JPH04222465A - 電圧可変電源装置 - Google Patents
電圧可変電源装置Info
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- JPH04222465A JPH04222465A JP2407092A JP40709290A JPH04222465A JP H04222465 A JPH04222465 A JP H04222465A JP 2407092 A JP2407092 A JP 2407092A JP 40709290 A JP40709290 A JP 40709290A JP H04222465 A JPH04222465 A JP H04222465A
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- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 claims description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
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- 238000004804 winding Methods 0.000 description 4
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
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- 238000003079 width control Methods 0.000 description 1
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電圧可変電源装置に関す
る。
る。
【０００２】
【従来の技術】変流器や多数の電力量計を試験するため
には、その試験電流の範囲が広く（定格の１２０％〜２
．５％）、試験電源の調整にはタップ付変圧器による粗
調整とすべり変圧器による微調整とが用いられてきた。
には、その試験電流の範囲が広く（定格の１２０％〜２
．５％）、試験電源の調整にはタップ付変圧器による粗
調整とすべり変圧器による微調整とが用いられてきた。
【０００３】図６はその回路構成を示すものである。こ
の図において、１はタップ付変圧器、Ｔはそのタップ、
Ｓは各タップＴに接続されたスイッチであり、タップＴ
は並列に結ばれ、それらタップＴ，Ｔ，…のスイッチＳ
を選択的にオン状態とし、これにより対応するタップＴ
に応じた値の２次電圧を得るもので、スイッチＳ，Ｓ，
…の選択制御により間欠的に２次電圧を可変とされてい
るものである。
の図において、１はタップ付変圧器、Ｔはそのタップ、
Ｓは各タップＴに接続されたスイッチであり、タップＴ
は並列に結ばれ、それらタップＴ，Ｔ，…のスイッチＳ
を選択的にオン状態とし、これにより対応するタップＴ
に応じた値の２次電圧を得るもので、スイッチＳ，Ｓ，
…の選択制御により間欠的に２次電圧を可変とされてい
るものである。
【０００４】２はすべり変圧器、３はサーボモータであ
り、タップ付変圧器１の２次電圧は、このすべり変圧器
２の１次巻線に印加され、その２次電圧は２次巻線のす
べり接触子がサーボモータ３で駆動されることにより連
続的に可変となっているものである。
り、タップ付変圧器１の２次電圧は、このすべり変圧器
２の１次巻線に印加され、その２次電圧は２次巻線のす
べり接触子がサーボモータ３で駆動されることにより連
続的に可変となっているものである。
【０００５】この構成により、出力電圧Ｖｏｕｔ は、
スイッチＳのオン／オフ制御でその粗調整が、サーボモ
ータ３の駆動制御でその微調整が、それぞれなされるも
のである。
スイッチＳのオン／オフ制御でその粗調整が、サーボモ
ータ３の駆動制御でその微調整が、それぞれなされるも
のである。
【０００６】しかし、この種の電圧可変電源装置の場合
、その電圧可変制御がスイッチＳの開閉やサーボモータ
３によるすべり接触子の駆動のように機械的接点による
制御であるために、制御スピードが遅くなり、また制御
系の回路構成も複雑で、寿命の点からも静止化にするの
が望ましい。
、その電圧可変制御がスイッチＳの開閉やサーボモータ
３によるすべり接触子の駆動のように機械的接点による
制御であるために、制御スピードが遅くなり、また制御
系の回路構成も複雑で、寿命の点からも静止化にするの
が望ましい。
