JPH04221777A - 信号解析装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はスペクトラムアナライザ
およびネットワークアナライザのような掃引信号解析機
器に関し、特にそのような機器の高速掃引を可能にする
方法および装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ここで用いる「掃引信号解析機器」とい
う語は掃引局部発振器を用いて入力信号を中間周波数へ
混合してからフィルタする全ての電子機器の総称である
。最も一般的な掃引信号解析機器はスペクトラムアナラ
イザとネットワークアナライザであり、本発明で図示し
たのはこれらの機器に関してである。スペクトラムアナ
ライザにおいて、解析すべき入力信号は掃引局部発振器
を用いて中間周波数（ＩＦ）にヘテロダインされる。 ＩＦ信号は狭帯域のフィルタでフィルタされる。掃引局
部発振器はヘテロダインダウンされた入力信号の全ての
周波数を「掃引」して周波数固定のＩＦフィルタを通過
させる効果を持ち、それによってフィルタは入力信号の
スペクトル成分を分解できる。ＩＦフィルタの後段に縦
続接続された検波器によってフィルタ帯域内の信号電力
が決定され、典型的には機器に接続した図表示装置上に
表示される。

【０００３】未知の信号を解析する代わりに未知のネッ
トワークを解析するという点を除いてネットワークアナ
ライザはスペクトラムアナライザと多くの点で類似して
いる。これを行うために機器は未知のネットワークを既
知の信号で励起し、結果として生じた信号の位相および
振幅特性をモニタし、それによってネットワークの伝達
関数を特徴づけることが可能になる。また、機器は掃引
局部発振器に依存して入力信号を中間周波数にヘテロダ
イン検波しており、ＩＦ信号は解析する前にもう一度フ
ィルタされる。しかしながら、ネットワークアナライザ
において、ＩＦフィルタの役割は狭い分解能帯域幅の提
供よりはむしろノイズの影響の除去であり、フィルタさ
れたＩＦ信号を解析して電力よりむしろＩＦ信号の位相
および振幅を決定する。さらに解析にはＩＦ信号を原の
励起信号に「正規化」し、励起源に関係した誤差を減少
することも含まれる。

【０００４】全ての掃引信号解析機器には共通の制限が
ある。すなわち掃引動作に起因する測定誤差である。ス
ペクトラムアナライザにおいて、これらの誤差はＩＦフ
ィルタの性能の劣化として現れる。掃引速度が速くなる
につれて入力信号のスペクトル成分はフィルタを通して
高速で掃引される。これら準過渡信号に対するフィルタ
の作用はガウス型フィルタ応答を用いて最適化でき、そ
れによってリンギングや行き過ぎ量などの従来のダイナ
ミック応答の問題が最小になる。しかしながら、ある一
定の掃引速度以上では理想的なガウス型フィルタでさえ
フィルタ通過帯域の拡大と振幅（すなわち、電力）応答
における誤差のため不満足なものとなる。特に、掃引速
度が無限に大きくなるとフィルタ通過帯域はインパルス
応答型に近づき、応答の振幅は掃引速度の平方根で減少
する。

【０００５】理想的なガウス型応答はしばしば多くの単
一同調型フィルタ段を縦続接続して近似できる。（真の
ガウス型応答は因果律を満たさないので物理的には実現
できない。）これら縦続段は一般的にはコンデンサ、イ
ンダクタ、あるいはクリスタルを含み、したがって伝達
関数には極がある。極のある伝達関数は全て群遅延が平
坦でなくなり、これは非線形位相応答としても知られて
いる。そのようなフィルタに関した一つの問題は入力過
渡信号の立ち下がり端より立ち上がり端に素早く応答す
ることである。もう一つの問題は立ち下がり端がノイズ
フロアに向かって滑らかに落下せずノッチやリンギング
を示すことである。小さな信号を大きな信号近くの下降
端の乱れから区別することは難しくなる。高速掃引に起
因した振幅誤差に関連して、これらの問題により従来の
アナライザの最大掃引速度はフィルタ帯域幅の二乗の半
分（．５ＢＷ２　）に制限される。この速度で振幅誤差
は約１．１８％、すなわち０．１ｄＢ以下であり、一般
的には許容できる精度とみなされる。

