給する。この制御用
ＩＣ１０はこの入力検出電圧のレベルに応じて入力電圧
Ｖｉ が一定になるように形成された駆動信号Ｄを第１
のスイッチング素子３に供給する。前記直流入力電圧Ｖ
ｉ はトランス１１と第２のスイッチング素子１２から
なるインバ―タ１３に供給され、第２のスイッチング素
子１２をスイッチングすることによりトランス１１の二
次巻線に誘起された電圧を整流平滑回路１４により整流
平滑し、出力端子＋Ｖ，−Ｖを介して負荷１５に直流出
力電圧Ｖｏ を供給する。この直流出力電圧Ｖｏ は抵
抗１６と抵抗１７で分圧された出力検出電圧として第２
の制御用ＩＣ１８に供給され、制御用ＩＣ１８はこの出
力検出電圧のレベルに応じて出力電圧Ｖｏ が一定にな
るように形成された駆動信号を第２のスイッチング素子
１２に供給する。
として図９に示す電源装置が提案されている。この電源
装置は三相交流電源１を整流する三相整流回路２に第１
のスイッチング素子３と、インダクタンス４と、ダイオ
―ド５とにより構成される昇圧チョッパ回路からなる力
率改善回路６を接続し、この力率改善回路６の出力端間
に平滑コンデンサ７を接続するとともに、力率改善回路
６で昇圧されかつ平滑コンデンサ７で平滑された直流入
力電圧Ｖｉ を抵抗８と抵抗９で分圧された入力検出電
圧として第１の制御用ＩＣ１０に供給する。この制御用
ＩＣ１０はこの入力検出電圧のレベルに応じて入力電圧
Ｖｉ が一定になるように形成された駆動信号Ｄを第１
のスイッチング素子３に供給する。前記直流入力電圧Ｖ
ｉ はトランス１１と第２のスイッチング素子１２から
なるインバ―タ１３に供給され、第２のスイッチング素
子１２をスイッチングすることによりトランス１１の二
次巻線に誘起された電圧を整流平滑回路１４により整流
平滑し、出力端子＋Ｖ，−Ｖを介して負荷１５に直流出
力電圧Ｖｏ を供給する。この直流出力電圧Ｖｏ は抵
抗１６と抵抗１７で分圧された出力検出電圧として第２
の制御用ＩＣ１８に供給され、制御用ＩＣ１８はこの出
力検出電圧のレベルに応じて出力電圧Ｖｏ が一定にな
るように形成された駆動信号を第２のスイッチング素子
１２に供給する。
【０００４】このように、力率改善回路６をインバ―タ
１３の入力側に備えた電源装置においては、力率改善回
路６の第１のスイッチング素子３が駆動信号Ｄによりオ
ン動作している時にはインダクタンス４に電磁エネルギ
―が蓄積され、第１のスイッチング素子３がオフの時に
は蓄積された電磁エネルギ―と三相整流回路２からの出
力電流とを重量させてダイオ―ド５を通して平滑コンデ
ンサ７を充電することで交流電圧波形に電流波形を近づ
けることにより入力力率を改善するものであり、この場
合、平滑コンデンサ７に流れ込む入力電流Ｉの波形は図
１０に示すように駆動信号Ｄのオン期間に上昇勾配にな
るとともにオフ期間に下降勾配となる。
１３の入力側に備えた電源装置においては、力率改善回
路６の第１のスイッチング素子３が駆動信号Ｄによりオ
ン動作している時にはインダクタンス４に電磁エネルギ
―が蓄積され、第１のスイッチング素子３がオフの時に
は蓄積された電磁エネルギ―と三相整流回路２からの出
力電流とを重量させてダイオ―ド５を通して平滑コンデ
ンサ７を充電することで交流電圧波形に電流波形を近づ
けることにより入力力率を改善するものであり、この場
合、平滑コンデンサ７に流れ込む入力電流Ｉの波形は図
１０に示すように駆動信号Ｄのオン期間に上昇勾配にな
るとともにオフ期間に下降勾配となる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術において
は、１個の力率改善回路６が設けられているだけである
ため特に大電流容量の電源装置においては、力率改善回
路６のインダクタンスＬ分が小さくなり、これによりリ
プル電流が増大し大容量の平滑コンデンサを必要とする
という問題があった。
は、１個の力率改善回路６が設けられているだけである
ため特に大電流容量の電源装置においては、力率改善回
路６のインダクタンスＬ分が小さくなり、これによりリ
プル電流が増大し大容量の平滑コンデンサを必要とする
という問題があった。
【０００６】そこで本発明はインバ―タの入力側に発生
するリプル電流を低減させ入力側の平滑コンデンサの容