【０００７】また、機械的接点制御によらず電気的な制
御で電圧可変が可能な装置としてはリニア電力増幅器が
既に広範囲で普及されてはいるが、その数ＫＶＡものと
しては、発熱を生じ、その冷却のためのファン等を駆動
することが必要なこともあって、効率が悪く、また装置
が大型化する。
御で電圧可変が可能な装置としてはリニア電力増幅器が
既に広範囲で普及されてはいるが、その数ＫＶＡものと
しては、発熱を生じ、その冷却のためのファン等を駆動
することが必要なこともあって、効率が悪く、また装置
が大型化する。
【０００８】このような背景から、電圧の可変制御がも
っぱら電気的になされ、しかも効率の良い装置として、
インバータ電源が考えられた。図７はこのインバータ電
源の回路構成を示すものである。この図において、４〜
７はスイッチトランジスタであり、図８（ａ）、（ｂ）
に示すように、トランジスタ４，５およびトランジスタ
６，７の各組が交互にオン／オフ制御されることにより
、電流ｉ１ ，ｉ２ を交互に流し、図８（ｃ）に示す
ような電圧信号ｖ０ を得る。８はフィルタ回路であり
、このフィルタ回路８により電圧信号ｖ０ から高調波
成分を取除き正弦波を得るようになっている。この構成
によれば、トランジスタのスイッチがオンの時は電圧が
数〔Ｖ〕以下であり、オフのときは電流は零であること
から、いずれにしても消費電力は小さいという利点があ
る。
っぱら電気的になされ、しかも効率の良い装置として、
インバータ電源が考えられた。図７はこのインバータ電
源の回路構成を示すものである。この図において、４〜
７はスイッチトランジスタであり、図８（ａ）、（ｂ）
に示すように、トランジスタ４，５およびトランジスタ
６，７の各組が交互にオン／オフ制御されることにより
、電流ｉ１ ，ｉ２ を交互に流し、図８（ｃ）に示す
ような電圧信号ｖ０ を得る。８はフィルタ回路であり
、このフィルタ回路８により電圧信号ｖ０ から高調波
成分を取除き正弦波を得るようになっている。この構成
によれば、トランジスタのスイッチがオンの時は電圧が
数〔Ｖ〕以下であり、オフのときは電流は零であること
から、いずれにしても消費電力は小さいという利点があ
る。
【０００９】しかし、これだけの構成では、信号ｖ０
が多くの高調波を含むことから、低歪率化をするために
選択度の高いフィルタを用いなければならず、フィルタ
回路だけ大規模化してしまう。そこで、図９に示すよう
に、正弦波より高い変調周波数Ｃでコンパレータする変
調回路より、正弦波の瞬時値に対応したパルス幅の変調
波信号Ｃ′，Ｃ″を得て、その信号でインバータを駆動
し、ローパスフィルタで復調し基本波を得ているパルス
幅変調方式のインバータ電源が考えられた。この場合、
低次の高調波成分が小さいため、その分、大規模なフィ
ルタを用いなくとも歪みの少ない綺麗な正弦波が得られ
ることとなる。
が多くの高調波を含むことから、低歪率化をするために
選択度の高いフィルタを用いなければならず、フィルタ
回路だけ大規模化してしまう。そこで、図９に示すよう
に、正弦波より高い変調周波数Ｃでコンパレータする変
調回路より、正弦波の瞬時値に対応したパルス幅の変調
波信号Ｃ′，Ｃ″を得て、その信号でインバータを駆動
し、ローパスフィルタで復調し基本波を得ているパルス
幅変調方式のインバータ電源が考えられた。この場合、
低次の高調波成分が小さいため、その分、大規模なフィ
ルタを用いなくとも歪みの少ない綺麗な正弦波が得られ
ることとなる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかし、出力電圧は基
準信号のレベルを変えることで調整できるが、出力電圧
が小さくなるとスイッチングしたパルスの高さが一定で
あるために基本波に対して相対的に高調波成分が大きく
なる。このため、基準信号を変えて出力電圧を調整する
のは、出力電圧を一定の歪率で動作させることができな
くなり、試験用電源としては使用できない。
準信号のレベルを変えることで調整できるが、出力電圧
が小さくなるとスイッチングしたパルスの高さが一定で
あるために基本波に対して相対的に高調波成分が大きく
なる。このため、基準信号を変えて出力電圧を調整する
のは、出力電圧を一定の歪率で動作させることができな
くなり、試験用電源としては使用できない。
【００１１】なお、出力電圧が小さいときでも、出力波
形の歪を小さくするには、スイッチング素子に供給して
いる直流電圧を制御すればよいが、直流電圧等を制御す
ると効率が悪くなり回路も複雑になる。
形の歪を小さくするには、スイッチング素子に供給して
いる直流電圧を制御すればよいが、直流電圧等を制御す
