JPH0422379B2 - - Google Patents

Description

請求の範囲 １ 所定周波数を示す信号の存在を検出するデコ
ーダ回路にして、 観察間隔信号を発生するタイミング手段と、 前記タイミング手段に応答し、第１信号をサン
プルして実質的に方形の観察間隔の間に第１サン
プルを含む複数のサンプルを発生し、前記観察間
隔の開始近くであつて、前記第１サンプルの後に
発生する前記複数のサンプルを無視する手段を具
える、サンプリング手段と、 前記サンプリング手段に電気的に結合され、前
記サンプルを所定パターンと相関し、前記第１信
号内の前記所定周波数を示す信号の存在を検出す
る相関手段と、を具えるデコーダ回路。 ２ 前記無視する手段は、前記観察間隔の一部分
に発生するかみ合い間隔内で連続する複数のサン
プルを省く手段を具え、前記かみ合い間隔はおよ
そ0.02T1と0.28T1との間にその中心を位置させ、
T1は観察間隔の持続時間と定義される前記請求
の範囲第１項記載のデコーダ回路。 ３ 前記無視する手段に応答し、無視する手段が
サンプルを無視している間に前記サンプリング及
び前記相関以外の操作を実行する手段を具える前
記請求の範囲第１項記載のデコーダ回路。 ４ 前記実行する手段は、前記無視する手段に応
答し、回路の電力消費を減少するためにアイドル
モードを想定する手段を具える前記請求の範囲第
３項記載のデコーダ回路。 ５ 前記無視する手段は、 約0.06T1と約0.18T1との間の前記観察間隔内
で発生するかみ合い間隔を設定し、T1は観察間
隔の持続時間となるように定義される前記請求の
範囲第１項記載のデコーダ回路。 ６ 前記無視する手段は、 観察間隔の約0.12T1に集中されるかみ合い間
隔を設定し、前記T1は、観察間隔の持続時間と
なるように定義される前記請求の範囲第１項記載
のデコーダ回路。 ７ 前記無視する手段は、前記サンプリング手段
に結合され、無視されていない各サンプルに定数
からなる重み因子を付加し、前記無視された各サ
ンプルに0.0の重み因子を付加する重み付加手段
を具える前記請求の範囲第１項記載のデコーダ回
路。 ８ 前記定数は1.0に等しい前記請求の範囲第７
項記載のデコーダ回路。 ９ 前記複数のサンプルの前記部分は、複数のサ
ンプルを具える前記請求の範囲第１項記載のデコ
ーダ回路。 １０ 所定周波数を示す信号の存在を検出するデ
コーダ回路にして、 観察間隔信号を発生するタイミング手段と、 前記タイミング手段に応答し、第１信号をサン
プルして実質的に方形の観察間隔の間に第１サン
プルを含む複数のサンプルを発生し、前記観察間
隔の終了近くであつて、前記第１サンプルの後に
発生する前記複数のサンプルを無視する手段を具
えるサンプリング手段と、 前記サンプリング手段に電気的に結合され、前
記サンプルを所定パターンと相関し、前記第１信
号内の前記所定周波数を示す信号の存在を検出す
る相関手段と、を具えるデコーダ回路。 １１ 前記無視する手段は、前記観察間隔の一部
分に発生するかみ合い間隔内で連続する複数のサ
ンプルを捨てる手段を具え、前記かみ合い間隔は
その中心を約0.72T1と0.98T1との間に位置させ、
T1は観察間隔の持続時間となるように定義され
る前記請求の範囲第１０項記載のデコーダ回路。 １２ 前記無視する手段に応答し、無視する手段
がサンプルを無視している間に前記サンプリング
及び前記相関以外の操作を実行する手段を具える
前記請求の範囲第１０項記載のデコーダ回路。 １３ 前記実行する手段は、前記無視する手段に
応答し、回路の電力消費を減少するためにアイド
ルモードを想定する手段を具える前記請求の範囲
第１２項記載の回路。 １４ 前記無視する手段は、約0.82T1と約
0.94T1との間の前記観察間隔内で発生するかみ
合い間隔を設定し、T1は観察間隔の持続時間と
なるように定義される前記請求の範囲第１０項記
載のデコーダ回路。 １５ 前記無視する手段は、 観察間隔の約0.88T1に集中されるかみ合い間
隔を設定し、前記T1は、観察間隔の持続時間と
なるように定義される前記請求の範囲第１０項記
載のデコーダ回路。 １６ 前記無視する手段は、前記サンプリング手
段に結合され、無視されていない各サンプルに定
数からなる重み付け因子を付加し、前記無視され
た各サンプルに0.0の重み因子を付加する重み付
加手段を具える前記請求の範囲第１０項記載のデ
コーダ回路。 １７ 前記定数は1.0に等しい前記請求の範囲第
