JPH04221404A

JPH04221404A - 情報信号の再生装置

Info

Publication number: JPH04221404A
Application number: JP2404151A
Authority: JP
Inventors: Manabu Katsuki; 学勝木; Takashi Furuhata; 隆降旗; Katsumi Takeda; 竹田　克美
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1990-12-20
Filing date: 1990-12-20
Publication date: 1992-08-11

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ＦＭ変調あるいはＰＣ
Ｍ変調などにより変調されて記録された情報信号を再生
する再生装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】映像信号を記録再生するＶＴＲなどの回
転ヘッド型の磁気記録再生装置においては、映像信号を
ＦＭ変調して記録再生する方法が一般的に用いられてい
る。ＦＭ変調は映像レベルを変調信号の周波数に変換す
るため、良好な映像信号を再生するためには記録再生に
おけるＦＭ伝送系は変調信号の占有帯域内においてＦＭ
変調信号の振幅および位相を歪なく忠実に伝送する必要
がある。しかしＦＭ変調を用いて磁気記録された映像信
号を再生する磁気再生装置において再生されるＦＭ変調
信号は磁気記録再生における振幅変化及び再生系におけ
る振幅、位相歪を受け歪を持った信号となる。つまり、
ＶＴＲなどの回転ヘッド型の磁気再生装置の再生回路に
おける伝送特性は、ロータリトランスの１次（ロータ）
側に接続された磁気ヘッドのインダクタンスと、ロータ
リトランスの２次（ステータ）側に接続された再生増幅
器の入力容量による複雑な共振特性を示し、この共振特
性により共振周波数において振幅歪及び位相歪が生じる
。従来の磁気再生装置においては、この共振特性による
振幅歪および位相歪によって復調映像信号が歪むのを防
ぐために、「ホームＶＴＲ入門」横山克哉他共著（コロ
ナ社、昭和５６年１０月）ｐ．１５８−１５９に記載さ
れているように、上記のロータリトランス２次側の再生
増幅器の入力に可変容量と可変抵抗を接続し、これを調
整することにより共振特性を補正（共振周波数と共振の
Ｑ（Ｑｕａｌｉｔｙ　ｆａｃｔｏｒ）を調整）していた
。

【０００３】次に、再生増幅器より出力された再生ＦＭ
信号はイコライザ回路において、磁気記録再生により生
じた振幅変化すなわち下側帯波の強調及び上側帯波の抑
圧に対する補正がなされる。このイコライザ回路として
は、「ＶＴＲ技術」日本放送協会編（日本放送出版協会
、昭和５７年１０月２０日）ｐ．４７−５０に記載され
ているように位相特性がリニアであり、振幅特性が記録
再生における振幅変化を打ち消すようになっているコサ
イン等化回路が一般的に知られている。しかし、このコ
サイン等化回路は、ＣＮ比の小さい上側帯波帯を強調す
るため復調映像信号のＳＮ比を劣化させる要因となって
いた。このＳＮ比の劣化を防ぐイコライザ回路としては
、「ＮＨＫ技術研究」第３８巻第２号（日本放送協会、
昭和６１年）ｐ．３６−３９に記載されているサイン等
化方式がある。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】上記の従来技術を用い
た磁気再生装置においては、以下の問題点があった。

【０００５】従来の共振特性の補正は、再生増幅器の入
力に接続された可変抵抗を調整して共振のＱをダンピン
グることによりなされており、これは再生増幅器に入力
される信号の周波数特性の共振周波数でのリップルを小
さくすることである。この周波数特性の補正の様子を図
１２に示す。図１２において、２００ａは共振特性の補
正がない状態、２００ｂは共振特性が補正されている状
態である。また、点線２００ｃは再生増幅器の持ってい
る入力雑音（アンプノイズ）である。図１２に示すよう
に、従来構成の共振補正方法においては、再生増幅器に
入力される信号の周波数特性の共振周波数でのリップル
を小さくするだけであり、再生増幅器の持っている入力
雑音は変化しないため、共振周波数の近くでは共振特性
の補正（ダンピング）により、信号レベルの低下による
ＣＮ比の劣化が生じるという問題があった。また、高品
位映像信号を再生する磁気再生装置等のように再生ＦＭ
信号の上下の両側帯波を用いて高品位な映像信号を再生
する装置においては、上記ＣＮ比劣化の問題により、共
振周波数をＦＭ変調信号の占有帯域より高い周波数（例
えばＦＭ搬送波の２倍の周波数）にする必要があり、こ
のため磁気ヘッドのインダクタンスを小さくするすなわ
ち巻線数を少なくする必要があった。一般に、磁気ヘッ
ドの出力はその巻線数に比例するため、巻線数の低下に
より磁気ヘッドから十分な再生出力が得られなくなりＣ
Ｎ比が劣化し、復調映像信号においても十分なＳＮ比が
得られないという問題があった。また、回転シリンダ上
に再生増幅器が設けられている場合、回転シリンダとい
う狭い空間での部品点数が増えて実装も困難になり、調
整も難しくなるという問題があった。