ると効率が悪くなり回路も複雑になる。
【００１２】本発明は、このような実情に鑑みてなされ
たもので、その目的とするところは、パルス幅変調方式
のインバータ電源回路を用いて一定の歪率で効率良く出
力電圧を可変し、さらに出力電圧の位相角を任意に調整
することができるようにした電圧可変電源装置を提供す
ることにある。
たもので、その目的とするところは、パルス幅変調方式
のインバータ電源回路を用いて一定の歪率で効率良く出
力電圧を可変し、さらに出力電圧の位相角を任意に調整
することができるようにした電圧可変電源装置を提供す
ることにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の本発明の
電圧可変電源装置は、パルス幅変調方式の二つのインバ
ータ電源回路と、これら二つのインバータ電源回路の出
力についてベクトル合成し出力電圧とする変圧器と、そ
の二つのインバータ電源回路からの出力位相を制御する
位相制御回路とを備えている。
電圧可変電源装置は、パルス幅変調方式の二つのインバ
ータ電源回路と、これら二つのインバータ電源回路の出
力についてベクトル合成し出力電圧とする変圧器と、そ
の二つのインバータ電源回路からの出力位相を制御する
位相制御回路とを備えている。
【００１４】請求項２記載の本発明の電圧可変電源装置
は、特に、位相制御回路が二つのインバータ電源回路か
らの出力同士が基準信号位相に対する所定の位相角を境
に遅れ進み対称となるように該二つのインバータ電源回
路の出力位相を制御するようになっている。
は、特に、位相制御回路が二つのインバータ電源回路か
らの出力同士が基準信号位相に対する所定の位相角を境
に遅れ進み対称となるように該二つのインバータ電源回
路の出力位相を制御するようになっている。
【００１５】
【作用】二つのインバータ電源回路からの出力について
ベクトル和を取り合成すると、両者の位相差に応じて所
定のレベルの電圧信号が得られる。よって、二つのイン
バータ電源回路の出力位相を制御すれば、出力電圧を可
変することができる。
ベクトル和を取り合成すると、両者の位相差に応じて所
定のレベルの電圧信号が得られる。よって、二つのイン
バータ電源回路の出力位相を制御すれば、出力電圧を可
変することができる。
【００１６】本発明によれば、二つのインバータ電源回
路の出力位相を制御し、両インバータ電源回路出力をベ
クトル合成し、所定のレベルの電圧を得るようにしてい
るため、インバータ電源回路の出力レベルは一定で良く
、したがって、一定の歪率で出力電圧を可変可能となる
。
路の出力位相を制御し、両インバータ電源回路出力をベ
クトル合成し、所定のレベルの電圧を得るようにしてい
るため、インバータ電源回路の出力レベルは一定で良く
、したがって、一定の歪率で出力電圧を可変可能となる
。
【００１７】また、請求項２記載の本発明によれば、そ
の出力位相の制御を二つのインバータ電源回路からの出
力同士が基準信号位相に対する所定の位相角を境に遅れ
進み対称となるように行うため、合成された電圧信号の
基準信号に対する位相角を一定にした状態で出力電圧を
リニアに変化させることができる。
の出力位相の制御を二つのインバータ電源回路からの出
力同士が基準信号位相に対する所定の位相角を境に遅れ
進み対称となるように行うため、合成された電圧信号の
基準信号に対する位相角を一定にした状態で出力電圧を
リニアに変化させることができる。
【００１８】そして、上記所定の位相角もインバータ電
源回路の出力位相を変えることにより、変更できること
から、出力電圧の基準信号に対する位相角を任意に制御
することが可能となる。
源回路の出力位相を変えることにより、変更できること
から、出力電圧の基準信号に対する位相角を任意に制御
することが可能となる。
【００１９】
【実施例】以下に本発明の実施例について図面を参照し
つつ説明する。図１は本発明の第１実施例に係る電圧可
変電源装置の回路構成を示すものである。図１において
、１１，１２はパルス幅変調方式のインバータ電源回路
、１３，１４は変圧器である。インバータ回路１１の出
力は変圧器１３の１次巻線に印加され、インバータ回路
１２の出力は変圧器１４の１次巻線に印加される。これ
ら変圧器１３，１４の２次巻線は直列に接続され、その
直列回路の両端が出力端子とされており、インバータ電
源回路１１，１２の出力電圧Ｖ１ ，Ｖ２ は変圧器１
３，１４によりベクトル和が取られて合成され、その合
成電圧が出力電圧Ｖ３ として出力されるようになって
いる。
つつ説明する。図１は本発明の第１実施例に係る電圧可