１６項記載のデコーダ回路。 １８ 前記複数サンプルの前記部分は、複数のサ
ンプルを具える前記請求の範囲第１０項記載のデ
コーダ回路。 発明の背景 本発明は、所定の周波数を有する信号に応答す
る電気回路に関するものであり、更に具体的に
は、所定の周波数を示す信号を検出するデコーダ
回路に関する。 先行技術の説明 所定周波数を示す信号の存在を検出する１つの
通常の技術は、所定周波数に同調し、閾値検出器
に結合されるアナログインダクタ−コンデンサ型
フイルタである。所定周波数を示す信号を含む信
号波形がアナログフイルタに印加される場合、か
ような信号はフイルタの出力に対して殆んど減衰
しない方法で流れる。あらゆる他の信号は実質的
に減衰されるから、同調したフイルタの所定周波
数において又はその近傍において実質的な信号エ
ネルギーのみが閾値検出器に到達し、それにより
検出される。丁度説明した方法は、受動型フイル
タを使用する選択的周波数信号検出器を構成す
る。所定周波数の信号を検出する回路は、また能
動フイルタを使用することにより実行される。プ
リンテス・ホール・インクにより1975年に刊行さ
れたオツペンハイム及びシエハーによるデジタル
信号処理第239頁〜250頁に記述された有限インパ
ルス・レスポンス（FIR）の如きデジタルフイル
タは、参考のためここに組み入れられているが、
所定周波数において又はその近傍において実質的
なエネルギーを示す信号を選択し、他の周波数を
示す信号を除去するのに使用される。このやり方
において、入力信号は所定速度にてサンプルさ
れ、信号サンプルを発生する。通常のデジタル帯
域フイルタは、事実上所望の所定周波数において
又はその近傍におけるエネルギーを示す信号に対
する通過帯域が形成され、他の周波数を示す信号
に対する阻止帯域（stop band）が形成されるよ
うな方法でかようなサンプルを動作させる。単位
時間当りに取出されるサンプルの数を増加する
と、最大の許容可能な入力周波数によつてデジタ
ルフイルタの動作能力を増大する。然し、このや
り方（approach）は、取出されるサンプルの数
が増加するにつれて、消費される計算時間量が同
様に実質的に増加すると云うことで実質的な制限
がある。 １つのデジタルフイルタ技術は、有限の時間ウ
インドー（窓）又は観察ウインドー（窓）を通じ
て未知の信号のサンプルを観察することである。
使用される１つのウインドーは、第２図に図示さ
れる方形ウインドー（窓）であり、前述の文献に
おいてオツペンハイム及びシエハーにより討論さ
れている。かような方形ウインドーを通じて発生
するサンプルのすべては、定義により、ウインド
ーの持続時間を通じて一定の１の重み（weight）
と乗算される。ウインドーの前後に発生するサン
プルは、与えられた定義により０の重みである。
かくして、かようなサンプルは、事実上ウインド
ーと乗算される。このやり方はいくぶん簡単では
あるが、それは、第１図に図示の如き方形ウイン
ドーのフーリエ変換において実質的に所望しない
サイドローブレスポンスをもたらす。この所望し
ないサイドローブレスポンスは、フイルタの阻止
帯域における所望しないフイルタレスポンスに対
応する。かようなフイルタが周波数検出構成にお
いて使用されることになれば、所望のフイルタ通
過帯域以外の周波数を示す信号は、おそらく充分
高いレベルにあるデジタルフイルタを通過して閾
値検出回路により誤検出されることになる。 オツペンハイム−シエハー文献の第241頁〜250
頁において討論されているように、前述の方形ウ
インドーの外に他のウインドーが使用され、信号
サンプルを乗算又は重み付けし、それによりデジ
タルフイルタ作用の間に不所望のサイドローブの
振幅を減少する。例えば、バートレツト、ハニン
グ、ハミング、ブラツクマン及びカイザーウイン
ドーが使用され、このような夫々のウインドーを
通じてサンプル値を重み付けする。これらウイン
ドーの各々は、不所望のサイドローブ（副極）レ
スポンスの振幅をメインローブ（主極）レスポン
スに比較して減少するが、かような他の非方形ウ
インドー技術の実行は、マイクロプロセツサを使
用する場合、方形ウインドー技術と比較して極め
て大量の計算時間を費す。これは真実であり、そ
の理由は、方形ウインドー技術において、ウイン
ドーを通じて発生するあらゆるサンプルは、２進
処理において単純な計算タスクである１と乗算さ
れるからである。然し、前述の非方形ウインドー
において、信号サンプルの各々は、例えば第３図