【０００６】次にイコライザ回路においては、上記サイ
ン等化方式を用いた場合再生ＦＭ信号の下側帯波帯だけ
でなく上側帯波帯の雑音も抑圧するため復調映像信号の
ＳＮ比を改善することが出来るが、上側帯波帯の信号成
分も抑圧するためドロップアウトなどにより再生ＦＭ信
号のレベルの低下及び周波数特性の劣化が生じた場合、
上側帯波と下側帯波のレベルの差が大きくなり反転現象
が生じやすくなるという問題点があった。従来の磁気再
生装置においては、前記した共振補正（ダンピング）の
量を少なくし上側帯波が強調された状態にすることによ
りこの反転現象を防止していた。しかし、このようにし
て反転を防止した場合、上記共振補正回路において十分
な共振特性の補正（ダンピング）が行われず再生ＦＭ信
号には共振周波数において振幅及び位相の歪が残ってお
り、この歪により復調映像信号において波形歪が生じ、
かつＳＮ比も劣化するという問題点があった。

【０００７】本発明の目的は、上記した従来技術の欠点
を除き波形歪なく安定して良好なＳＮ比を持った映像信
号を得る磁気再生装置を提供することである。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
、本発明は共振補正回路を再生増幅器の後段に設けたこ
とを第１の特徴とし、また、磁気ヘッドとの共振回路を
形成する上記再生増幅器を、ロータリトランスの１次（
ロータ）側に配置したことを第２の特徴とする。　　本
発明の第３の特徴は、イコライザ回路において入力され
た再生ＦＭ信号を自乗正弦特性と自乗余弦特性に近似し
た振幅特性を有する２種類のフィルタで分離し、分離し
た信号を所定の加算比で加算し、この後加算した信号を
リミッタを介して再び上記自乗余弦フィルタで分離され
た信号と所定の加算比で加算し、加算した信号を帯域制
限フィルタを介して出力するようにしたことにある。

【０００９】本発明の第４の特徴は、上記イコライザ回
路において帯域制限フィルタの出力と上記自乗正弦フィ
ルタの出力で時間遅延した信号を所定の加算比で加算し
、加算した信号をリミッタ及び帯域制限フィルタを介し
て出力することをｎ回（ｎは１以上の整数）繰り返し、
その出力をイコライザ回路の出力としたことにある。

【００１０】

【作用】本発明によれば、再生増幅器の入力段で生じた
共振特性を再生増幅器の後段で補正するため、入力のダ
ンピングによる共振周波数でのＣＮ比の劣化がなく復調
映像信号においてもＳＮ比の良い映像信号が得られる。さらに、本発明によれば、上記再生増幅器はロータリト
ランスの一次（ロータ）側に配置されるため、磁気ヘッ
ドとこの再生増幅器で形成される共振回路は、ロータリ
トランスを介して２次（ステータ）側に配する構成より
も、原理的に非常に単純化したモデルとなるため、その
共振補正を簡単な回路構成で、かつ高い精度で実現する
ことができ、振幅歪、位相歪の少ない高忠実な伝送特性
が得られる。また、共振周波数でのＣＮ比の劣化がない
ため、従来ＦＭ占有帯域外に設定していた共振周波数を
ＦＭ変調信号の帯域内（例えば上側帯波帯内）に設定す
ることが出来る。すなわち、磁気ヘッドの巻線数をその
分多くすることができ十分な再生出力が得られ、アンプ
ノイズに対して相対的にＣＮ比を良くすることができ、
復調映像信号でのより一層のＳＮ比の改善が実現できる
。また、回転シリンダ内に再生増幅器を設けても回転シ
リンダ内での部品点数を少なくすることができ、シリン
ダを小型化にできるなどの副次的効果も得られる。

【００１１】つぎに本発明のイコライザ回路においては
、リミッタを用いているためＦＭ変調信号の上側帯波を
再生することができ、イコライザ回路出力においては従
来のサイン等化方式より上側帯波が強調されている。従って、復調映像信号の反転を防止することができて、
なおかつ所望のイコライズ特性を得ることができる。ま
た、上記リミッタの振幅制限作用によりイコライズ特性
が再生ＦＭ信号のレベルに応じて変化するため、ドロッ
プアウトなどにより再生ＦＭ信号のレベルの低下及び周
波数特性の劣化が生じた場合においても反転現象を防ぐ
ことができる。また、上記のように反転現象が防止され
るため、上記本発明の共振補正回路において共振特性を
相乗的に十分補正することができ、この相乗効果により
復調出力においても歪のない良好な映像信号を得ること
ができる。