変電源装置の回路構成を示すものである。図１において
、１１，１２はパルス幅変調方式のインバータ電源回路
、１３，１４は変圧器である。インバータ回路１１の出
力は変圧器１３の１次巻線に印加され、インバータ回路
１２の出力は変圧器１４の１次巻線に印加される。これ
ら変圧器１３，１４の２次巻線は直列に接続され、その
直列回路の両端が出力端子とされており、インバータ電
源回路１１，１２の出力電圧Ｖ１ ，Ｖ２ は変圧器１
３，１４によりベクトル和が取られて合成され、その合
成電圧が出力電圧Ｖ３ として出力されるようになって
いる。
【００２０】インバータ回路１１，１２は外部同期可能
なものであり、１５はそれらの出力位相角を制御する位
相制御回路である。ここで、各インバータ電源回路１１
，１２の出力電圧Ｖ１ ，Ｖ２ の位相角をθ１ ，θ
２としたとき、出力電圧Ｖ３ は、 Ｖ３ ＝Ｖ１ ｃｏｓθ１ ＋Ｖ２ ｃｏｓθ２ とな
る。位相制御回路１５は、それら二つのインバータ電源
回路１１，１２の出力位相θ１ ，θ２ を制御するも
のである。ここで、この位相制御回路１５の簡単な例と
しては図３に示すようなものが考えられる。このものは
基準信号Ｖを入力とし、これを時定数回路１６の時定数
に応じて移相するものである。例えば、インバータ電源
回路１１の出力電圧Ｖ１ の位相は基準信号Ｖと一致さ
せたままにし、他方のインバータ電源回路１２の出力位
相を制御する場合、この図３に示すような移送回路一つ
で実現できる。
なものであり、１５はそれらの出力位相角を制御する位
相制御回路である。ここで、各インバータ電源回路１１
，１２の出力電圧Ｖ１ ，Ｖ２ の位相角をθ１ ，θ
２としたとき、出力電圧Ｖ３ は、 Ｖ３ ＝Ｖ１ ｃｏｓθ１ ＋Ｖ２ ｃｏｓθ２ とな
る。位相制御回路１５は、それら二つのインバータ電源
回路１１，１２の出力位相θ１ ，θ２ を制御するも
のである。ここで、この位相制御回路１５の簡単な例と
しては図３に示すようなものが考えられる。このものは
基準信号Ｖを入力とし、これを時定数回路１６の時定数
に応じて移相するものである。例えば、インバータ電源
回路１１の出力電圧Ｖ１ の位相は基準信号Ｖと一致さ
せたままにし、他方のインバータ電源回路１２の出力位
相を制御する場合、この図３に示すような移送回路一つ
で実現できる。
【００２１】このようにθ１ を制御することにより、
図４に示すようにＶ３ の値を変化させることができる
こととなる。
図４に示すようにＶ３ の値を変化させることができる
こととなる。
【００２２】ただし、このものは、出力電圧Ｖ３ の位
相角は電圧値の変化に伴って変化することから、出力電
圧信号Ｖ３ の位相が変化しても差支えない場合はよい
が、電力量計試験用の電源とするような場合は次のよう
な制御が必要になる。
相角は電圧値の変化に伴って変化することから、出力電
圧信号Ｖ３ の位相が変化しても差支えない場合はよい
が、電力量計試験用の電源とするような場合は次のよう
な制御が必要になる。
【００２３】その制御は、図２に示すように二つのイン
バータ電源回路１１，１２からの出力Ｖ１ ，Ｖ２ が
基準信号Ｖの位相に対する所定の位相角θ３ を境に遅
れ進み対称となるように行われるようになっている。具
体的には、この位相制御回路１５には基準信号Ｖが入力
され、位相制御回路１５はこの基準信号Ｖを（θ３ −
θ１ ）および（θ３ −（−θ２ ））の２種に異な
らせて各インバータ電源回路１１，１２に与えるように
する。
バータ電源回路１１，１２からの出力Ｖ１ ，Ｖ２ が
基準信号Ｖの位相に対する所定の位相角θ３ を境に遅
れ進み対称となるように行われるようになっている。具
体的には、この位相制御回路１５には基準信号Ｖが入力
され、位相制御回路１５はこの基準信号Ｖを（θ３ −
θ１ ）および（θ３ −（−θ２ ））の２種に異な
らせて各インバータ電源回路１１，１２に与えるように
する。
【００２４】これにより、図２に示すように、合成され
た電圧信号の基準信号に対する位相角θ３ を一定にし
た状態で出力電圧Ｖ３ をリニアに変化させることがで
きることとなる。
た電圧信号の基準信号に対する位相角θ３ を一定にし
た状態で出力電圧Ｖ３ をリニアに変化させることがで
きることとなる。
【００２５】換言すれば、インバータ電源回路１１，１
２の出力位相を変えることにより、出力電圧の基準信号
に対する位相角θ３ を任意に制御することが可能とな
る。
２の出力位相を変えることにより、出力電圧の基準信号
に対する位相角θ３ を任意に制御することが可能とな
る。
