JPH0422205B2

JPH0422205B2 -

Info

Publication number: JPH0422205B2
Application number: JP11327983A
Authority: JP
Inventors: Yoshiji Fukai; Shigeru Goto
Original assignee: Yokogawa Electric Corp
Current assignee: Yokogawa Electric Corp
Priority date: 1983-06-23
Filing date: 1983-06-23
Publication date: 1992-04-16
Also published as: JPS604812A

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は、低周波励磁方式の電磁流量計の改良
に関する。一般に電磁流量計は、流体の流れ方向に対して
垂直に磁界を与え、同時に流体流路中の電気的信
号の変化を検出し、これに基づいて流体の流量を
計測するように構成されている。最近の電磁流量
計は、交流励磁方式や直流励磁方式に比して零点
の安定性にすぐれている台形波励磁や方形波励磁
などと呼ばれている低周波励磁方式のものが多く
用いられている。低周波励磁方式の電磁流量計で
は、励磁コイルに供給する電流を２つの定常値間
で周期的に切換えて、励磁電流が一定になつたと
き電極間に発生する誘起電圧をそれぞれ１回づつ
サンプリングした後隣り合つたサンプリング信号
の差をとることにより、電気化学的な直流電圧や
回路に基づくオフセツト電圧による影響を除去
し、流体の流量に対応した信号を得ている。この
ような低周波励磁方式の電磁流量計においても、
励磁電流が一定値に達してから十分な時間が経過
した後サンプリングしないと零点がドリフトす
る。これは電極間に発生する誘起電圧に、流体の
流量に比例した信号成分と電気化学的な直流電圧
や回路によるオフセツト電圧の外に、励磁電流の
切換に伴うノイズ成分が重畳されているためであ
る。このノイズ成分は、励磁電流の切換時に電極
と電極リード間のループで生ずる電磁結合ノイズ
と流体中を流れる渦電流が液抵抗と電極の海面電
気二重層容量とで形成される一次遅れ回路によつ
て生ずる渦電流ノイズとからなり、励磁電流を切
換えるたびに極性が反転するので、隣り合うサン
プリング信号の差をとつても消去できず、しかも
電磁結合ノイズは短時間で零になるが、渦電流ノ
イズは十分に時間が経過しないと零にならない。
よつて、零点の安定性の面から考えると励磁周波
数は低いほど有利であり、実用化されている電磁
流量計には商用電源周波数の1/32に選ばれている
ものもある。ところが励磁周波数をあまり低くす
ると応答性が遅くなつたり、制御ループを組んだ
ときハンチングを生じたりする。このため最近では、特開昭57−149919号公報に
示されているように、電磁流量計発信器の励磁コ
イルに定常値が正・零・負・零の順で繰り返す励
磁電流を供給し、電磁流量計発信器から与えられ
る励磁電流の定常値が正・零・負・零の各期間の
信号電圧をサンプリングして、信号処理回路で演
算を行うことによつて、励磁電流の切換えに伴う
ノイズ成分の影響を小さくするようにしたものが
ある。しかしながらこの方式においても、励磁電
流の切換えに伴うノイズ成分が、励磁電流が正ま
たは負のときの励磁期間のノイズ成分の大きさ
と、励磁電流が零のときの休止期間のノイズ成分
の大きさに差があるため、その差の影響を受け、
出力変動はまぬがれ得なかつた。また低周波励磁方式の電磁流量計においては、
励磁電流が変化すると誤差となるので、一般に励
磁回路には定電流回路が用いられている。定電流
回路では励磁電流を一定に保つために、励磁電流
を検出して得た電圧が設定電圧と等しくなるよう