【０００６】高速掃引により生ずる振幅誤差および通過
帯域内歪みの数学的導出は１９６５年５月のＨｅｗｌｅ
ｔｔ−Ｐａｃｋａｒｄ　Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｎｏ
ｔｅ　６３　の付録Ｂ（ここでは付録Ａとして添付した
）に述べられている。Ｔｓａｋｉｒｉｓが１９７７年１
１月にＲｅｖ．　Ｓｃｉ．　Ｉｎｓｔｒｕｍ．、第４８
巻、第１１号に”Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ　ｏｆ　ａＳｐ
ｅｃｔｒｕｍ　Ａｎａｌｙｚｅｒ　Ｕｎｄｅｒ　Ｄｙｎ
ａｍｉｃ　Ｏｐｅｒａｔｉｎｇ　Ｃｏｎｄｉｔｉｏｎｓ
”と題して述べた記事には様々なスペクトラムアナライ
ザフィルタに関する同様な分析が含まれる。ネットワー
クアナライザにおいて、掃引に関連した誤差は正規化時
の誤差として現れ、ノイズ制限フィルタの周波数および
位相応答の両方の不整として現れる。また、これらの誤
差は掃引速度に伴って増加し、関心のある周波数範囲を
ネットワークアナライザが掃引できる最大速度を制限す
る。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は上述し
た従来技術の問題点を解消し、高速で掃引した場合でも
精度の高い測定が行える方法および装置を提供すること
にある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明に従えば、様々な
技術を用いてフィルタ回路を最適化し、ＩＦ信号を後処
理することによって高速掃引時の誤差を補償することで
、従来掃引解析機器の最大掃引速度を抑制してきた掃引
速度制限は除去される。

【０００９】

【実施例】掃引周波数入力信号に対する理想的なガウス
型フィルタの応答の解析により、応答が両方完全に予測
できること、および従来の装置における明白な歪みは存
在しないことがわかる。改善されたフィルタはガウス型
振幅応答に近く、群遅延が平坦で「過掃引」が可能であ
る。定常信号の振幅の減少は予測可能であり、帯域幅と
掃引速度の関数である。この振幅変化を補償に用いて正
確な振幅測定ができる。

【００１０】また解析により、一定の掃引速度に対して
従来の帯域幅より狭い帯域幅の方が実際にはＳ／Ｎ比が
改善されることが示される。掃引速度および分解能（フ
ィルタ）帯域幅が以下の式の関係にある場合にＳ／Ｎ比
は最大になる。 　　　　　　　　　　　　掃引速度＝２．２６６（ＢＷ
２　）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１
）この時Ｓ／Ｎ比は従来の帯域幅より２ｄＢ近く良好で
ある。これはノイズレベルが約３ｄＢ減少する間に「過
掃引」のため信号レベルは約１ｄＢしか減少しないとい
う事実によるものである。

【００１１】図１は数個のガウス型フィルタの帯域を数
桁の掃引速度に渡って示したものである。掃引速度と帯
域幅の違いがＳ／Ｎ比に及ぼす影響が容易に判る。さら
に、本発明によって改良された掃引スペクトル解析の別
の側面は信号の周波数分解能である。分解能の改善とは
より接近した信号が識別できることを意味する。ここで
「見掛けの分解能」という有用な概念を導入する。これ
はピーク応答以下のある適切なレベルの掃引応答帯域幅
として定義される。掃引信号に対するフィルタの応答は
ゆっくり掃引される時には定常周波数応答に近づき、高
速掃引時にはインパルス応答に近づくことが一般的に知
られている。理想ガウス型周波数応答フィルタはガウス
型のインパルス応答をする。ガウス型フィルタの見掛け
の分解能はゆっくり掃引される場合にはまさに分解能帯
域幅になる。ガウス型フィルタが早く掃引されると見掛
けの分解能は幅広くなるが、応答はガウス型のままであ
る。従来の掃引速度でさえ見掛けの分解能は公称分解能
帯域幅より数パーセント幅広になる。