【００２６】ここで、電力量計試験用の電源にするため
には、電圧発生器と電流発生器との両者の位相を制御す
る必要がある。電圧回路は定格電圧のみでよいが、電流
回路電圧に対する位相とその大きさを制御しなければな
らない。例えば、遅れ力率０．５の電流１２０〔Ａ〕、
負荷インピーダンス１．０オームを制御する場合、合成
電圧が１２０〔Ｖ〕になればよく、位相角を５３．１３
（θ１ ＝θ２ ）にすればよく、力率は、基準信号Ｖ
に対してＶ１ の位相角を６０−５３．１３°＝６．８
７°だけ遅らせ、Ｖ２ は６０＋５３．１３°＝１１３
．１３°遅らせ、合成電圧１２０〔Ｖ〕、力率０．５を
設定することができる。
には、電圧発生器と電流発生器との両者の位相を制御す
る必要がある。電圧回路は定格電圧のみでよいが、電流
回路電圧に対する位相とその大きさを制御しなければな
らない。例えば、遅れ力率０．５の電流１２０〔Ａ〕、
負荷インピーダンス１．０オームを制御する場合、合成
電圧が１２０〔Ｖ〕になればよく、位相角を５３．１３
（θ１ ＝θ２ ）にすればよく、力率は、基準信号Ｖ
に対してＶ１ の位相角を６０−５３．１３°＝６．８
７°だけ遅らせ、Ｖ２ は６０＋５３．１３°＝１１３
．１３°遅らせ、合成電圧１２０〔Ｖ〕、力率０．５を
設定することができる。
【００２７】このように、出力電圧Ｖ３ の大きさの制
御と、基準電圧Ｖに対する位相角θ３ をインバータ電
源回路１１，１２の出力位相角だけで制御することがで
きることとなる。
御と、基準電圧Ｖに対する位相角θ３ をインバータ電
源回路１１，１２の出力位相角だけで制御することがで
きることとなる。
【００２８】図５は本発明の第２実施例の回路構成を示
すもので、その特徴とするところは、上記二つのインバ
ータ電源回路２１，２２の出力をその差を取って合成す
るように構成し、合成用変圧器２３が１台で済むように
したものである。この場合であっても、位相制御回路２
４の位相制御は上記位相制御回路１５と同じ制御を行う
ことで、上記のような作用効果を発揮するものである。
すもので、その特徴とするところは、上記二つのインバ
ータ電源回路２１，２２の出力をその差を取って合成す
るように構成し、合成用変圧器２３が１台で済むように
したものである。この場合であっても、位相制御回路２
４の位相制御は上記位相制御回路１５と同じ制御を行う
ことで、上記のような作用効果を発揮するものである。
【００２９】なお、本発明では二つのインバータ電源を
使用するが、その出力電圧を合成して利用することから
、各出力共に有効に利用できるとともに、出力電圧が小
さくても電力的には常に定格出力容量が取れるものであ
る。
使用するが、その出力電圧を合成して利用することから
、各出力共に有効に利用できるとともに、出力電圧が小
さくても電力的には常に定格出力容量が取れるものであ
る。
【００３０】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、二
つのインバータ電源回路の出力位相を制御し、両インバ
ータ電源回路出力をベクトル合成し、所定のレベルの電
圧を得るようにしているため、インバータ電源回路の出
力レベルは一定で良く、したがって、一定の歪率で出力
電圧を広範囲に高効率に可変可能となる。ことに、イン
バータ電源回路を定格出力電圧で動作させられるのでか
なりの効率が望める。
つのインバータ電源回路の出力位相を制御し、両インバ
ータ電源回路出力をベクトル合成し、所定のレベルの電
圧を得るようにしているため、インバータ電源回路の出
力レベルは一定で良く、したがって、一定の歪率で出力
電圧を広範囲に高効率に可変可能となる。ことに、イン
バータ電源回路を定格出力電圧で動作させられるのでか
なりの効率が望める。
【００３１】また、請求項２記載の本発明によれば、そ
の出力位相の制御を二つのインバータ電源回路からの出
力同士が基準信号位相に対する所定の位相角を境に遅れ
進み対称となるように行うため、合成された電圧信号の
基準信号に対する位相角を一定にした状態で出力電圧を
リニアに変化させることができる。
の出力位相の制御を二つのインバータ電源回路からの出
力同士が基準信号位相に対する所定の位相角を境に遅れ
進み対称となるように行うため、合成された電圧信号の
基準信号に対する位相角を一定にした状態で出力電圧を
リニアに変化させることができる。
【００３２】そして、上記所定の位相角もインバータ電
源回路の出力位相を変えることにより、変更できること
から、出力電圧の基準信号に対する位相角を任意に制御
することが可能となる。
源回路の出力位相を変えることにより、変更できること