にトランジスタで励磁電流を制御している。とこ
ろで、定電流制御用のトランジスタは電力損失が
多く、回路は小形高効率にできない欠点があつ
た。本発明は、励磁回路に電源電圧を安定化して設
定電圧に応じた正、負の直流電圧を出力するスイ
ツチングレギユレータを用い電磁流量計発信器の
励磁コイルに定常値が零・正・零・負の順で繰り
返す励磁電流を供給するとともに、信号処理回路
にマイクロコンピユータを用い、励磁電流が零の
休止期間に電磁流量計発信器の電極間に誘起する
電圧に関連する信号電圧を２回づつサンプリング
し、励磁電流が正または負の励磁期間には励磁電
流を検出して得た電圧と電磁流量計発信器の電極
間に誘起する電圧に関連する信号電圧をそれぞれ
１回づつサンプリングして、そのサンプリング値
をデイジタル量として取込み、これらサンプリン
グ値に基づいて、休止期間におけるノイズ成分の
大きさと励磁期間におけるノイズ成分の大きさの
差を補償して流量信号を算出する演算を行い、か
つ励磁電流に関連するサンプリング値に基づいて
前記スイツチングレギユレータの設定電圧を制御
し、励磁電流を一定に保つようにして、零点の安
定性および応答性にすぐれ、高精度に流量測定が
でき、しかも省力化された低周波励磁方式の電磁
流量計を実現したものである。第１図は本発明電磁流量計の一実施例を示す接
続図である。図において、１は電源回路、２は電
磁流量計発信器、３は励磁回路、４は信号処理回
路である。電源回路１はAC100VまたはDC24V等の電源
１１（図ではAC電源が示されている）と、電源
１１の出力を整流平滑する回路１２および整流平
滑回路１２の出力V₁を安定化するスイツチング
レギユレータ等の安定化回路１３とを有し、整流
平滑回路１２の出力V₁が励磁回路３に、安定化
回路１３の正、負の出力V₂₁，V₂₂が信号処理回
路４に与えられる。電磁流量計発信器２は、励磁
コイル２１と流体Ｆが流れる管路２２および電極
２３_a，２３_bとを有し、電極２３_a，２３_b間に流
体Ｆの流速ｖおよび励磁コイル２１に流れる励磁
電流I_Wに関連した誘起電圧e_aが発生する。励磁回
路３は、電源回路１からの電圧V₁をレギユレー
トし、設定電圧V_rで決まる一定値の正および負
の直流電圧V₃₁，V₃₂を出力するスイツチングレ
ギユレータ３１と、V₃₁，V₃₂をオンオフして励
磁コイル２１に零・正・零・負の順で繰り返す励
磁電流I_Wを流すためのスイツチ３２_a，３２_bおよ
び励磁電流I_Wを検出するための電流検出抵抗３３
とを有している。なおスイツチングレギユレータ
３１の設定電圧V_rは信号処理回路４から与えら
れる。信号処理回路４は、電磁流量計発信器２の電極
２３_a，２３_b間に誘起する電圧e_aを増幅する入力
増幅器４１と、電流検出抵抗３３からの検出電圧
e_cを増幅する増幅器４２と、増幅器４１の出力e_b
と増幅器４２の出力e_dを切換える入力切換スイツ
チ４３と、入力切換スイツチ４３で選択されバツ
フアBAを介して加わる電圧をデイジタル量に変
換するＡ／Ｄ変換器４４と、Ａ／Ｄ変換器４４か
らのデイジタル量を取込み、デイジタル演算を行
うマイクロコンピユータ４５と、マイクロコンピ
ユータ４５の演算結果の表示やパラメータの設定
を行う表示・設定部４６と、マイクロコンピユー
タ４５からのパルス幅信号PW₁を出力電流I₀に変
換するパルス幅電流変換回路４７と、マイクロコ
ンピユータ４５からのパルス幅信号PW₂を設定
電圧V_rに変換するパルス幅電圧変換回路４８と
を有している。マイクロコンピユータ４５は、マ
イクロプロセツサ（以下CPUという）４５_aと、
ROM（リードオンリイメモリ）とRAM（ランダ
ムアクセスメモリ）とを有するメモリ部４５_bと、
入出力インタフエイス４５_cと、表示・設定イン
タフエイス４５_dと、タイマ４５_eと、ウオツチド
グタイマ４５_fおよびデータバス４５_gから構成さ