の三角形のカイザーウインドーに見られるよう
に、０と１との間の分数値を有する異なる値によ
り重み付けされる。かような分数値により重み付
けすると、大量の計算処理時間を費すことにな
る。 発明の目的 本発明の目的は、方形観察ウインドーのフーリ
エ変換においてサイドローブレスポンスに対応す
る不所望の阻止帯域レスポンスを減衰するデコー
ダ回路を提供することである。 本発明のもう１つの目的は、所定の周波数にお
いて又はその近傍における信号エネルギーの存在
をより敏速に検出するデコーダ回路を提供するこ
とである。 本発明の他の目的は、大量の計算処理時間を消
費することなく選択された通過帯域内の周波数を
示す信号の存在を検出するデコーダ回路を提供す
ることである。 本発明のこれらの目的及び他の目的は、本発明
の下記の説明を考慮することにより当業技術者に
とつて明らかになるであろう。 発明の概要 所定の周波数を表示する受信されたトーン信号
の存在を検出するためのデイジタル的にサンプリ
ングしかつ相関させる装置（サンプリング回路及
び相関器）を用いるデコーダ回路が提供された。
受信されたトーン信号のサンプルは抽出されかつ
実効的に、選択された接続時間及び位置のかみ合
い間隔（bite interval）を含む実質的に距形（方
形）の観察窓によつて乗算される。相関器は窓化
サンプル（windowed sample）を相関させて、
所定の周波数（主ローブ周波数）に対応するサン
プルを検出する。従つて、望まれないサイドロー
ブ応答が充分に減衰された結果を達成することが
できる。 発明の簡単な要約 本発明は、所定周波数を示す信号の存在を検出
するデコーダ回路を提供することを指向する。 本発明の１実施例によれば、所定周波数を示す
信号の存在を検出するデコーダ回路は、観察間隔
信号を発生するタイミング回路を具える。デコー
ダ回路は、更に、タイミング回路に応答し、第１
信号をサンプルして実質的に方形観察間隔を通じ
てそのサンプルを発生するサンプリング回路を具
える。サンプリング回路は、観察間隔の始端又は
終端近傍に発生するサンプルの一部を無視する
（ignore）装置を具える。相関回路は、サンプリ
ング回路に電気的に結合され、サンプルを所定パ
ターンと相関させ、第１信号内の所定周波数を示
す信号の存在を検出する。 発明の構成 本発明の主要な構成は下記に示す通りである。
即ち、本発明は、 所定周波数を示す信号の存在を検出するデコー
ダ回路にして、 観察間隔信号を発生するタイミング手段と、 前記タイミング手段に応答し、第１信号をサン
プルして実質的に方形の観察間隔の間に第１サン
プルを含む複数のサンプルを発生し、前記観察間
隔の開始近くであつて、前記第１サンプルの後に
発生する前記複数のサンプルを無視する手段を具
える、サンプリング手段と、 前記サンプリング手段に電気的に結合され、前
記サンプルを所定パターンと相関し、前記第１信
号内の前記所定周波数を示す信号の存在を検出す
る相関手段と、を具えるデコーダ回路としての構
成を有するものであり、或いはまた、 所定周波数を示す信号の存在を検出するデコー
ダ回路にして、 観察間隔信号を発生するタイミング手段と、 前記タイミング手段に応答し、第１信号をサン
プルして実質的に方形の観察間隔の間に第１サン
プルを含む複数のサンプルを発生し、前記観察間
隔の終了近くであつて、前記第１サンプルの後に
発生する前記複数のサンプルを無視する手段を具
えるサンプリング手段と、 前記サンプリング手段に電気的に結合され、前
記サンプルを所定パターンと相関し、前記第１信
号内の前記所定周波数を示す信号の存在を検出す
る相関手段と、を具えるデコーダ回路としての構
成を有するものである。 新規であると考えられる本発明の特徴は、添付
の請求の範囲に詳細に述べられている。然し、動
作の機構及び方法の両者に関し、更にその目的及
び利点を一緒にして本発明自身は、添付図面に関
連してなされる下記の説明を参照することによ
り、最もよく理解されよう。 図面の説明 第１図は、方形観察ウインドーのフーリエ変換
形式の表示である。 第２図は、方形ウインドーの表示である。 第３図は、非方形である三角形カイザーウイン
ドーである。 第４図は、本発明のデコード装置のブロツク図
である。 第５図は、本発明の装置に使用される観察ウイ
ンドーの振幅−時間のグラフである。 第６図Ａは、前述の通常の方形ウインドー技術
を使用する場合に得られるメインローブレスポン