量を小さくすることができる電源装置を提供することを
目的とする。
するリプル電流を低減させ入力側の平滑コンデンサの容
量を小さくすることができる電源装置を提供することを
目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は交流電源電圧を
整流回路により整流するとともに、スイッチング素子を
スイッチングして前記交流電源電圧の電圧波形と電流波
形を近づけるための力率改善回路を介在して平滑コンデ
ンサにより平滑した直流入力電圧をインバ―タに供給す
る電源装置において、前記力率改善回路をｎ個並列に接
続するとともに、これらの各力率改善回路のスイッチン
グ素子に駆動信号を供給する発振回路は３６０ °／ｎ
の位相差を有する駆動信号を各スイッチング素子に供給
するものである。
整流回路により整流するとともに、スイッチング素子を
スイッチングして前記交流電源電圧の電圧波形と電流波
形を近づけるための力率改善回路を介在して平滑コンデ
ンサにより平滑した直流入力電圧をインバ―タに供給す
る電源装置において、前記力率改善回路をｎ個並列に接
続するとともに、これらの各力率改善回路のスイッチン
グ素子に駆動信号を供給する発振回路は３６０ °／ｎ
の位相差を有する駆動信号を各スイッチング素子に供給
するものである。
【０００８】
【作用】上記構成によって、発振回路から３６０ °／
ｎの位相差を有する駆動信号が各スイッチング素子に供
給され、これによりｎ個の力率改善回路の各スイッチン
グ素子は３６０ °／ｎの位相差で順次駆動され、ｎ個
の力率改善回路の出力電流が合成されて平滑コンデンサ
に流れ込む。
ｎの位相差を有する駆動信号が各スイッチング素子に供
給され、これによりｎ個の力率改善回路の各スイッチン
グ素子は３６０ °／ｎの位相差で順次駆動され、ｎ個
の力率改善回路の出力電流が合成されて平滑コンデンサ
に流れ込む。
【０００９】
【実施例】以下、本発明の実施例を添付図面を参照して
説明する。なお、図９と同一部分に同一符号を付し同一
箇所の詳細な説明は省略する。
説明する。なお、図９と同一部分に同一符号を付し同一
箇所の詳細な説明は省略する。
【００１０】図１乃至図４は本発明の第１実施例を示し
、図１に示すようにインダクタンス４とダイオ―ド５と
第１のスイッチング素子３からなり図９と同一の構成を
有する第１の力率改善回路６に対し、インダクタンス４
Ａとダイオ―ド５Ａと第３のスイッチング素子３Ａから
なる第２の力率改善回路６Ａが並列に接続されており、
第１，第２の力率改善回路６，６Ａの第１，第３のスイ
ッチング素子３，３Ａには制御用ＩＣ１０Ａに内蔵する
発振回路１９から３６０°／２の位相差を有する駆動信
号が供給されるようになっている。発振回路１９は図２
に示すように図示しない電圧−周波数変換回路を介して
入力検出電圧レベルに応じた一定周期のパルスを出力す
る基準信号発生回路２０の出力信号Ｓ１ をフリップフ
ロップ２１Ａのクロック入力端子ＣＫ及び各ナンドゲ―
ト２２Ａ，２２Ｂの一方の入力端子に供給するとともに
、このフリップフロップ２１Ａを駆動させるための基準
電圧Ｖｃｃをフリップフロップ２１Ａの電源供給端子Ｖ
ｃｃに印加しかつ電流制限用抵抗２３を介して入力端子
Ｊ及び入力端子Ｋに印加する。そして、基準信号発生回
路２０からの出力信号Ｓ１ に基づいてフリップフロッ
プ２１Ａの非反転入力端子Ｑ及び反転入力端子Ｑ´から
それぞれ出力信号Ｓ２ ，Ｓ３がナンドゲ―ト２２Ａ，
２２Ｂの他方の入力端子に供給されることにより、この
各ナンドゲ―ト２２Ａ，２２Ｂの出力端子から１８０
°の位相差を有する駆動信号Ｄ１ ，Ｄ２ が出力され
るように構成されている。
、図１に示すようにインダクタンス４とダイオ―ド５と
第１のスイッチング素子３からなり図９と同一の構成を
有する第１の力率改善回路６に対し、インダクタンス４
Ａとダイオ―ド５Ａと第３のスイッチング素子３Ａから
なる第２の力率改善回路６Ａが並列に接続されており、
第１，第２の力率改善回路６，６Ａの第１，第３のスイ
ッチング素子３，３Ａには制御用ＩＣ１０Ａに内蔵する
発振回路１９から３６０°／２の位相差を有する駆動信
号が供給されるようになっている。発振回路１９は図２
に示すように図示しない電圧−周波数変換回路を介して