れている。CPU４５_aは、入力切換スイツチ４３
の制御、Ａ／Ｄ変換器４４の制御、励磁回路３の
スイツチ３２_a，３２_bの制御およびデイジタル演
算、自己診断等をメモリ部４５_bのROMに格納さ
れているプログラムに基づいて行う。メモリ部４
５_bのRAMは、データの一時記憶等に用いるため
のメモリで、バツテリ４５_hによつてバツクアツ
プされており、入力レジスタや出力レジスタ等の
いくつかの専用レジスタを有している。入出力イ
ンタフエイス４５_cは、CPU４５_aと周辺回路間の
信号のやりとりを行うものである。タイマ４５_e
は演算のスキヤン周期例えば商用電源周波数が50
Hzの場合160ｍｓを管理するものであり、基本ク
ロツクとして水晶振動子によるクロツクが用いら
れ、５ｍｓ毎にCPU４５_aに対してタイマ割込信
号を出す。ウオツチドグタイマ４５_fはCPU４５_a
の異常やプログラムの異常によりCPU４５_aが正
常に動作しないとき働き、異常が検出された場合
には外部へフエイル信号Failを出すとともに、フ
エイルランプLP₁により表示を行う。表示・設定
インタフエイス４５_aは表示・設定部４６のキー
スイツチ４６_aによる入力の読込みと、表示部４
６_bおよびアラムランプLP₂の駆動を行うもので
ある。このように構成した本発明の動作を第２図の波
形図および第３図のフローチヤートを参照して以
下に説明する。まず励磁回路３のスイツチ３２_a，
３２_bはマイクロコンピユータからの駆動パルス
P₁で第２図イ，ロに示すようにオンオフが制御
され、スイツチ３２_aがオンで、スイツチ３２_bが
オフとなつている期間T₂には励磁コイル２１に
正方向（図の矢印方向）の励磁電流I_Wが流れ、ス
イツチ３２_aがオフで、スイツチ３２_bがオンとな
つている期間T₄には励磁コイル２１に逆方向
（図の矢印と反対方向）の励磁電流I_Wが流れ、ス
イツチ３２_a，３２_bが共にオフとなつている期間
T₁，T₃には励磁コイル２１には電流が流れない。
よつて励磁コイル２１には第２図ハに示すように
定常値が零の休止期間T₁，T₃と、正の励磁期間
T₂および負の励磁期間T₄を有する励磁電流I_Wが
供給される。１サイクルの周期τは160ｍｓに選
ばれ、各期間T₁，T₂，T₃，T₄はそれぞれ40ｍｓ
に選ばれて、商用電源周期の整数倍になつてい
る。なお励磁電流I_Wはスイツチ３２_a，３２_bで切
換えられたとき、励磁コイル２１のインダクタン
スと抵抗による時定数で実際には立上り、立下り
部分で遅れを伴つたのち定常値となるが図では省
略してある。電磁流量計発信器２の電極２３_a，
２３_b間には励磁電流I_Wに応じた誘起電圧e_aが発
生する。この誘起電圧e_aは信号処理回路４の入力
増幅器４１で増幅され、第２図ニに示すような信
号電圧e_bとなる。この信号電圧e_bには、管路２２
を流れる流体の流速ｖと励磁電流I_Wとに比例した
信号成分V_sの外に、励磁電流の切換えに伴うノ
イズ成分V_oと、電気化学的な直流電位によるオ
フセツト電圧成分V_fとが重畳されている。ノイ
ズ成分V_oは、励磁電流の切換時に電極と電極リ
ード間のループで生ずる電磁結合ノイズと、流体
中を流れる渦電流が液抵抗Ｒと電極の界面電気二
重層容量Ｃとで形成される一次遅れ回路によつて
生ずる渦電流ノイズを含んでいる。その結果第２
図ニに斜線で示すように信号電圧e_bを一定間隔
Δtで各期間に２回づつサンプリングしたときの
電圧e_b11，e_b12，e_b21，e_b22，e_b31，e_b32，e_b41，
e_b42，e_b51，e_b52はそれぞれ次式で与えられる。な
おオフセツト電圧成分V_fは200ｍｓ程度の短かい
時間では一定変化率で変化するとみなせるので、