ス及びサイドローブレスポンスの表示である。 第６図Ｂは、本発明により達成されるメインロ
ーブレスポンス及び改良されたサイドローブレス
ポンスの表示である。 第７図は、第５図の観察ウインドーのかみ合い
（bite）幅（かみ合い持続時間）が変化され、か
み合い（bite）位置（かみ合い持続時間）がかよ
うな観察ウインドー内で変化する時、dBで測定
された本発明により達成されるサイドローブ抑圧
の改良の結果を説明するグラフ表示である。 第８図は、本発明において使用される別の観察
ウインドーの振幅−時間のグラフである。 第９図は、観察ウインドーにおいて幅及びかみ
合いの位置の関数として第８図のウインドーに使
用することにより達成される、dBにて測定した
サイドローブ抑圧の改良の結果をグラフ表示した
ものである。 第１０図は、第４図の装置に図示されたタイミ
ング回路として使用される１つのタイミング回路
のブロツク図である。 第１１図Ａ乃至第１１図Ｇは、第８図のタイミ
ング回路における種々のテスト点の信号波形を説
明するタイミング図である。 第１２図は、第４図に図示された相関器として
使用される１つの相関器回路のブロツク図であ
る。 第１３図は、本発明の動作のステツプを要約し
たフローチヤート（流れ図）である。 第１４図は、マイクロコンピユータを使用する
本発明の実施例のブロツク図である。 第１５図は、第１４図の装置のより詳細なブロ
ツク図である。 好ましい実施例の詳細説明 第４図は、本発明の１実施例を図示したもので
あり、本発明のデコーダは、無線周波数搬送波、
以後、入信号として参照される、により重畳され
るか又は変調される少なくとも１個のトーン信号
の存在を検出するのに使用されるのが望ましい。
入信号は、アンテナ１０により捕捉され、受信機
２０の入力に与えられる。受信機２０は、入信号
の無線周波数部分が受信機２０の出力を与え、以
後受信トーン信号と指定される入信号のトーン部
分から分離されるように入信号を復調する。続い
て説明される第４図の残余の回路は、所定周波数
を示す受信トーン信号、例えば1000Hzの存在を検
出するように動作する。 受信機２０の出力は、サンプリング回路３０の
入力に結合され、受信したトーン信号がサンプリ
ング回路３０の入力に印加されるようにする。サ
ンプリング回路３０は、本発明のこの実施例で
は、所定の速度例えば10989Hzにて受信したトー
ン信号をサンプルする。タイミング回路４０は、
サンプリング回路３０に結合され、サンプリング
回路３０が第５図に図示したように特に制限さ
れ、実質的に方形の観察ウインドー（観察間隔）
を通じてそのサンプリング動作を導くようにさせ
る。更に具体的に云えば、第５図の観察ウインド
ーは、観察ウインドーを通じて発生する受信した
トーン信号のサンプルがサンプリング回路３０の
出力に与えられることを決定する。討論と図式表
示の便宜上、第５図の観察ウインドーは、１単位
時間である全持続時間T1を有するように正規化
（normalize）される。然し、本発明の１実施例
においてはT1は例えば10ミリ秒に等しい。 サンプリング回路３０は、第５図において制限
される観察間隔を通じて受信したトーン信号サン
プルに出力を与えるから、サンプリング回路３０
は、“かみ合い（バイト）間隔”７０として定義
されるその１部分を除外すれば、T1観察ウイン
ドーを通じてサンプルをその出力に通過させる。
そして本発明の実施例では、“かみ合い間隔”７
０は、第５図に示されるように、T1観察間隔時
間の0.06単位（ユニツト）と0.18単位（ユニツ
ト）との間で限定されるT2時間（0.12単位時間）
を示す。換言すると、第５図に示された実質的に
方形観察間隔又はウインドーを通じて、観察間隔
の始端とかみ合い間隔７０の始端との間に発生す
る観察間隔の間にサンプリング回路３０により取
り出される各サンプルは、事実上１と乗算される
か又は１に重み付けされる。かくして、今説明し
たサンプルはサンプリング回路３０の出力に与え
られる。しかし、かみ合い（バイト）間隔７０の
間に発生するそれらのサンプルは、事実上、０と
乗算されるか又は０に重み付けされる。かみ合い
間隔７０の間に連続して発生する複数の信号サン
プルは効果的に捨てられる（drop）ことがわか
る。かくして、１実施例では、かようなサンプル
はサンプリング回路３０の出力に到達しない。第
５図から理解されるように、かみ合い間隔７０の
後の観察間隔の残余部分において発生するそれら
のサンプルは、事実上、１と乗算されるか又は１