入力検出電圧レベルに応じた一定周期のパルスを出力す
る基準信号発生回路２０の出力信号Ｓ１ をフリップフ
ロップ２１Ａのクロック入力端子ＣＫ及び各ナンドゲ―
ト２２Ａ，２２Ｂの一方の入力端子に供給するとともに
、このフリップフロップ２１Ａを駆動させるための基準
電圧Ｖｃｃをフリップフロップ２１Ａの電源供給端子Ｖ
ｃｃに印加しかつ電流制限用抵抗２３を介して入力端子
Ｊ及び入力端子Ｋに印加する。そして、基準信号発生回
路２０からの出力信号Ｓ１ に基づいてフリップフロッ
プ２１Ａの非反転入力端子Ｑ及び反転入力端子Ｑ´から
それぞれ出力信号Ｓ２ ，Ｓ３がナンドゲ―ト２２Ａ，
２２Ｂの他方の入力端子に供給されることにより、この
各ナンドゲ―ト２２Ａ，２２Ｂの出力端子から１８０
°の位相差を有する駆動信号Ｄ１ ，Ｄ２ が出力され
るように構成されている。
【００１１】次に上記構成につきその作用を説明する。
電源を投入すると、三相交流電源１からの電源電圧が三
相整流回路２により整流され、この整流された電圧は第
１，第２の力率改善回路６，６Ａを介して平滑コンデン
サ７により平滑されてインバ―タ１３に供給され、イン
バ―タ１３から出力された電圧は整流平滑回路１４によ
り整流平滑されて負荷１５に供給される。この場合、発
振回路１９においては第３図のタイムチャ―トに示すよ
うにフリップフロップ２１Ａの入力端子Ｊ及び入力端子
Ｋは共にＨレベルのため、基準信号発生回路２０からの
出力信号がＨレベルに立上ってフリップフロップ２１Ａ
のクロック入力端子ＣＫに印加されると、その瞬間に出
力端子Ｑからの出力信号Ｓ２ はＨレベルになるととも
に、出力端子Ｑからの出力信号Ｓ３ はＬレベルとなる
。このフリップフロップ２１Ａは次に基準信号発生回路
２０からの出力信号Ｓ１ が再びＬレベルからＨレベル
に立上るまで、出力端子Ｑ，Ｑ´の状態を保持するとと
もに、この出力信号Ｓ１ がＨレベルに立上った瞬間に
各出力端子Ｑ，Ｑ´はその状態を反転させるため出力信
号Ｓ１ がＨレベルに立上るごとに出力信号Ｓ２ ，Ｓ
３ は互いに反転状態を保ちながらＬレベル又はＨレベ
ルに切り換って各ナンドゲ―ト２２Ａ，２２Ｂに出力さ
れる。そして、図３のように出力信号Ｓ１ 及び出力信
号Ｓ２ が共にＨレベルの期間はナンドゲ―ト２２Ａか
らの駆動信号Ｄ１ はＬレベルとなり、出力信号Ｓ１
及び出力信号Ｓ３ が共にＨレベルの期間はナンドゲ―
ト２２Ｂからの駆動信号Ｄ２ はＬレベルになるため、
駆動信号Ｄ１ ，Ｄ２ は基準信号発生回路２０からの
出力信号Ｓ１ に応じて１８０ °の位相差を有するよ
うに出力されて第１，第２の力率改善回路６，６Ａのス
イッチング素子３，３Ａに供給される。
相整流回路２により整流され、この整流された電圧は第
１，第２の力率改善回路６，６Ａを介して平滑コンデン
サ７により平滑されてインバ―タ１３に供給され、イン
バ―タ１３から出力された電圧は整流平滑回路１４によ
り整流平滑されて負荷１５に供給される。この場合、発
振回路１９においては第３図のタイムチャ―トに示すよ
うにフリップフロップ２１Ａの入力端子Ｊ及び入力端子
Ｋは共にＨレベルのため、基準信号発生回路２０からの
出力信号がＨレベルに立上ってフリップフロップ２１Ａ
のクロック入力端子ＣＫに印加されると、その瞬間に出
力端子Ｑからの出力信号Ｓ２ はＨレベルになるととも
に、出力端子Ｑからの出力信号Ｓ３ はＬレベルとなる
。このフリップフロップ２１Ａは次に基準信号発生回路
２０からの出力信号Ｓ１ が再びＬレベルからＨレベル
に立上るまで、出力端子Ｑ，Ｑ´の状態を保持するとと
もに、この出力信号Ｓ１ がＨレベルに立上った瞬間に
各出力端子Ｑ，Ｑ´はその状態を反転させるため出力信
号Ｓ１ がＨレベルに立上るごとに出力信号Ｓ２ ，Ｓ
３ は互いに反転状態を保ちながらＬレベル又はＨレベ
ルに切り換って各ナンドゲ―ト２２Ａ，２２Ｂに出力さ
れる。そして、図３のように出力信号Ｓ１ 及び出力信
号Ｓ２ が共にＨレベルの期間はナンドゲ―ト２２Ａか
らの駆動信号Ｄ１ はＬレベルとなり、出力信号Ｓ１
及び出力信号Ｓ３ が共にＨレベルの期間はナンドゲ―
ト２２Ｂからの駆動信号Ｄ２ はＬレベルになるため、
駆動信号Ｄ１ ，Ｄ２ は基準信号発生回路２０からの
出力信号Ｓ１ に応じて１８０ °の位相差を有するよ