【００１２】さらに解析すると、一定の掃引速度に対し
て実際の帯域幅が従来のものより少ない場合、見掛けの
分解能はより狭くなることがわかる。これは過掃引され
た場合フィルタの見掛けの分解能はより広くなるが、初
めの分解能は良かったという事実によるものである。実
際、見掛けの分解能を最小にする最適なフィルタの帯域
幅はＳ／Ｎ比を最大にする帯域幅と同じである。フィル
タ応答はインパルス応答に近づくので見掛けの分解能は
より小さい帯域幅に対してさえ悪くなる。インパルス応
答の長さは帯域幅に逆比例して変化する。前述の背景と
図２を参照すると本発明の一つの実施例に従ったスペク
トラムアナライザ１０はアナログ入力１２、掃引局部発
振器１６が付随したミキサ１４、アナログＩＦチェーン
１８、アナログー直交デジタル変換回路２０および後処
理回路２２を含む。

【００１３】アナログＩＦチェーン１８はＩＦフィルタ
２４を含み、アナライザの分解能帯域幅を設定する。本
発明の一実施例に従えばこのフィルタの作用は位相応答
および群遅延特性を改良することにより最適化される。 フィルタ２４は幾つかの形を採ることが判る。一実施例
において、フィルタは縦続集中素子、あるいはクリスタ
ル、あるいは表面弾性波技術によりアナログの形で実現
される。そのようなフィルタはガウス型に近い振幅応答
を生ずる様に等化でき、検波されたスペクトラムを歪ま
せるような許容できない応答を効果的に除去する。他の
実施例では、フィルタは有限インパルス応答（ＦＩＲ）
設計で実現され、それによって完全に均一な群遅延を達
成する。（後者の実施例においては、もちろんフィルタ
する前にＩＦ信号をデジタルの形に変換せねばならない
。）また、ほとんどガウス型の応答が得られ、フィルタ
に起因する歪み機構は著しく減少する。

【００１４】アナログー直交デジタル変換回路２０はア
ナログ／デジタル変換器回路２６、一組のミキサ２８、
３０および対応する一組の（好適には線形位相〔均一群
遅延〕特性の）低域通過フィルタ３２、３４を含む。ア
ナログ／デジタル変換器２６は周期的にＩＦ信号をサン
プルし、それに対応した一連のデジタルデータサンプル
を出力する。ミキサ２８、３０はデジタルサンプルにｓ
ｉｎωｔおよびｃｏｓωｔを掛け、ＩＦ信号の実数成分
と虚数成分のデジタル表現を与える。線形位相（すなわ
ち平坦群遅延）フィルタ３２、３４はベースバンドの直
交信号をフィルタする。これは周波数ωＩＦ／２πＨｚ
に中心のある線形位相（すなわち均一群遅延）フィルタ
を提供することに等しい。直交アナログ／直交デジタル
変換回路２０は米国特許第４，５９４，５５５　号に特
に述べられているように一般に既知であり、ここで参照
として組み入れた。

【００１５】図示した実施例のフィルタ３２、３４は図
３に示すようにデジタル的に実現される。図示したフィ
ルタのトポロジーにおいて、タップ係数は２のべき数に
なるように選択し、掛算器の代わりにビット移相器が使
えるようにする。それぞれのフィルタは２４ビット論理
および２５０ＫＨｚのサンプルクロック速度で実現され
、１８ＫＨｚのフィルタ帯域幅が得られる。（実際には
、サンプル速度の２倍でフィルタを通過するデータを多
重化することにより実部および虚部の両データに対して
単一のフィルタを用いる。）ＩＦ信号をＩＦフィルタ２
４で繰り返しフィルタし、フィルタを通る度にデータ帯
域幅およびサンプル速度を効果的に半分にすることでフ
ィルタの幅をより狭くできる。（そのような「デシメー
ション」フィルタの理論および実現法は米国特許第４，
８８１，１９１　号に述べられており、ここでも参照と
して組み入れられている。）もちろん、フィルタ３２、
３４はもし所望であればアナログの形に変えて実現でき
る。