【００１２】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。

【００１３】図１は、本発明をＶＴＲの再生回路に用い
たときの一実施例を示す図である。図１において、１は
磁気テープ、２は磁気ヘッド、３は再生増幅器、４はロ
ータリトランス、５はバッファアンプ、６は共振補正回
路、７はイコライザ回路、８はリミッタ回路、９はＦＭ
復調回路、１０は復調映像信号の出力端子である。また
、３０は回転シリンダを示す。磁気テープ１に記録され
ているＦＭ変調信号は、回転シリンダ３０内に設置され
た磁気ヘッド２で再生され同じく回転シリンダ３０内に
設置された再生増幅器３にて増幅される。再生増幅器３
より出力される信号は磁気記録再生による振幅変化及び
共振特性による振幅、位相歪を受けている。ここで、共
振特性について図２を用いて説明する。図２は磁気ヘッ
ド２及び再生増幅器３の等価回路であり、１０１は磁気
ヘッドの再生電圧を示す電圧源、１０２は磁気ヘッドの
インダクタンス分ＬＨをもつインダクタ、１０３は磁気
ヘッドの抵抗分ＲＨを有する抵抗、１０４は再生増幅器
の入力容量Ｃｉｎを示すキャパシタ、１０５は再生増幅
器の入力抵抗値Ｒｉｎを示す抵抗、１０６は再生増幅器
の入力換算雑音ＮＡを表す電圧源、１０７は利得がＧで
周波数特性が平坦な増幅器、１０８は再生増幅器の出力
端子である。図２において、出力端子１０８で得られる
電圧Ｅ１は、磁気ヘッド２で再生された電圧をＥ０、ω
をその角周波数、Ｓを複素角周波数（Ｓ＝ｊω）として
次に示す式で表される。

【００１４】

【数１】

【００１５】ここで、一般にＲＨは数ΩでありＲｉｎは
数十ｋΩであるから、数１は次のように簡略化できる。

【００１６】

【数２】

【００１７】数２で表される出力Ｅ１は共振特性を示し
共振周波数で振幅及び位相歪が生じる。一方、雑音１０
６は増幅器１０７で増幅されているから、出力端子１０
８ではＧ・ＮＡとなる。次に図１において上記再生増幅
器３より出力されたＦＭ信号は、ロータリトランス４を
介して低入力インピーダンスのバッファアンプ５に供給
された後、共振補正回路６に供給される。共振補正回路
６では、上記共振特性の補正が行われる。この共振補正
回路６の一実施例を図３に示す。図３において、１１０
は入力端子、１１１は出力端子、１１、１２ａ、１２ｂ
はそれぞれ回路ブロックであり、１１２、１１４、１１
８ａ、１１８ｂ、１１９ａ、１１９ｂはそれぞれ抵抗値
がＲ２、Ｒ１、Ｒ３、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ４である抵抗、１
１３はインダクタンスがＬ１であるインダクタ、１１５
、１１７ａ、１１７ｂはキャパシタンスがＣ１、Ｃ２、
Ｃ２であるキャパシタ、１１６ａ、１１６ｂ、１１６ｃ
はバッファアンプである。入力端子１１０に入力された
信号は回路ブロック１１に供給される。この回路ブロッ
ク１１の伝達関数Ｈ０（Ｓ）は次式に示す式で与えられ
、

【００１８】

【数３】

【００１９】ここで、Ｌ１＝ＬＨ、Ｃ１＝Ｃｉｎ、Ｒ１
＝ＲＨ、Ｒ１＋Ｒ２＝２√（Ｌ１／Ｃ１）の様に設定す
ることにより、この回路ブロック１１の出力電圧Ｅ２は
次式で与えられる。

【００２０】

【数４】

【００２１】数４において、右辺第１項は信号成分であ
り第２項は雑音成分であり、この回路ブロック１１にお
いて共振特性の補正が行われていることがわかる。この
ように共振特性が補正された信号は、次に回路ブロック
１２ａ、１２ｂに入力される。この回路ブロック１２ａ
、１２ｂのそれぞれの伝達関数Ｈ１（Ｓ）、Ｈ２（Ｓ）
は以下に示す式で与えられる。

【００２２】

【数５】

【００２３】ここで、、Ｃ２・Ｒ３＝√（Ｌ１・Ｃ１）
の様に設定すれば、Ｒ３＞Ｒ３・Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）
であるため、回路ブロック１２ａ、１２ｂにて、信号の
伝送帯域を拡大することができ、共振補正回路６より出
力される電圧Ｅ３は数２と数５より磁気ヘッド２で再生
された電圧Ｅ０を用いて次式のようになる。