うに出力されて第１，第２の力率改善回路６，６Ａのス
イッチング素子３，３Ａに供給される。
【００１２】このため、図４の波形図に示すように第１
のスイッチング素子３のオン期間つまり駆動信号Ｄ１
がＨレベルの期間は第１の力率改善回路６の出力電流Ｉ
１ が上昇勾配になり、第１のスイッチング素子３のオ
フ期間つまり駆動信号Ｄ１ がＬレベルの期間は出力電
流Ｉ１ が下降勾配になる。そして、第２の力率改善回
路６Ａの出力電流Ｉ２ は駆動信号Ｄ２ による第３の
スイッチング素子３Ａの動作によって出力電流Ｉ１ と
同一形状で出力電流Ｉ１ と１８０ °の位相差を有す
るものになる。従って平滑コンデンサ７に流れ込む入力
電流Ｉは駆動信号Ｄ１ とＤ２ がＨレベルのとき上昇
勾配となり、駆動信号Ｄ１ 又はＤ２ がＬレベルのと
き下降勾配となって、図１０に示す従来のものに比べ恰
も２倍の周波数を有するように作用し、リプル電流が１
／２に低減され、これによって平滑コンデンサ７の容量
も小さくすることができ、特に大電流容量の電源装置に
おいて優れた効果がある。
のスイッチング素子３のオン期間つまり駆動信号Ｄ１
がＨレベルの期間は第１の力率改善回路６の出力電流Ｉ
１ が上昇勾配になり、第１のスイッチング素子３のオ
フ期間つまり駆動信号Ｄ１ がＬレベルの期間は出力電
流Ｉ１ が下降勾配になる。そして、第２の力率改善回
路６Ａの出力電流Ｉ２ は駆動信号Ｄ２ による第３の
スイッチング素子３Ａの動作によって出力電流Ｉ１ と
同一形状で出力電流Ｉ１ と１８０ °の位相差を有す
るものになる。従って平滑コンデンサ７に流れ込む入力
電流Ｉは駆動信号Ｄ１ とＤ２ がＨレベルのとき上昇
勾配となり、駆動信号Ｄ１ 又はＤ２ がＬレベルのと
き下降勾配となって、図１０に示す従来のものに比べ恰
も２倍の周波数を有するように作用し、リプル電流が１
／２に低減され、これによって平滑コンデンサ７の容量
も小さくすることができ、特に大電流容量の電源装置に
おいて優れた効果がある。
【００１３】図５乃至図８は本発明の第２実施例を示し
、第１実施例と同一部分に同一符号を付し同一箇所の詳
細な説明を省略する。
、第１実施例と同一部分に同一符号を付し同一箇所の詳
細な説明を省略する。
【００１４】図５においては、第１の力率改善回路６に
対し第２，第３，第４の力率改善回路６Ａ，６Ｂ，６Ｃ
を並列接続するとともに、発振回路１９Ａを各力率改善
回路６〜６Ｃの各スイッチング素子３，３Ａ…に対し９
０°の位相差を有する駆動信号Ｄ１ ´，Ｄ２ ´，Ｄ
３ ，Ｄ４ を供給するように構成したものであり、発
振回路１９Ａは図６に示すようにアンドゲ―ト２２Ｃの
出力端子からフリップフロップ２１Ｂのクロック入力端
子ＣＫ及び各ナンドゲ―ト２２Ｅ，２２Ｆの一方の入力
端子に出力信号Ｓ４ を供給し、アンドゲ―ト２２Ｄの
出力端子からフリップフロップ２１Ｃのクロック入力端
子ＣＫ及び各ナンドゲ―ト２２Ｇ，２２Ｈの一方の入力
端子に出力信号Ｓ５を供給するとともにフリップフロッ
プ２１Ｂ，２１Ｃの電源供給端子Ｖｃｃに基準電圧Ｖｃ
ｃを供給し、かつ電流制限用抵抗２３Ａ，２３Ｂを介し
て入力端子Ｊ及び入力端子Ｋに基準電圧Ｖｃｃを供給す
る。そして、前記フリップフロップ２１Ｂの出力端子Ｑ
及び出力端子Ｑ´から、それぞれ各ナンドゲ―ト２２Ｅ
，２２Ｆの他方の入力端子に出力信号Ｓ６ ，Ｓ７ を
供給して、この各ナンドゲ―ト２２Ｅ，２２Ｆの出力端
子から第１，第２の力率改善回路６，６Ａのスイッチン
グ素子３，３Ａに駆動信号Ｄ１´，Ｄ２ ´を出力する
とともに、フリップフロップ２１Ｃの出力端子Ｑ及び出
力端子Ｑ´からそれぞれ各ナンドゲ―ト２２Ｇ，２２Ｈ
の他方の入力端子に出力信号Ｓ８，Ｓ９ を供給して、
このナンドゲ―ト２２Ｇ，２２Ｈの出力端子から各第３
，第４の力率改善回路６Ｂ，６Ｃのスイッチング素子に
駆動信号Ｄ３ ，Ｄ４ を出力するように構成される。
対し第２，第３，第４の力率改善回路６Ａ，６Ｂ，６Ｃ
を並列接続するとともに、発振回路１９Ａを各力率改善
回路６〜６Ｃの各スイッチング素子３，３Ａ…に対し９
０°の位相差を有する駆動信号Ｄ１ ´，Ｄ２ ´，Ｄ
３ ，Ｄ４ を供給するように構成したものであり、発
振回路１９Ａは図６に示すようにアンドゲ―ト２２Ｃの