【００１６】ガウス型フィルタ応答を使用しても　．５
ＢＷ２　で掃引するときアナライザには０．１ｄＢの振
幅減衰があり、掃引を速くすればさらに減衰する。この
振幅減衰は損失を予測し、掃引に依存してそれを補償す
るような利得を適用することで修正できる。利得は信号
路中ならばどこにでも印加できる。ほとんどの実現法に
おいて、利得補償はＣＰＵ制御後処理段２２に適用され
、後処理段２２は利得補償用較正メモリ３６を含む。必
要な補償量は少なくとも３つの方法で予測できる。第１
に掃引ガウス型応答を解いて計算できる。このアプロー
チは（前述のＴｓａｋｉｒｉｓ論文が示すように）解が
閉じた形の方程式にあるので魅力的であり、したがって
計算が効率的である。第２の技術では、実際のフィルタ
の計算モデルを用いるなどして必要な補償量をシミュレ
ートできる。 このアプローチはガウス型応答のような真のフィルタ応
答を近似するより正確であるが計算的には大変である。 しかしながら、シミュレーションは掃引速度の何倍かで
実行でき、補償量は後で使用するために表の形でセーブ
される。シミュレートされていない掃引速度に対しては
表の値から内挿できる。第３の補償技術では、必要な補
償量をスペクトラムアナライザシステムで実際に測定す
る。これは振幅が既知の信号を使って所望の速度で掃引
し、振幅の減少を測定することによってなされる。これ
は個々の機器のばらつきも考慮されるので魅力的である
。また、内挿を用いて必要な測定回数を極小化できる。

【００１７】また、高速掃引すると結果として出たデー
タに見掛け上の周波数偏移が起こる。この周波数偏移は
また（閉じた数学形式〔式はＴｓａｋｉｒｉｓ論文から
得られる〕か）あるいは前述の別の技術の一つによって
予測可能である。一旦予測されると、同様に補償可能で
ある。 前述の実施例はいくつかの技術的な改良をもたらしたこ
とがわかる。一つは信号解析機器に対して線形位相の近
似ガウス型のフィルタを使用することである。そのよう
なフィルタの振幅応答については同期単一同調フィルタ
段を縦続接続した従来技術に対する本質的な改良ではな
いが、位相応答については改良されている。すなわち、
図示した実施例で用いた線形位相フィルタはダイナミッ
クな状態でも本質的にはリンギングを伴わない対称通過
帯域を機器に提供する。Ｔｓａｋｉｒｉｓの記事はその
ような機器においては非対称通過帯域およびダイナミッ
クリンギングが避けられないことを指摘している。

【００１８】他に感度と分解能が改良されており、従来
より小さい帯域幅を用いて「過掃引する」ことにより達
成できる。また、Ｔｓａｋｉｒｉｓの記事は高速掃引は
分解能および感度の劣化につながるので避けるべきであ
ると指摘している。本発明の第２の実施例においては図
４のフィルタ２４’で示したように伝統的な複数の縦続
単一同調フィルタ段３８の配置を用いてＩＦフィルタ２
４を実現している。この場合、結果として生じた振幅損
失は先に詳述した３つの方法のどれを用いても予測でき
、従って補償できる。縦続段の群遅延は平坦ではないの
でフィルタはまた時間遅延を誘発し、周波数オフセット
に変換される。この誤差項も予測、修正できる。この実
施例に関連した数式の導出および補足的な詳細が添付し
た付録ＣからＥに載っている。同じ基礎的な原理を用い
てネットワークアナライザの掃引速度を増加できる。こ
の場合、誤差の機構は高速掃引のためネットワーク出力
信号の正規化における誤差、および機器のパラボリック
位相特性のＩＦ（ａｋａノイズ制限）フィルタを通して
掃引することによって引き起こされる誤差を含む。これ
らの誤差の機構は決定および補償が可能であり、付録Ｆ
に詳述した。

【００１９】図５は試験下のネットワーク４０の解析に
用いられるネットワークアナライザ３８を示す。アナラ
イザ３８は掃引ミキサ４２、ＩＦフィルタ４４、および
ＩＦフィルタ４４の後に縦続されパラボリック位相誤差
の影響を軽減する単純な３タップＦＩＲフィルタ４６を
含む。フィルタ４６の（対称）係数は以下の式で与えら
れる。 　　　　　　　　　　　　　　ｂ１　＝ｊ／４αＴ２　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２）
　　　　　　　　　　　　　　ｂ０　＝１−（ｊ／２α
Ｔ２　）　　　　　　　　　　　　　　（３）もっと複
雑な（すなわちタップ数がより多い）フィルタトポロジ
ーを用いて相応に良好な誤差補償を得ることもできる。