テーラ展開して１次式近似で示してある。 e_b11＝V_o11＋V_f0 e_b12＝V_o12＋V_f0＋V_f1 e_b21＝V_s＋V_o21＋V_f0＋2V_f1 e_b22＝V_s＋V_o22＋V_f0＋3V_f1 e_b31＝−V_o11＋V_f0＋4V_f1 e_b32＝−V_o12＋V_f0＋5V_f1 e_b41＝−V_s−V_o21＋V_f0＋6V_f1 e_b42＝−V_s−V_o22＋V_f0＋7V_f1 e_b51＝V_o11＋V_f0＋8V_f1 e_b52＝V_o12＋V_f0＋9V_f1 (1) そして、励磁電流の切換えに伴うノイズ成分
V_oは励磁電流が一定のときはほぼ指数関数的に
減少していく。各期間のサンプリング間隔がΔt
であるので、V_o11とV_o12との間およびV_o21とV_o22
との間には次式の関係が成立する。しかも定常状態では、零・正・零・負の各期間
の間隔を2ΔtとしたときV_o11とV_o21とは、V_oの初
期値をV_o0、

【式】をＫとするとそれぞれ次式で与えられる。 V_o11＝Ｋ（１−K²）／１＋K⁴V_o0 V_o21＝Ｋ（１−K²）／１＋K⁴V_o0 (3) よつて、V_o12とV_o22との間には次式の関係があ
る。 V_o22＝１＋K²／１−K²V_o12 (4) よつて、マイクロコンピユータ４５は、第２図
ホに示す如き一定間隔Δtで駆動パルスP₂を発生
して入力切換スイツチ４３を駆動し、第２図ヘに
示すように休止期間では信号電圧e_bを２回づつサ
ンプリングし、励磁期間では励磁電流I_Wの検出電
圧e_cと信号電圧e_bを１回づつサンプリングして得
た電圧をＡ／Ｄ変換器４４を介して取込む。その
結果マイクロコンピユータ４５のメモリ部４５_b
のRAMの専用レジスタにはそれぞれ信号電圧e_b
のサンプリング値e_b11，e_b12，e_b22，e_b31，e_b32，
e_b42および電流検出電圧e_dのサンプリング値e_d1，
e_d2がデイジタル量としてメモリされる。これら
入力の読込みが終るとマイクロコンピユータ４５
は読込んだ信号電圧e_bと電流検出電圧e_dとがそれ
ぞれあらかじめ設定した許容範囲にあるかどうか
の判定を行い、e_cが許容範囲を越えたときは励磁
コイル２１がオーブンかシヨートしたと判断し、
警報信号ALを発生するとともに、表示・設定部
４６のアラムランプLP₂を点灯させる。またe_dが
許容範囲にあるにもかかわらず、e_bが許容範囲を
越えたときはパルス状の過大な入力が加わるた場
合（スラリノイズ）あるいは空状態で入力にオフ
セツトが現われた場合であり入力の異常と判断
し、同様に警報信号ALを発生するとともに、
LP₂を点灯させ、同時に表示器４６_bでどの異常
かを識別して表示する。e_bおよびe_dが許容範囲に
あれば、マイクロコンピユータ４５は休止期間
T₁，T₃に得られる信号電圧e_bのサンプリング値
e_b11，e_b12，e_b31，e_b32に相当するRAMにメモリ
されたデイジタル量を用いて、次式に相当するデ
イジタル演算を行い励磁期間のノイズ成分V_o12と
休止期間のノイズ成分V_o12の差に応じた補償値e_o
を算出して、RAMにメモリする。 e_o＝K²／１−K²（e_b32−2e_b31＋3e_b12−2e_b11） (5) ＝V_o22−V_o12 ただし、ｋ＝e_b32−2e_b31＋3e_b12−2e_b11／2e_b32−3e_b31＋2e_b
12−e_b1＝Ｋこの補償値e_oとRAMにメモリされた休止期間
T₁，T₃と励磁期間T₂，T₄に得られた信号電圧e_b
のサンプリング値e_b12，e_b22，e_b32，e_b42に相当す
るデイジタル量を用いて次式に相当するデイジタ
ル演算を行うと、 e_s＝１／２（−e_b42＋e_b32＋e_b22−e_b12）−e_o＝V_s(6
) となり、オフセツト電圧成分V_fと励磁電流の切
換えに伴うノイズ成分V_oを有効に除去でき、信
号成分V_sのみに関連した出力e_sが得られる。この