に重み付けされる。かくして、かようなサンプル
は、サンプリング回路３０の出力において出力を
与える。サンプリング回路３０の出力に到達する
サンプルは、以後、“ウインドーサンプル”と呼
ばれる。 サンプリング回路３０の出力は、Ａ／Ｄ変換器
５０の入力に結合される。本発明の１実施例にお
いて、タイミング回路４０の出力は、Ａ／Ｄ変換
器５０に動作的に結合される。変換器５０は、ウ
インドー処理したサンプルをアナログから、１，
０又は−１のデジタル形式に変換するように動作
する。１の変換器出力信号は、０よりも大きい変
換器入力信号に対応する。−１の変換器出力は、
０以下か又は０に等しい変換器入力信号に対応す
る。０の変換器出力は、０に重み付けられたサン
プルに対応する。 変換器５０の出力は、相関器６０の入力に結合
される。相関器６０は、ウインドー処理したサン
プルが、例えば1000Hzの所定周波数を示す受信し
たトーン信号から発生したかどうかを決定するよ
うに動作する。相関器６０として使用される１つ
の相関器は、Gerald Labedzによる“擬似連続ト
ーン検出器”と題する、本譲受人に譲渡された米
国特許4301817号に説明され請求されている。米
国特許4301817号は参考のためにここに組み入れ
られる。相関器６０として使用されるもう１つの
相関器は、第１２図に示され後で説明される。 第６図Ａは、受信したトーン信号を適当にサン
プルするために第２図の方形観察ウインドー又は
間隔を使用するトーン信号の存在を検出する通常
の回路のメインローブ（主極）及びサイドローブ
（副極）レスポンスを示す振幅−周波数のグラフ
である。周波数F₀のメインローブ（主極）は0dB
に正規化されている。第２図の方形観察ウインド
ーを使用することによつて、sinx／ｘ関数を追求
するサイドローブ（副極）レスポンスが発生され
ることが観察される。幾つかの周波数検出目的に
対して、この比較的高いサイドローブレスポンス
は受入れられない。更に具体的に云えば、F_-1の
周波数における第１のサイドローブにより示され
るレスポンスは、周波数F₀におけるメインロー
ブレスポンスに関し−13.26dBである。かくし
て、第１サイドローブ（F_-1）において示される
比較的高いレスポンスにより、第２図の方形ウイ
ンドーを使用するデコーダは、現実にF_-1の周波
数を示す信号が提供される時、F₀の周波数を示
す所望信号が提供されるものと誤れる指示を生ず
る傾向がある。F_-2及びF_-3の周波数におけるサ
イドローブにより形成されるサイドローブレスポ
ンスは、また第６図Ａに示される。 第６図Ｂは、本発明のデコーダ装置により達成
される改良されたサイドローブ（副極）レスポン
スを示し、本発明では第５図の制限した実質的に
方形の観察間隔を使用してサンプリング回路３０
により受信されたトーン信号から取出したサンプ
ルをウインドー処理する。メインローブレスポン
スは、1000HzF₀′の周波数のまわりに集中してお
り、0dBの相対的ピーク振幅を示す。第１、第２
サイドローブは、夫々F_-1′，F_-2′の周波数にて示
される。第６図Ｂにおいて示されるレスポンス特
性において、F_-1′周波数における第１サイドロー
ブのピーク振幅は−17.05dBである。比較上、第
６図Ａのレスポンスに対する第１サイドローブ
（F_-1）のピーク振幅は方形の観察ウインドーに
対して−13.26dBである。かくして、本発明のデ
コーダ装置は、第２図の方形観察ウインドーを使
用する技術に比較して第１サイドローブレスポン
スを3.79dBだけ抑圧する改良を達成することが
理解される。 下記の第１表は、T1観察間隔内でかみ合い間
隔７０の時間位置（かみ合い時間位置）の関数と
して、及びかみ合いの持続時間（かみ合い時間）
の関数として第１サイドローブの抑圧における
dB増加をリストにて表示したものである。かみ
合い時間及びかみ合い時間位置は、全時間を単位
時間１にて示すように正規化されているT1観察
間隔の分数部分として表わされている。種々のか
み合い時間位置は、各欄（列）のdB抑圧改良値
の上部にリストされている。種々のかみ合い時間
値は、各行の第１サイドローブ抑圧のdB改善の
始りにおいてT1観察ウインドーの分数部分とし
て表わされる。

【表】 第１表から本発明のデコーダによつて得られる
第１のサイドローブ抑圧は、T1の観察期間にお
けるバイトの位置（かみ合い位置）とともに変化
し、またバイトの時間長ととも変化することがわ