【００２４】

【数６】

【００２５】数６よりわかるように、雑音成分は共振補
正回路６の出力において共振特性と逆の特性で抑圧され
た特性となる。これを図４に示す。図４においてＡ、Ｂ
はそれぞれ補正する前の信号、すなわちＥ１の信号成分
と雑音成分の周波数特性であり、Ａ´は共振特性の補正
のみが行われた信号、すなわちＥ２の信号成分の周波数
特性であり、Ｃ、Ｄは共振補正回路６の出力信号すなわ
ちＥ３の信号成分と雑音成分の周波数特性である。図４
より、共振補正回路６において、信号成分の共振特性が
補正されるとともに帯域が拡大され、なおかつ効率良く
雑音成分が抑圧されていることがわかる。以上のように
本発明によれば、共振周波数でＣＮ比を劣化させずに、
位相歪なく振幅平坦な伝送特性を実現することができる
。また、雑音を抑圧するため、従来は図４において再生
できる側帯波の帯域が共振周波数であるｆ０近傍までの
帯域であったものを、それより高い周波数のｆ１まで広
帯域化することができる。これは言い替えると、ＦＭ変
調周波数が限定されている場合には、共振周波数ｆ０を
帯域内、さらに具体的には上側帯波帯内に設定すること
ができることであり、これは磁気ヘッド２の巻線数を増
やして、その分インダクタンス成分を大きくしても良い
ということである。磁気ヘッド２の出力は、一般的にそ
の巻線数に比例するため、本発明を用いればヘッドから
より高い出力を得ることができ、より一層のＣＮ比の改
善ができる。また、再生増幅器３がロータリトランス４
の一次（ロータ）側すなわち回転シリンダ３０内に設置
されている場合は、本実施例のように、共振補正回路６
を回転シリンダ３０の外に設けることにより、回転シリ
ンダ３０内の部品を少なくすることができる。また、こ
れにより回転シリンダ３０のバランスのずれを抑え、生
産性を向上させることができる。さらに、本発明によれ
ば、上記再生増幅器３はロータリトランス４の一次（ロ
ータ）側に配置されるため、磁気ヘッド２とこの再生増
幅器３で形成される共振回路は、ロータリトランス４を
介して２次（ステータ）側に配するよりも、原理的に単
純化したモデルとなるため、この共振補正を簡単な回路
構成でかつ高い精度で実現することができ、振幅歪、位
相歪の少ない高忠実な伝送特性が得られる。尚、本実施
例においては、磁気ヘッド２のインダクタンスＬＨ及び
抵抗値ＲＨは周波数に依らず一定としているが、これが
図５に示すように周波数特性を持っていた場合には、図
３に示した共振補正回路６の回路ブロック１１における
インダクタ１１３のインダクタンスＬ１及び抵抗１１４
の抵抗値Ｒ１が図５と同様の特性を持っていれば良く、
さらに具体的には、１１３、１１４の直列部品のかわり
に磁気ヘッド２と同じ特性のヘッド部品を用いるように
しても良く、この場合も本発明の主旨にそうものである
。また、図３に示した共振補正回路６において、回路ブ
ロック１２ａ及び回路ブロック１２ｂは必ずしも必要で
はなく、再生帯域を拡大する必要がなければ、これら回
路ブロック１２ａ、１２ｂのどちらか片方だけを使用す
るもしくはこれらをなくしても良く、この場合において
も本発明の主旨に沿うものである。