演算結果もRAMにメモリされる。さらにマイクロコンピユータ４５は、信号成分
V_sが励磁電流I_Wに関連しているので、その変動
による栄光を除去するために、RAMにメモリさ
れた励磁電流I_Wの検出電圧e_dのサンプリング値
e_d1，e_d2に相当するデイジタル量と信号成分を演
算した結果e_sとの間で、次式に相当するデイジタ
ル演算を行う。 e_p＝2e_s／e_d1−e_d2 (7) この演算結果もまたRAMにメモリされる。そ
してマイクロコンピユータ４５はRAMにメモリ
されたe_pに相当する演算結果をパルス幅信号PW₁
に変換し、入出力インタフエイス４５_c介して前
段にフオートカプラ等の絶縁手段を有するパルス
幅電流変換回路４７に与え、アナログの出力電流
I_Oとして出力するとともに、パルス数Ｎに変換し
て入出力インタフエイス４５_cを介して出力する。
さらに演算結果は表示・設定部４６のデータ表示
器で表示される。次にマイクロコンピユータ４５は、あらかじめ
表示・設定部４６により設定された設定値αと
RAMに記憶されている励磁電流I_Wの定常値I_Sに
相当する検出値（e_d1−e_d2）／２との偏差に例え
ばPI演算（比例＋積分演算）を行い、スイツチ
ングレギユレータ３１の設定電圧V_rの値に相当
するデイジタル値を算出する。このデイジタル値
はパルス幅信号PW₂として出力され、前段にフ
オートカプラ等の絶縁手段を有するパルス幅電圧
変換回路４８を介してスイツチングレギユレータ
３１に設定電圧V_rとして与えられる。その結果
励磁期間中のスイツチングレギユレータ３１の出
力電圧V₃₁，V₃₂の値が制御され、励磁電流I_Wの
定常値I_Sを一定に保つ。このように励磁回路３に
電力損失が少なく、小形高効率化が容易なスイツ
チングレギユレータ３１を用い、しかも励磁電流
I_Wの定常値を一定に保つことができるので、従来
の定電流回路を用いた励磁回路に比して消費電力
を極端に少なくできる。なお上述では、補償値e_oを休止期間T₁，T₃の
サンプリング値を用いて算出する場合を例示した
が、休止期間T₁，T₃と次のサイクルの休止期間
T₁のサンプリング値e_b11，e_b12，e_b31，e_b32，e_b51，
e_b52をデイジタル量としてマイクロコンピユータ
４５に取込み、次式に相当するデイジタル演算を
行い、V_o11，V_o12およびＫに相当する値e_o1，e_o2
およびｋを求めた後補償値e_oを算出してもよい。 e_o1＝e_b11−2e_b31＋e_b51／４＝V_o11 e_o2＝e_b12−2e_b32＋e_b52／４＝V_o12 ｋ＝e_o2／e_o1＝V_o12／V_o11＝Ｋ e_o＝2K²／１−K²e_o2＝2e_o2 ³／e_o1 ²−e_o2 ²＝V_o22−V_o1
2 この場合e_o1およびe_o2として、e_b11−2e_b31＋e_b51
およびe_b12−2e_b32＋e_b52の過去からの移動平均値
を用いると演算精度をさらに上げることができ
る。またＡ／Ｄ変換器４４として積分形のものを
用い、その積分時間をΔt／２としたときは、補
償値e_oは、e_b11−2e_b31＋e_b51の平均値をe_o1，e_b12
−2e_b32＋e_b52の平均値をe_o2とすると、 e_o＝e_o2 ⁴／e_o1（e_o2 ²−e_o1 ²）＝V_o22−V_o12(9) となる。また上述では、(6)式を用いて信号成分V_sを演
算しているが、次式で信号成分V_sの演算を行う
ようにしてもよい。 e_s＝１／２（e_b42−3e_b32＋3e_b22−e_b12）−e_o (9) ただし、(6)式と(9)式では信号処理回路４の入力
変換ノイズ比が、 √1²＋1²＋1²＋1²：√1²＋3²＋3²＋1²＝２：4.47
(10) で表わされるように、(6)式の方が(9)式に比して同
一の大きさの信号を得るための励磁電流が約1/2.