出力端子からフリップフロップ２１Ｂのクロック入力端
子ＣＫ及び各ナンドゲ―ト２２Ｅ，２２Ｆの一方の入力
端子に出力信号Ｓ４ を供給し、アンドゲ―ト２２Ｄの
出力端子からフリップフロップ２１Ｃのクロック入力端
子ＣＫ及び各ナンドゲ―ト２２Ｇ，２２Ｈの一方の入力
端子に出力信号Ｓ５を供給するとともにフリップフロッ
プ２１Ｂ，２１Ｃの電源供給端子Ｖｃｃに基準電圧Ｖｃ
ｃを供給し、かつ電流制限用抵抗２３Ａ，２３Ｂを介し
て入力端子Ｊ及び入力端子Ｋに基準電圧Ｖｃｃを供給す
る。そして、前記フリップフロップ２１Ｂの出力端子Ｑ
及び出力端子Ｑ´から、それぞれ各ナンドゲ―ト２２Ｅ
，２２Ｆの他方の入力端子に出力信号Ｓ６ ，Ｓ７ を
供給して、この各ナンドゲ―ト２２Ｅ，２２Ｆの出力端
子から第１，第２の力率改善回路６，６Ａのスイッチン
グ素子３，３Ａに駆動信号Ｄ１´，Ｄ２ ´を出力する
とともに、フリップフロップ２１Ｃの出力端子Ｑ及び出
力端子Ｑ´からそれぞれ各ナンドゲ―ト２２Ｇ，２２Ｈ
の他方の入力端子に出力信号Ｓ８，Ｓ９ を供給して、
このナンドゲ―ト２２Ｇ，２２Ｈの出力端子から各第３
，第４の力率改善回路６Ｂ，６Ｃのスイッチング素子に
駆動信号Ｄ３ ，Ｄ４ を出力するように構成される。
【００１５】発振回路１９Ａでは図７のタイムチャ―ト
に示すように、基準信号発生回路２０からの出力信号Ｓ
１ のパルス毎にアンドゲ―ト２２Ｃ，２２Ｄから１８
０ °の位相差を有する出力信号Ｓ４ ，Ｓ５ が、各
フリップフロップ２１Ｂ，２１Ｃのクロック入力端子Ｃ
Ｋに供給される。このフリップフロップ２１Ｂ，２１Ｃ
は、出力信号Ｓ４ ，Ｓ５ がＬレベルからＨレベルに
立上るまで出力端子Ｑ，Ｑ´の状態を保持するとともに
、この出力信号Ｓ４ ，Ｓ５ がＨレベルに立上った瞬
間に出力端子Ｑ，Ｑ´の状態を切り換えて、出力信号Ｓ
６ ，Ｓ７ 及び出力信号Ｓ８ ，Ｓ９ は互いに反転
状態を保ちながら各ナンドゲ―ト２２Ｅ，２２Ｆ及び各
ナンドゲ―ト２２Ｇ，２２Ｈに出力される。これによっ
て、先ず出力信号Ｓ４ ，Ｓ６ が共にＨレベルとなっ
てナンドゲ―ト２２Ｅからの駆動信号Ｄ１ ´がＬレベ
ルになり、その後出力信号Ｓ５ ，Ｓ８ 、出力信号Ｓ
４ ，Ｓ７ 、出力信号Ｓ５ ，Ｓ９ が順次Ｈレベル
になり、これにより各ナンドゲ―ト２２Ｅ，２２Ｆ，２
２Ｇ，２２Ｈから駆動信号Ｄ１ ´→Ｄ３ →Ｄ２ ´
→Ｄ４ の順に９０°の位相差を有して出力され、第１
〜第４の力率改善回路６〜６Ｃに供給される。
に示すように、基準信号発生回路２０からの出力信号Ｓ
１ のパルス毎にアンドゲ―ト２２Ｃ，２２Ｄから１８
０ °の位相差を有する出力信号Ｓ４ ，Ｓ５ が、各
フリップフロップ２１Ｂ，２１Ｃのクロック入力端子Ｃ
Ｋに供給される。このフリップフロップ２１Ｂ，２１Ｃ
は、出力信号Ｓ４ ，Ｓ５ がＬレベルからＨレベルに
立上るまで出力端子Ｑ，Ｑ´の状態を保持するとともに
、この出力信号Ｓ４ ，Ｓ５ がＨレベルに立上った瞬
間に出力端子Ｑ，Ｑ´の状態を切り換えて、出力信号Ｓ
６ ，Ｓ７ 及び出力信号Ｓ８ ，Ｓ９ は互いに反転
状態を保ちながら各ナンドゲ―ト２２Ｅ，２２Ｆ及び各
ナンドゲ―ト２２Ｇ，２２Ｈに出力される。これによっ
て、先ず出力信号Ｓ４ ，Ｓ６ が共にＨレベルとなっ
てナンドゲ―ト２２Ｅからの駆動信号Ｄ１ ´がＬレベ
ルになり、その後出力信号Ｓ５ ，Ｓ８ 、出力信号Ｓ
４ ，Ｓ７ 、出力信号Ｓ５ ，Ｓ９ が順次Ｈレベル
になり、これにより各ナンドゲ―ト２２Ｅ，２２Ｆ，２
２Ｇ，２２Ｈから駆動信号Ｄ１ ´→Ｄ３ →Ｄ２ ´
→Ｄ４ の順に９０°の位相差を有して出力され、第１
〜第４の力率改善回路６〜６Ｃに供給される。
【００１６】このため、図８の波形図に示すように平滑
コンデンサ７に流れ込む入力電流Ｉは図１０に示す従来
のものに比べ恰も４倍の周波数を有したもののように作
用し、これによりリプル電流も１／４に低減し、平滑コ
ンデンサ７の容量も小さくすることができる。
コンデンサ７に流れ込む入力電流Ｉは図１０に示す従来
のものに比べ恰も４倍の周波数を有したもののように作
用し、これによりリプル電流も１／４に低減し、平滑コ
ンデンサ７の容量も小さくすることができる。
【００１７】なお、本発明は上記実施例に限定されるも