【００２６】次に、図１において共振補正回路６により
共振特性が補正され振幅歪、位相歪が除去された再生Ｆ
Ｍ信号は、イコライザ回路７に入力され、記録再生によ
り変化した側帯波が等化される。このイコライザ回路７
の一実施例を図６に示す。図６において、１９はイコラ
イザ回路の入力端子、２０は出力端子、１３は振幅特性
が自乗正弦特性を有し位相特性がリニアなフィルタ、１
４は振幅特性が自乗余弦特性を有し位相特性がリニアな
フィルタ、１５ａ、１５ｂは、それぞれ係数がＫ０（Ｋ
０≧０）、Ｋ１（Ｋ１≧０）である係数器、１６ａ、１
６ｂは加算器、１７はリミッタ、１８は遅延時間τを有
しＦＭ変調信号の第１次側帯波を含む基本波成分のみを
通過させる帯域制限フィルタである。共振補正回路６よ
り出力された再生ＦＭ信号は、入力端子１９に入力され
、自乗正弦フィルタ１３及び自乗余弦フィルタ１４に供
給される。ここで、自乗正弦フィルタ１３及び自乗余弦
フィルタ１４は、例えば特公昭６０−５３４８３号公報
で公知のように、ＬＣラダー回路網によって構成され、
例えば図７に示すようにその中心周波数が、ＦＭ変調信
号の搬送波周波数の中心ないしはその近傍のｆｃに設定
され、自乗正弦フィルタ１３は搬送波成分を取り出すフ
ィルタ、自乗余弦フィルタ１４は側帯波成分を取り出す
フィルタとなる。この動作を図８のスペクトル図に示す
。図８は周波数がｆｐである信号の再生ＦＭ変調信号で
あり、搬送波（周波数ｆｃ）をＪ０、第１下側帯波（周
波数ｆｃ−ｆｐ）をＪ−１、第１上側帯波（周波数ｆｃ
＋ｆｐ）をＪ＋１で示してある。図８（ａ）はイコライ
ザ回路７に入力された信号のスペクトルであり磁気記録
再生により、下側帯波のレベルが強調され、上側帯波の
レベルが抑圧されている。図８（ａ）に示す入力信号は
、自乗正弦フィルタ１３により搬送波成分が強調された
同図（ｂ）のスペクトルに、また自乗余弦フィルタ１４
により側帯波成分が強調された同図（ｃ）のスペクトル
になる。図６において、自乗正弦フィルタ１３より出力
された信号は加算器１６ａに供給され、加算器１６ａの
他方には自乗余弦フィルタ１４より出力された信号が係
数器１５ａにてＫ０倍に振幅調整されて供給され加算さ
れる。加算器１６ａの出力は、リミッタ１７に供給され
振幅制限を受け出力される。リミッタ１７より出力され
た信号は、加算器１６ｂに供給され、係数器１５ｂにて
Ｋ１倍に振幅調整された自乗余弦フィルタ１４の出力と
加算される。加算器１６ｂにて加算された結果は、帯域
制限フィルタ１８に供給され帯域制限を受ける。この動
作を図９に示す。図９においては図８と同様に搬送波（
周波数ｆｃ）をＪ０、第１下側帯波（周波数ｆｃ−ｆｐ
）をＪ−１、第１上側帯波（周波数ｆｃ＋ｆｐ）をＪ＋
１で示してある。加算器１６ａの出力のスペクトルは図
９（ａ）に示す通りであり、このスペクトルの信号がリ
ミッタ１７に入力され振幅制限を受ける。この振幅制限
により上下の側帯波が等しくなり、図９（ｂ）のスペク
トルの信号となって帯域制限フィルタ１８へ出力される
。一般にリミッタにおいて振幅制限を受けた信号は、基
本波成分と奇数次の高調波成分を持っているが、便宜上
図９（ｂ）では基本波成分と３次の高調波成分について
示し、搬送波の３次高調波を３Ｊ０（周波数３ｆｃ）、
第１下側帯波の３次高調波を３Ｊ−１（周波数３ｆｃ−
ｆｐ）、第１上側帯波の３次高調波を３Ｊ＋１（周波数
３ｆｃ＋ｆｐ）で示す。帯域制限フィルタ１８はリミッ
タ１７で生じたＦＭ変調信号の奇数次の高調波成分を除
去するものであり、例えば２ｆｃがカットオフ周波数で
あるようなローパスフィルタである。図９（ｃ）に示す
スペクトルは、帯域制限フィルタ１８により不要な高調
波成分が除去された状態であり、この信号は図６におい
て出力端子２０へ出力され、側帯波の変化が等化された
イコライザ回路７の出力信号となる。図１において、イ
コライザ回路７より出力された信号は、リミッタ回路８
に入力され、再び振幅制限を受け上下の側帯波が完全に
復元される。このときのスペクトルを図９（ｄ）に示す
。尚、図９（ｄ）においては、高調波成分は図示してい
ない。リミッタ回路８で側帯波が復元されたＦＭ変調信
号はＦＭ復調回路９に入力され、ＦＭ復調され再生映像
信号となり出力端子１０に出力される。以上の実施例に
おいて、イコライザ回路７のイコライズ特性は、リミッ
タ回路８の出力で見た場合図１０に示す特性と等価とな
る。また、図９（ｃ）に示したようにリミッタ回路８に
入力されるＦＭ変調信号は、リミッタ１７を用いない従
来のサイン等化方法に比較して、上側帯波が増強され下
側帯波が抑圧されているため、本実施例によれば再生映
像信号において上下の両側帯波のアンバランスによる反
転現象は生じず、常に最適なイコライズ特性に設定する
ことができる。また、ドロップアウトなどにより再生Ｆ
Ｍ信号にレベル低下及び周波数特性の劣化が生じた場合
は、イコライザ回路７におけるリミッタ１７の振幅制限
作用により、図１０に示すように再生ＦＭ信号の振幅レ
ベルに応じてイコライズ特性が変化する。これは係数器
１５ｂの係数値Ｋ１が、見かけ上入力信号の振幅に応じ
て小さくなったのと等価であり、この時より側帯波を抑
圧する特性となるため、ドロップアウトなどにより再生
ＦＭ信号にレベル低下及び周波数特性の劣化が生じた場
合の反転現象に対する余裕を拡大することができる。尚
、図６のイコライザ回路において、不要な高調波成分を
除去するために帯域制限フィルタ１８を用いたが、この
帯域制限フィルタ１８は必ずしも必要ではなく、図１に
おけるイコライザ回路７からリミッタ回路８への伝送線
路及びリミッタ回路８が高調波成分を歪なく伝送でき、
かつ基本波成分における搬送波と側帯波の関係と、高調
波成分における搬送波と側帯波の関係のアンバランスに
より、リミッタ回路８において生じる側帯波復元時の損
失分をイコライザ回路７で補償している場合は帯域制限
フィルタ１８はなくてもよく、この場合も本発明の主旨
に沿うものである。