から、出力電圧の基準信号に対する位相角を任意に制御
することが可能となる。
【００３３】総じて、各種試験用電源として低損失かつ
小型で安価な装置を提供することができる。
小型で安価な装置を提供することができる。
【図１】本発明の第１実施例に係る電圧可変電源装置の
回路図。
回路図。
【図２】図１に示す電圧可変電源装置のより好適な位相
制御の概念を説明するためのベクトル線図。
制御の概念を説明するためのベクトル線図。
【図３】図１に示す電圧可変電源装置の位相制御回路と
して適用可能な簡単な移送回路の一例を示す回路図。
して適用可能な簡単な移送回路の一例を示す回路図。
【図４】図３に示す移送回路を一つ用いた場合の位相制
御の概念を説明するためのベクトル線図。
御の概念を説明するためのベクトル線図。
【図５】本発明の第２実施例に係る電圧可変電源装置の
回路図。
回路図。
【図６】従来の機械的接点制御による電圧可変電源装置
の回路図。
の回路図。
【図７】従来のスイッチングインバータ電源からなる電
圧可変電源装置の回路図。
圧可変電源装置の回路図。
【図８】図７に示す電圧可変電源装置のインバータ部の
簡単な動作を説明するタイムチャート図。
簡単な動作を説明するタイムチャート図。
【図９】図７に示す電圧可変電源装置のインバータ部の
パルス幅制御方式による動作を説明するタイムチャート
図。
パルス幅制御方式による動作を説明するタイムチャート
図。
１１ インバータ電源回路
１２ インバータ電源回路
１３ ベクトル合成用変圧器
１４ ベクトル合成用変圧器
１５ 位相制御回路
２１ インバータ電源回路
２２ インバータ電源回路
２３ ベクトル合成用変圧器
２４ 位相制御回路
Claims (2)
- 【請求項１】パルス幅変調方式の二つのインバータ電源
回路と、該二つのインバータ電源回路の出力についてベ
クトル合成し出力電圧とする変圧器と、前記二つのイン
バータ電源回路からの出力位相を制御する位相制御回路
と、を備えている電圧可変電源装置。 - 【請求項２】位相制御回路が二つのインバータ電源回路
からの出力同士が基準信号位相に対する所定の位相角を
境に遅れ進み対称となるように該二つのインバータ電源
回路の出力位相を制御するようになっている請求項１記
載の電圧可変電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2407092A JP2530756B2 (ja) | 1990-12-26 | 1990-12-26 | 電圧可変電源装置 |
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Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09230947A (ja) * | 1996-02-20 | 1997-09-05 | Applied Materials Inc | 電力制御回路 |
| JP2008099400A (ja) * | 2006-10-10 | 2008-04-24 | Tokyo Electric Power Co Inc:The | 直列多重型交直変換装置の出力電圧制御装置及び方法 |
| JP2008141804A (ja) * | 2006-11-30 | 2008-06-19 | Tokyo Electric Power Co Inc:The | 直列多重型交直変換装置及び制御方法 |
| JP2018042358A (ja) * | 2016-09-06 | 2018-03-15 | 株式会社三社電機製作所 | 試験用電源装置 |
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Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS548831A (en) * | 1977-06-21 | 1979-01-23 | Mitsubishi Electric Corp | Multiple inverter |
-
1990
- 1990-12-26 JP JP2407092A patent/JP2530756B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2018042358A (ja) * | 2016-09-06 | 2018-03-15 | 株式会社三社電機製作所 | 試験用電源装置 |
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