のではなく本発明の要旨の範囲内において種々の変形実
施が可能である。例えば力率改善回路は昇圧チョッパ回
路を用いたが昇降圧チョッパ回路等を用いることもでき
、またスイッチング素子はＦＥＴに代えてトランジスタ
等を用いることもできる。さらに、インバ―タは各種タ
イプのものに適用できる。また三相交流電源に代えて単
相交流電源を用いてもよい。
のではなく本発明の要旨の範囲内において種々の変形実
施が可能である。例えば力率改善回路は昇圧チョッパ回
路を用いたが昇降圧チョッパ回路等を用いることもでき
、またスイッチング素子はＦＥＴに代えてトランジスタ
等を用いることもできる。さらに、インバ―タは各種タ
イプのものに適用できる。また三相交流電源に代えて単
相交流電源を用いてもよい。
【００１８】
【発明の効果】本発明は交流電源電圧を整流回路により
整流するとともに、スイッチング素子をスイッチングし
て前記交流電源電圧の電圧波形と電流波形を近づけるた
めの力率改善回路を介在して平滑コンデンサにより平滑
した直流入力電圧をインバ―タに供給する電源装置にお
いて、前記力率改善回路をｎ個並列に接続するとともに
、これらの各力率改善回路のスイッチング素子に駆動信
号を供給する発振回路は３６０ °／ｎの位相差を有す
る駆動信号を各スイッチング素子に供給するようにした
ものであり、インバ―タの入力側に発生するリプル電流
を低減させ入力側の平滑コンデンサの容量を小さくする
ことができる電源装置を提供できる。
整流するとともに、スイッチング素子をスイッチングし
て前記交流電源電圧の電圧波形と電流波形を近づけるた
めの力率改善回路を介在して平滑コンデンサにより平滑
した直流入力電圧をインバ―タに供給する電源装置にお
いて、前記力率改善回路をｎ個並列に接続するとともに
、これらの各力率改善回路のスイッチング素子に駆動信
号を供給する発振回路は３６０ °／ｎの位相差を有す
る駆動信号を各スイッチング素子に供給するようにした
ものであり、インバ―タの入力側に発生するリプル電流
を低減させ入力側の平滑コンデンサの容量を小さくする
ことができる電源装置を提供できる。
【図１】本発明の第１実施例を示す電源装置の回路構成
図である。
図である。
【図２】本発明の第１実施例を示す発振回路の回路構成
図である。
図である。
【図３】本発明の第１実施例を示す発振回路の動作を示
すタイムチャ―トである。
すタイムチャ―トである。
【図４】本発明の第１実施例を示す駆動信号と電流の波
形図である。
形図である。
【図５】本発明の第２実施例を示す電源装置の回路構成
図である。
図である。
【図６】本発明の第２実施例を示す発振回路の回路構成
図である。
図である。
【図７】本発明の第２実施例を示す発振回路の動作を示
すタイムチャ―トである。
すタイムチャ―トである。
【図８】本発明の第２実施例を示す駆動信号と電流の波
形図である。
形図である。
【図９】従来例を示す電源装置の回路構成図である。
【図１０】従来例を示す駆動信号と電流の波形図である
。
。
１ 三相交流電源（交流電源）
２ 三相整流回路（整流回路）
３，３Ａ スイッチング素子
６，６Ａ，６Ｂ，６Ｃ 力率改善回路７ 平滑コン
デンサ １９，１９Ａ 発振回路
デンサ １９，１９Ａ 発振回路
Claims (1)
- 【請求項１】 交流電源電圧を整流回路により整流す
るとともに、スイッチング素子をスイッチングして前記
交流電源電圧の電圧波形と電流波形を近づけるための力
率改善回路を介在して平滑コンデンサにより平滑した直
流入力電圧をインバ―タに供給する電源装置において、
前記力率改善回路をｎ個並列に接続するとともに、これ
らの各力率改善回路のスイッチング素子に駆動信号を供
給する発振回路は３６０ °／ｎの位相差を有する駆動
信号を各スイッチング素子に供給するように構成される
ものであることを特徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2404275A JPH04217869A (ja) | 1990-12-20 | 1990-12-20 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2404275A JPH04217869A (ja) | 1990-12-20 | 1990-12-20 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04217869A true JPH04217869A (ja) | 1992-08-07 |