【００２７】以上述べたように、本発明のイコライザ回
路７をＶＴＲに用いることにより、反転現象を生じるこ
となく最適なイコライズ特性が得られる。従って、共振
補正回路６においても共振特性を十分に補正することが
でき、これにより波形歪がなくＳＮ比の良好な再生映像
信号を得ることができる。

【００２８】次に、本発明に係るイコライザ回路７の他
の実施例を図１１を用いて説明する。図１１の回路は図
６の回路に新たな回路ブロック２２を付加したものであ
り、１７ｂはリミッタ、１６ｃは加算器、１５ｃは係数
がＫ２（Ｋ２≧０）である係数器、２１はフィルタ１８
と同じ遅延時間τを有する遅延器、１８ｂは帯域制限フ
ィルタ１８と同じ特性を有する帯域制限フィルタである
。図６と同じ回路部分については説明を省略する。帯域制
限フィルタ１８より出力された信号はリミッタ１７ｂに
供給され振幅制限を受け、加算器１６ｃに供給される。加算器１６ｃの他方には、自乗余弦フィルタ１４の出力
が遅延器２１により時間τだけ遅延されリミッタ１７ｂ
の出力と同位相になり係数器１５ｃにてＫ２倍に振幅調
整されてから入力される。加算器１６ｃはこれらの信号
を加算し帯域制限フィルタ１８ｂに出力する。帯域制限
フィルタ１８ｂは帯域制限フィルタ１８同様不要な高調
波成分を除去して端子２０に信号を出力する。この実施
例においては回路ブロック２２においてリミッタ１７ｂ
による側帯波の再生があるため、図６の実施例に比較し
てより上側帯波が増強された信号を出力することができ
、より一層反転現象を生じにくいイコライザ回路となる
。また、この実施例においては上側帯波の増強を補助す
る回路ブロックを回路ブロック２２一段としたが、本発
明はこれに限るものではなく回路ブロック２２と同様の
回路ブロックを複数段縦続に接続してもよい。また前記
したように帯域制限フィルタ１８、１８ｂは必ずしも必
要ではなく、伝送帯域が確保でき且つリミッタでの損失
が補償できれば帯域制限フィルタ１８、１８ｂはなくて
もよい。また帯域制限フィルタ１８を除去した場合は、
位相合わせを行うための遅延器２１も必要ない。これら
の場合においても、本実施例と同等の効果が得られるこ
とは明白であり本発明の主旨にそうものである。

【００２９】尚、図６及び図１１の実施例において自乗
正弦フィルタ１３及び自乗余弦フィルタ１４の中心周波
数を搬送波周波数であるｆｃに設定しているが、本発明
はこれに限るものではなく、上記中心周波数をその磁気
記録再生において最適の周波数例えば上側帯波帯もしく
は更に高い周波数、具体的には搬送波周波数の２倍近く
に設定しても良く、この場合も同様の効果が得られるこ
とは明白である。

【００３０】以上、本発明をＶＴＲの再生回路に適用し
た場合について実施例を示し説明したが、本発明は磁気
記録再生装置に限るものではなく、例えばビデオディス
クプレーヤなどＦＭ変調を用いて記録された情報信号を
光学的に再生する装置の場合にも適用でき、本発明のイ
コライザ回路によって同様の効果が得られ、さらに、Ｆ
Ｍ変調記録に限らず、例えば情報信号がＰＣＭ変調によ
ってディジタル的に記録された場合の再生装置にも適用
でき、この場合は、本発明の共振補正回路によって同様
の効果が得られ、これらいずれの場合にも本発明の主旨
にそうものである。

【００３１】

【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば磁気
ヘッド及び再生増幅器により生じる共振特性を、ＣＮ比
を劣化させることなく補正することができ、これにより
共振周波数の設定が自由になり磁気ヘッドの巻線数等を
最適にすることができ、より一層ＣＮ比を向上させるこ
とができる。また、イコライザ回路において側帯波を再
生し反転現象を防止するためイコライズ特性を最適化す
ることができ、歪がなくＳＮ比の良い再生映像を得るこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。