かる。第２図に示された完全に方形の観察ウイン
ドーを用いたデコーダに比べて、増加したサイド
ローブ抑圧、減少したサイドローブ抑圧、すなわ
ち同じ量のサイドローブレスポンスが、T1の観
察期間における特定バイトのバイトタイムポジシ
ヨン（かみあい時間位置）とバイト期間（かみあ
い時間）とに応じて得られる。さらに詳細に云え
ば、第１表から例えば直ちに次のことがわかる。
すなわちT1の時間ウインドーの単位時間１の約
0.12を中心とするバイトタイムポジシヨンと0.12
とバイト期間に対して、第１のサイドローブのピ
ーク振幅は、メインレスポンスのピーク振幅より
17.05dB下つている。完全に方形のウインドーを
用いた従来のデコーダ技術では、第１のサイドロ
ーブはメインローブレスポンスに対して約−
13.26dBのピーク振幅を示すというのが典型的な
結果であつたことを想起すべきである。 バイト期間とバイトタイムポジシヨンに対する
前述の値は、本発明のデコーダに対して最適なも
のであると思われる。しかしながら第１表から見
られるごとく、T1の観察期間の始めに近い大き
な範囲のバイト期間とバイトタイムポジシヨン
が、方形の観察ウインドーを用いた従来のデコー
ダによつて得られた13.26dB以上の第１サイドロ
ーブ抑圧における改善を生じる。改善された第１
サイドローブ抑圧の値が、第１表内の不規則な形
の箱を形成する実線内に記載されている。この箱
内の特定の改善されたサイドローブ抑圧値を生じ
る対応するバイト期間とバイトタイムポジシヨン
とは、サイドローブ抑圧の特定の値を選び、水平
に辿つて対応するバイト期間を読み、垂直に上つ
て対応するバイトタイムポジシヨンを読むことに
よつて、即座に決定される。 この箱の外部の第１サイドローブ抑圧値は、サ
イドローブ抑圧に改善を示さないかまたは第１サ
イドローブ抑圧の減少を示すことに注意すべきで
ある。例えば、0.33T1のバイト期間と0.1T1のバ
イトタイムポジシヨンとでは、13.26dBのピーク
振幅の第１サイドローブを生じる。これは普通の
デコーダの方形の観察ウインドーを超える改善を
示さない。また例えば、正規化された観察期間
T1として0.33T1のバイト期間と約0.32T1を中心
とするバイトタイムポジシヨンとは、6.2dBのピ
ーク振幅を有する第１サイドローブを生じるが、
これは完全に方形の観察ウインドーを用いた通常
のデコーダによつて得られる第１サイドローブレ
スポンスより大きく、従つてより好ましくない。
従つて本発明と矛盾しない有意な量のサイドロー
ブ抑圧を得るためには、第１表の箱内のサイドロ
ーブ抑圧に対応するバイト期間とバイトタイムポ
ジシヨンの値を選択することが重要であると思わ
れる。 第７図は本発明のデコーダによつて、正規化さ
れたT1の観察期間内におけるバイト期間とバイ
トタイムポジシヨンの関数として得られた、第１
サイドローブ抑圧の増加の三次元的表現である。
この表現において、バイトタイムポジシヨンは
0.01T1と0.33T1の間が示されている。第１表に
示された値から第７図のグラフをプロツトする
際、便宜上、第７図の表現は第１サイドローブ抑
圧の増加を生じるバイト期間とバイトタイムポジ
シヨンの値に集中している。これはサイドローブ
抑圧が増加しないものを13.26dBの値をもつ平面
として、サイドローブ抑圧のすべての値について
描くことによつて作成されたものである。第７図
から、第１サイドローブ抑圧を最小にするために
は、バイト時間長とバイトタイムポジシヨンのあ
る値が他の値より最適値であることがわかる。 第８図は本発明のデコーダ装置に用いられる他
の変形された方形の観察ウインドーを示したもの
である。第８図はサンプリング回路３０がインヒ
ビツトされるバイト期間が、第５図ではT1期間
の始め近くにあつたのに対し、対称にT1期間の
終り近くにあることを除いては、第５図の観察ウ
インドーと実質的に類似している。第８図に示さ
れたバイトは、バイト８０と名づけられる。本発
明のデコーダ装置の他の実施例では、第５図にバ
イト７０として示されたやり方と対比して、バイ
トは第８図にバイト８０として示されたやり方で
適用される。 バイト８０は、全体として単位時間１を表す
T1観察期間の約0.88を中心とするのが最適であ
る。最適の時間長すなわちバイト期間Ｔ２は、バ
イト８０に対しては第８図に示されるごとく
0.12T1である。従つて本発明のデコーダ装置に
おいて第８図に示された観察期間すなわち観察ウ