【００２０】他のパラボリック位相誤差補償技術は増加
周波数掃引の結果を対応する減少周波数掃引の共役複素
数に加えることである。さらにパラボリック位相誤差を
一様にする他の技術は生データをフーリエ変換し、パラ
ボリック位相項を掛け、次に逆フーリエ変換することで
ある。パラボリック位相誤差を補償する最後の技術は並
列フィルタ等化器を使用することである。アナライザフ
ィルタ４４は試験下のネットワークの周波数変換に窓を
かけることがわかる。窓関数の形を選べば高速掃引速度
の性能を最適化できる。所望の掃引速度で、もし試験下
のネットワークのインパルス応答がフィルタ（図６参照
）内に完全に落ちれば、フィルタは平坦な均一窓でなけ
ればいけない。

【００２１】他方、もしフィルタの外側にかなりのエネ
ルギーが落ちれば指数窓が有利であることがわかる。付
録Ｆに開示したように、異なった状況に対しては他の種
々の窓関数が有利である。従って機器に複数の窓関数と
それらの選択手段を備えることが望ましい。好適な実現
方法は単一のフィルタを備えて、異なる窓関数はデジタ
ル的に実現することである。（窓を選択することはデジ
タル信号解析器では既知であるが、ネットワークアナラ
イザではこれまで採用されていなかった。）そのような
実施例において、所望のフィルタはナイキストゼロ記号
干渉フィルタである。

【００２２】前述の誤差補償技術は全て試験下のネット
ワークとは独立であることがわかる。好適実施例を参照
しながら我々の発明の原理を記述し図示してきたが、本
発明の配置と詳細はその原理から外れることなく修正が
可能である。例えば、スペクトラムアナライザはデジタ
ルＩＦフィルタを参照しながら図示したが他の種々のフ
ィルタも代わりに使えることがわかる。たとえば、表面
弾性波（ＳＡＷ）フィルタが使用可能で殆ど平坦な群遅
延特性を持たせることが可能である。

【００２３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明を用いるこ
とにより、高速で掃引した場合でも精度の高い測定を行
うことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】ガウス型フィルタのいくつかの帯域幅を示す図
である。

【図２】本発明の一実施例を示す概略ブロック図である
。

【図３】図２の装置に用いられるデジタルＩＦフィルタ
の概略ブロック図である。

【図４】複数の縦続同調フィルタ段を備えたＩＦフィル
タの概略ブロック図である。

【図５】パラボリック位相掃引誤差を補正するための３
タップＦＩＲデジタルフィルタを用いたネットワークア
ナライザの部分概略ブロック図である。

【符号の説明】

１８：アナログＩＦチェーン、　　　　　　２０：アナ
ログ−直交デジタル変換回路 ２２：後処理回路、　　　　　　　　　　　　　　　　
３６：利得補償用較正メモリ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】可変周波数発振器を掃引して入力信号と混
   合し、中間周波数信号を得る掃引手段と、帯域幅ＢＷを
   有する周波数の副帯域を解析するために前記中間周波数
   信号をフィルタするフィルタ手段と、前記フィルタ後の
   周波数副帯域の振幅を検出する手段と、を備えて成り、
   前記フィルタ手段がデジタル有限インパルス応答フィル
   タを備えていることを特徴とする信号解析装置。
2. 【請求項２】被試験回路網を、第１速度で掃引される正
   弦波刺激で励振し、出力信号を発生する第１手段と、可
   変周波数発振器を前記第１速度で掃引して前記出力信号
   と混合し、中間周波数信号を得る第２手段と、前記中間
   周波数信号をフィルタし、該フィルタされた中間周波数
   信号の振幅と位相とを検出し、前記被試験回路網の伝送
   特性を周波数の関数として求め、前記被試験回路網の伝
   送特性を前記第１掃引速度に依存する窓関数でウインド
   ウ化する第３手段と、を備えた装置であって、各種窓関
   数を供給し、それらの間で選択する手段をさらに備えて
   成ることを特徴とする信号解析装置。