【図２】磁気ヘッドと再生増幅器の等価回路を示す図で
ある。

【図３】本発明に係る共振補正回路の回路図である。

【図４】共振補正回路の動作を示す特性図である。

【図５】磁気ヘッドのインピーダンス特性を示す特性図
である。

【図６】本発明に係るイコライザ回路の一実施例を示す
ブロック図でる。

【図７】自乗正弦フィルタ及び自乗余弦フィルタの特性
を示す特性図である。

【図８】自乗正弦フィルタ及び自乗余弦フィルタの動作
を示すスペクトル図である。

【図９】イコライザ回路の動作を示すスペクトル図であ
る。

【図１０】イコライザ回路のイコライズ特性を示す特性
図である。

【図１１】本発明に係るイコライザ回路の他の実施例を
示すブロック図である。

【図１２】従来の共振補正回路の動作を示す特性図であ
る。

【符号の説明】

２…磁気ヘッド、　　３…再生増幅器、　　４…ロータ
リトランス、　　６…共振補正回路、　　７…イコライ
ザ回路、　　８…リミッタ回路、　　９…ＦＭ復調回路
、３０…回転シリンダ、　　１１２、１１４、１１８ａ
、１１８ｂ、１１９ａ、１１９ｂ…抵抗、　　１１３…
インダクタ、　　１１５、１１７ａ、１１７ｂ…コンデ
ンサ、１１６ａ、１１６ｂ、１１６ｃ…バッファアンプ
、　　１３…自乗正弦フィルタ、１４…自乗余弦フィル
タ、　　１５ａ、１５ｂ、１５ｃ…係数器、１６ａ、１
６ｂ、１６ｃ…加算器、　　１７、１７ｂ…リミッタ、
１８、１８ｂ…帯域制限フィルタ。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】変調されて磁気記録媒体（１）に記録され
た情報信号を磁気ヘッド（２）により再生する磁気記録
再生装置において、上記磁気ヘッド（２）からの再生出
力を再生増幅器（３）に供給する手段と、上記磁気ヘッ
ドのインダクタンス分（ＬＨ）と抵抗分（ＲＨ）、及び
上記再生増幅器の入力容量（Ｃ）により形成される共振
回路の共振特性に対し、それとほぼ逆特性の伝達関数を
有する共振補正回路（６）と、上記共振補正回路（６）
を上記再生増幅器（３）の後段に接続する手段と、を備
え、上記再生増幅器（３）から再生増幅されて出力され
る上記変調された情報信号を、上記共振補正回路（６）
にて上記共振回路の共振特性を補正してから復調するよ
うに構成したことを特徴とする情報信号の再生装置。
【請求項２】上記共振補正回路（６）は、少なくとも、
上記磁気ヘッド（２）のインダクタンス分とほぼ同じイ
ンダクタンス値（ＬＨ）を有するインダクタ（１１３）
と、上記磁気ヘッドの抵抗分とほぼ同じ抵抗値（ＲＨ）
を有する抵抗（１１４）と、上記再生増幅器の入力容量
とほぼ同じ容量値（Ｃ）を有するキャパシタ（１１５）
と、を備えて構成され、その伝達関数は有理関数で表さ
れて、その有理関数の分子項が、少なくとも１＋Ｓ・Ｃ
・ＲＨ＋Ｓ２・ＬＨ・Ｃ　　を有するように構成された
ことを特徴とする請求項１に記載の情報信号の再生装置
。
【請求項３】変調されて磁気記録媒体（１）に記録され
た情報信号を回転シリンダ（３０）内に設置された磁気
ヘッド（２）により再生する磁気記録再生装置において
、上記磁気ヘッド（２）からの再生出力を上記回転シリ
ンダ（３０）内に設置された再生増幅器（３）に供給す
る手段と、上記再生増幅器からの出力を上記回転シリン
ダ（３０）内に設置されたロータリトランス（４）のロ
ータ側に供給する手段と、上記磁気ヘッドのインダクタ
ンス分（ＬＨ）と抵抗分（ＲＨ）、及び上記再生増幅器
の入力容量（Ｃ）により形成される共振回路の共振特性
に対し、それとほぼ逆特性の伝達関数を有する共振補正
回路（６）と、上記ロータリトランス（４）のステータ
側の出力を上記共振補正回路（６）に供給する手段と、
を備え、上記再生増幅器（３）から再生増幅されて出力
される上記変調された情報信号を、上記ロータリトラン
ス（４）を介して上記共振補正回路（６）に供給し、上
記共振補正回路（６）にて上記共振回路の共振特性を補
正してから復調するように構成したことを特徴とする情
報信号の再生装置。
【請求項４】ＦＭ変調されて記録媒体に記録された情報
信号を再生する記録再生装置において、上記記録媒体よ
り再生された再生信号をリニアな位相特性と自乗正弦特
性で近似される振幅特性を有する第１のフィルタ（１３
）に供給する手段と、上記再生信号をリニアな位相特性
と自乗余弦特性で近似される振幅特性を有する第２のフ
ィルタ（１４）に供給する手段と、これら第１のフィル
タ（１３）と第２のフィルタ（１４）の出力を所定の加