Family
ID=18513960
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2404275A Pending JPH04217869A (ja) | 1990-12-20 | 1990-12-20 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04217869A (ja) |
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06133550A (ja) * | 1992-10-12 | 1994-05-13 | Nemitsuku Ramuda Kk | 電源装置 |
| JP2008512982A (ja) * | 2004-09-07 | 2008-04-24 | フレクストロニクス エーピー，リミテッド ライアビリティ カンパニー | 電力供給システム、力率補正システム及び力率補正方法 |
| US7978489B1 (en) | 2007-08-03 | 2011-07-12 | Flextronics Ap, Llc | Integrated power converters |
| US8040117B2 (en) | 2009-05-15 | 2011-10-18 | Flextronics Ap, Llc | Closed loop negative feedback system with low frequency modulated gain |
| US8102678B2 (en) | 2008-05-21 | 2012-01-24 | Flextronics Ap, Llc | High power factor isolated buck-type power factor correction converter |
| US8279646B1 (en) | 2007-12-14 | 2012-10-02 | Flextronics Ap, Llc | Coordinated power sequencing to limit inrush currents and ensure optimum filtering |
| US8289741B2 (en) | 2010-01-14 | 2012-10-16 | Flextronics Ap, Llc | Line switcher for power converters |
| US8441810B2 (en) | 2010-11-09 | 2013-05-14 | Flextronics Ap, Llc | Cascade power system architecture |
| US8467201B2 (en) | 2007-01-16 | 2013-06-18 | Flextronics GmbH & Co KG | Simplified primary triggering circuit for the switch in a switched-mode power supply |
| US8531174B2 (en) | 2008-06-12 | 2013-09-10 | Flextronics Ap, Llc | AC-DC input adapter |
| US8842450B2 (en) | 2011-04-12 | 2014-09-23 | Flextronics, Ap, Llc | Power converter using multiple phase-shifting quasi-resonant converters |
| US9621053B1 (en) | 2014-08-05 | 2017-04-11 | Flextronics Ap, Llc | Peak power control technique for primary side controller operation in continuous conduction mode |