インドーを用いた場合、T1期間の始めからバイ
ト８０の始めまでの間にサンプリング回路３０に
よつてとられるサンプルは、実質的に量１を乗ぜ
られまたは重みづけされる。バイト８０の間に生
じるサンプルは、０を乗ぜられまたは重みづけら
れる。従つてバイト８０の間に連続して生じる多
数のサンプルは、効果的にドロツプされる。バイ
ト８０の終りからT1観察期間の終了前に生じる
サンプルは、１を重みづけされまたは乗じられ
る。このようなサンプルの重みづけは、受信トー
ン信号の入力サンプルに課せられる各観察ウイン
ドーごとに実行される。 次の第２表は、T1観察期間の0.66と１の間の
バイトタイムポジシヨンが用いられていることを
除いては、第１表と本質的に同じ表である。従つ
て第２表は、T1の期間における0.0T1と0.33T1の
間のバイト期間と0.66T1と1.0T1の間のバイトタ
イムポジシヨンに対して生じる、第１サイドロー
ブ抑圧の種々の大きさを示している。第１表に対
すると同様のやり方で、第１サイドローブ抑圧の
改善を表わすすべての値を囲んで実線が描かれ
て、不規則な形をした箱を第２表内に形成してい
る。この箱内の各第１サイドローブ抑圧値は、特
定のバイト期間とバイトタイムポジシヨンに対応
している。

【表】 第９図は、バイト期間とバイトタイムポジシヨ
ンの関数としての、第１サイドローブ抑圧改善の
三次元的表現である。さらに詳細に言えば、第９
図の表現はバイト期間と、T1観察期間中の
0.66T1から1.0T1の間のバイトタイムポジシヨン
の関数として、第２表のサイドローブ抑圧値をプ
ロツトしたものである。バイト期間とバイトタイ
ムポジシヨンのかなり多数が、第１サイドローブ
レスポンスの抑圧に改善を生じることがわかる。 第１０図は第４図のタイミング回路４０として
用いられ得るタイミング回路の一例の回路図であ
る。タイミング回路４０は、T1期間における約
0.88T1に中心をおいたバイト８０を含む、第８
図に示された実質的に方形の観察期間すなわち観
察ウインドーを発生する。バイト８０が単位時間
１のうちの0.12のバイト期間を示すとすると、バ
イト８０は第８図に示されたT1期間における
0.82T1で始まり、0.94T1で終る。第１０図に示
されるように、タイミング回路４０はタイミング
回路４０全体の入力となる１つの入力を有するワ
ンシヨツトモノステーブルマルチバイブレータ４
２を含んでいて、観察ウインドーを開始する、タ
イミング図第１１Ａ図に示されたタイミング初期
化パルスを受信する。マルチバイブレータ４２
は、観察期間T1に等しい時間を表示するように
構成されている。従つてタイミング図第１１Ａ図
に示された初期化パルスが、マルチバイブレータ
４２の入力に加えられたとき、マルチバイブレー
タ４２はターンオンし全T1期間、すなわちタイ
ミング図第１１Ｂ図に示されるように１単位時間
持続する。 マルチバイブレータ４２の入力はワンシヨツト
モノステーブルマルチバイブレータ４４の入力に
結合されており、マルチバイブレータ４４は第１
１Ａ図の初期化パルスが加えられたとき、０論理
状態から１論理状態に遷移する。マルチバイブレ
ータ４４は、マルチバイブレータ４４のＱ出力波
形を示す第１１Ｃ図にみられるごとく、T1単位
時間間隔の0.82の経過後に０論理状態に戻る。マ
ルチバイブレータ４４の出力はワンシヨツトモ
ノステーブルマルチバイブレータ４６の入力に結
合されており、従つて第１１Ｄ図に示される波形
がマルチバイブレータ４６の入力に与えられる。
第１１Ｄ図の波形は第１１Ｃ図の波形の反転波形
であることに注意すべきである。マルチバイブレ
ータ４６は、立上りの遷移がその入力に与えられ
たとき、論理０出力状態から論理１出力状態に遷
移するように構成されている。従つてT1期間の
0.82において、第１１Ｄ図の波形の立上り遷移が
マルチバイブレータ４６の入力に与えられると、
マルチバイブレータ４６は第１１Ｅ図に示される
ように、T1期間の0.12の期間論理０から論理１
に遷移する。T1期間の0.12経過後、マルチバイ
ブレータ４６のＱ出力は第１１Ｅ図の波形に示さ
れるように、論理１から論理０に遷移する。第１
１Ｆ図はマルチバイブレータ４６の出力におけ
る波形を示している。第１１Ｆ図の波形は第１１
Ｅ図の波形の反転波形であることに注意すべきで
ある。 マルチバイブレータ４２の出力と、マルチバ
イブレータ４６のＱ出力とは、２入力アンドゲー
ト４８のそれぞれの入力に結合されている。従つ