算比で加算する第１の加算器（１６ａ）と、上記第１の
加算器の出力を振幅制限作用を有するリミッタ（１７）
に供給する手段と、上記リミッタ（１７）の出力と上記
第２のフィルタ（１４）の出力を所定の加算比で加算す
る第２の加算器（１６ｂ）と、を具備し、上記第２の加
算器（１６ｂ）より、上記再生信号の側帯波の振幅変化
を等化した出力を得るようにしたことを特徴とする情報
信号の再生装置。
【請求項５】上記第１のフィルタ（１３）の振幅特性で
ある自乗正弦特性が、ｆを入力信号の周波数、Ｔを時間
の単位を有する定数とし、Ｓｉｎ２（２・π・ｆ・Ｔ）で与えられ、上記第２のフィルタ（１４）の振幅特性で
ある自乗余弦特性が、Ｃｏｓ２（２・π・ｆ・Ｔ）で与えられ、上記第１のフィルタ（１３）及び第２のフ
ィルタ（１４）の振幅特性の中心周波数ｆ＝１／（４・Ｔ）が、上記再生信号のＦＭ搬送波の周波数とほぼ等しくな
るようにしたことを特徴とする請求項４に記載の情報信
号の再生装置。
【請求項６】ＦＭ変調されて記録媒体に記録された情報
信号を再生する記録再生装置において、上記記録媒体よ
り再生された再生信号をリニアな位相特性と自乗正弦特
性で近似される振幅特性を有する第１のフィルタ（１３
）に供給する手段と、上記再生信号をリニアな位相特性
と自乗余弦特性で近似される振幅特性を有する第２のフ
ィルタ（１４）に供給する手段と、これら第１のフィル
タ（１３）と第２のフィルタ（１４）の出力を所定の加
算比で加算する第１の加算器（１６ａ）と、上記第１の
加算器の出力を振幅制限作用を有するリミッタ（１７）
に供給する手段と、上記リミッタ（１７）の出力と上記
第２のフィルタ（１４）の出力を所定の加算比で加算す
る第２の加算器（１６ｂ）と、上記第２の加算器（１６
ｂ）の出力に帯域制限を行なう第３のフィルタ（１８）
と、を具備し、上記第３のフィルタ（１８）より、上記
再生信号の側帯波の振幅変化を等化した出力を得るよう
にしたことを特徴とする情報信号の再生装置。
【請求項７】ＦＭ変調されて記録媒体に記録された情報
信号を再生する記録再生装置において、上記記録媒体よ
り再生された再生信号をリニアな位相特性と自乗正弦特
性で近似される振幅特性を有する第１のフィルタ（１３
）に供給する手段と、上記再生信号をリニアな位相特性
と自乗余弦特性で近似される振幅特性を有する第２のフ
ィルタ（１４）に供給する手段と、これら第１のフィル
タ（１３）と第２のフィルタ（１４）の出力を所定の加
算比で加算する第１の加算器（１６ａ）と、上記第１の
加算器の出力を振幅制限作用を有する第１のリミッタ（
１７）に供給する手段と、上記第１のリミッタ（１７）
の出力と上記第２のフィルタ（１４）の出力を所定の加
算比で加算する第２の加算器（１６ｂ）と、上記第２の
加算器（１６ｂ）の出力を振幅制限作用を有する第２の
リミッタ（１７ｂ）に供給する手段と、上記第２のリミ
ッタ（１７ｂ）の出力と上記第２のフィルタ（１４）の
出力を所定の加算比で加算する第３の加算器（１６ｃ）
と、を具備し、上記第３の加算器（１６ｃ）より、上記
再生信号の側帯波の振幅変化を等化した出力を得るよう
にしたことを特徴とする情報信号の再生装置。
【請求項８】ＦＭ変調されて磁気記録媒体（１）に記録
された情報信号を磁気ヘッド（２）により再生する磁気
記録再生装置において、上記磁気ヘッド（２）からの出
力を再生増幅器（３）に供給する手段と、上記磁気ヘッ
ドのインダクタンス分（ＬＨ）と抵抗分（ＲＨ）、及び
上記再生増幅器の入力容量（Ｃ）により形成される共振
回路の共振特性に対し、それとほぼ逆特性の伝達関数を
有する共振補正回路（６）と、上記共振補正回路（６）
を上記再生増幅器（３）の後段に接続する手段と、上記
共振補正回路（６）からの再生信号をリニアな位相特性
と自乗正弦特性で近似される振幅特性を有する第１のフ
ィルタ（１３）に供給する手段と、上記再生信号をリニ
アな位相特性と自乗余弦特性で近似される振幅特性を有
する第２のフィルタ（１４）に供給する手段と、これら
第１のフィルタ（１３）と第２のフィルタ（１４）の出
力を所定の加算比で加算する第１の加算器（１６ａ）と
、上記第１の加算器の出力を振幅制限作用を有するリミ
ッタ（１７）に供給する手段と、上記リミッタ（１７）
の出力と上記第２のフィルタ（１４）の出力を所定の加
算比で加算する第２の加算器（１６ｂ）と、上記第２の
加算器（１６ｂ）からの出力をＦＭ復調器（９）に供給
する手段と、を備えて構成されたことを特徴とする情報
信号の再生装置。