| US9660540B2 (en) | 2012-11-05 | 2017-05-23 | Flextronics Ap, Llc | Digital error signal comparator |
| US9711990B2 (en) | 2013-03-15 | 2017-07-18 | Flextronics Ap, Llc | No load detection and slew rate compensation |
-
1990
- 1990-12-20 JP JP2404275A patent/JPH04217869A/ja active Pending
Cited By (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06133550A (ja) * | 1992-10-12 | 1994-05-13 | Nemitsuku Ramuda Kk | 電源装置 |
| JP2008512982A (ja) * | 2004-09-07 | 2008-04-24 | フレクストロニクス エーピー，リミテッド ライアビリティ カンパニー | 電力供給システム、力率補正システム及び力率補正方法 |
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| US8102678B2 (en) | 2008-05-21 | 2012-01-24 | Flextronics Ap, Llc | High power factor isolated buck-type power factor correction converter |
| US8531174B2 (en) | 2008-06-12 | 2013-09-10 | Flextronics Ap, Llc | AC-DC input adapter |
| US8040117B2 (en) | 2009-05-15 | 2011-10-18 | Flextronics Ap, Llc | Closed loop negative feedback system with low frequency modulated gain |
| US8289741B2 (en) | 2010-01-14 | 2012-10-16 | Flextronics Ap, Llc | Line switcher for power converters |
| US8441810B2 (en) | 2010-11-09 | 2013-05-14 | Flextronics Ap, Llc | Cascade power system architecture |
| US8842450B2 (en) | 2011-04-12 | 2014-09-23 | Flextronics, Ap, Llc | Power converter using multiple phase-shifting quasi-resonant converters |
| US9660540B2 (en) | 2012-11-05 | 2017-05-23 | Flextronics Ap, Llc | Digital error signal comparator |
| US9711990B2 (en) | 2013-03-15 | 2017-07-18 | Flextronics Ap, Llc | No load detection and slew rate compensation |
| US9843212B2 (en) | 2013-03-15 | 2017-12-12 | Flextronics Ap, Llc | No load detection |
| US9621053B1 (en) | 2014-08-05 | 2017-04-11 | Flextronics Ap, Llc | Peak power control technique for primary side controller operation in continuous conduction mode |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 19991122 |