３になり、消費電力も約1/5にできる。さらに上述では、スイツチングレギユレータ３
１として正、負の直流電圧V₃₁，V₃₂を出力する
場合を例示したが、第４図に示すように４個のス
イツチ３２_a，３２_b，３２_c，３２_dを用いれば、
スイツチングレギユレータ３１として正または負
の直流電圧V₃₁，V₃₂のいずれか一方を出力する
ものを用いることができる。この場合電流検出抵
抗３３には正または負のいずれか一方向の電流し
か流れないので、電流検出電圧e_d1，e_d2の和が一
定になるように設定電圧V_rを制御すればよい。以上説明したように本発明においては、休止期
間におけるノイズ成分の大きさと励磁期間のノイ
ズ成分の大きさの差を補償して流量信号を算出す
る演算を行つているので、零点の安定性および応
答性にすぐれ、高精度に流量測定ができ、しかも
励磁回路に電力損失が少なく、小形高効率化の容
易なスイツチングレギユレータを用い、その設定
電圧を励磁電流が一定になるように制御している
ので、省力化された低周波励磁方式の電磁流量計
が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明電磁流量計の一実施例を示す接
続図、第２図はその動作説明のための波形図、第
３図は動作説明のためのフローチヤート、第４図
は本発明電磁流量計の他の実施例を示す接続図で
ある。１……電源回路、２……電磁流量計発信器、２
１……励磁コイル、２３_a，２３_b……電極、３…
…励磁回路、３１……スイツチングレギユレー
タ、３３……電流検出抵抗、４……信号処理回
路、４１……入力増幅器、４３……入力切換スイ
ツチ、４４……Ａ／Ｄ変換器、４５……マイクロ
コンピユータ、４６……設定・表示部、４７……
パルス幅電流変換回路、４８……パルス幅電圧変
換回路。

Claims

【特許請求の範囲】

１電磁流量計発信器と、電源電圧を安定化して
設定電圧に応じた直流電圧を出力するスイツチン
グレギレータと、前記電磁流量計発信器の励磁コ
イルに定常値が零・正・零・負の順で繰り返す励
磁電流を供給する励磁回路と、一定のサンプリン
グ間隔で前記励磁電流が零の休止期間には前記電
磁流量計発信器の電極間に誘起する電圧に関連す
る信号電圧を２回づつサンプリングし前記励磁電
流が正または負の励磁期間には励磁電流を検出し
て得た励磁検出電圧と前記信号電圧をそれぞれ１
回づつサンプリングするサンプリング手段と、前
記休止期間にサンプリングした値を用いて励磁期
間のノイズ成分と休止期間のノイズ成分の差に対
応した補償値を算出する補償値算出手段と、前記
休止期間及び前記励磁期間に得られた信号電圧の
サンプリング値と前記補償値とを用いてノイズ成
分を除去した中間流量信号を演算する中間流量演
算手段と、この中間流量信号と前記励磁検出電圧
の比率を演算して励磁電流の変動の影響を除去し
て流量信号を出力する流量演算手段と、予め設定
された設定値と前記励磁電流の検出電圧との偏差
に対して比例積分演算を実行して前記スイツチン
グレギユレータの設定電圧を制御するマイクロコ
ンピユータを有する信号処理回路を具えた電磁流
量計。