て第１１Ｂ図の波形と第１１Ｆ図の波形とは、ア
ンドゲート４８によつてアンドがとられ、従つて
アンドゲート４８の出力に第１１Ｇ図に示される
波形が発生する。第１１Ｇ図の波形は、第４図の
サンプリング回路３０を制御するために用いられ
る、１つの変形された実質的に方形の観察期間す
なわちウインドーに対応している。タイミング回
路４０の詳細な接続が第１０図に示されている
が、本発明に従つて受信信号のサンプルのウイン
ドーを実現するための、本発明の回路の残りの部
分については後に詳述する。 第４図の相関器６０として使用可能な相関器の
一例が第１２図に示された相関器である。第１２
図の相関器は、バツクオフ、ジユニア（Backof、
Jr.）その他に対して発行され、本発明の譲受人
に譲渡された、プログラマブルデイジタルトーン
デテクタという名称の米国特許第4216463号の第
３図に示されている。米国特許第4216463号は公
知文献として添付されている。第１２図の検討に
おいて、このような相関器をここに簡単に説明す
る。 正弦波基準信号sin（W_REFｔ）はリミツタ回路６
１を経て２入力乗算器回路６２の一方の入力６２
Ａに加えられる。乗算器回路６２の他方の入力は
６２Ｂと表わされている。ミキサ入力６２Ａは−
90°位相シフト回路網６４を経て、２入力乗算器
回路６６の一方の入力６６Ａに結合される。乗算
器回路６６の他方の入力は６６Ｂと表わされてい
る。従つて、乗算器入力６２Ａに正弦波基準信号
が加えられるのに対して、乗算器入力６６Ａには
回路６４の位相シフト作用によつて、余弦波基準
信号が加えられる。第４図のサンプリング回路３
０によつて生じた受信信号のサンプルは、サンプ
リング回路出力３０と乗算器入力６２Ｂおよび６
６Ｂの間に結合されたリミツテイング回路５０を
経て、乗算器入力６２Ｂおよび６６Ｂに加えられ
る。第４図の表現においては、タイミング回路４
０はサンプリング回路３０に結合しているように
示されているが、タイミング回路４０は同様にコ
ンバータ回路５０にも結合されていて、コンバー
タ回路５０が０を重みづけされたサンプルが相関
器６０に供給されるＴ２のバイト部分を除いて、
T1の観察期間のすべての部分で係数１で重みづ
けされたサンプルを相関器６０に供給することを
うまく許すように作用することに注意すべきであ
る。 乗算器入力６２Ｂに到達した各サンプルは、乗
算器入力６２Ａにおける正弦波基準信号を乗算さ
れる。このような乗算の結果は乗算器６２の出力
に現れ、そしてそれは積分器７０の入力に結合さ
れる。積分器回路７０は供給された乗算サンプル
を積分して、出力に乗算されたサンプルの積分を
発生する。積分器７０の出力は絶対値回路８０に
結合され、絶対値回路８０は積分された乗算され
たサンプルの絶対値を発生してそれを２入力加算
器回路９０の一方の入力に供給する。 乗算器回路入力６６Ｂに加えられたサンプル
は、乗算器入力６６Ａに加えられた余弦波基準信
号を乗算され、これら２信号の演算結果は乗算器
６６の出力に供給され、乗算器６６の出力は積分
器回路１００の入力に結合される。積分器回路１
００は、与えられた乗算されたサンプルを積分し
て、その出力にこのような乗算されたサンプルの
積分を発生する。積分器回路１００の出力は絶対
値回路１１０の入力に結合され、絶対値回路１１
０はその出力に乗算されたサンプルの積分の絶対
値を発生する。絶対値回路１１０の出力は、加算
器回路９０のもう一方の入力に結合される。従つ
て乗算器入力６２Ａにおける正弦波基準波形を乗
算された受信信号サンプルの積分の絶対値と、乗
算器入力６６Ａにおける余弦基準波形を乗算され
た受信信号のサンプルの積分の絶対値との和を表
わす信号が、加算器回路９０の出力に生じる。 加算器回路９０の出力はスレシホールドデテク
タ（閾値検出回路）１２０に結合される。スレシ
ホールドデテクタ１２０の入力が予め定められた
値を超えたとき、デテクタ１２０は出力信号を発
生するが、この出力信号は所定の度合いの相関が
生じたことを示している。さらに明確に言えば、
この信号が生じたとき相関器６０は、受信器２０
によつて受信されサンプラ回路３０によつてサン
プルされたトーン信号は、相関器６０の乗算器入
力６２Ａに加えられた正弦波の基準波形の周波数
と近似的に等しい周波数を示すと判定する。前述
の例では、相関器６０は1000Hzの受信信号の存在
を検出するように形成されている。従つてこの例
では、乗算器入力６２Ａに加えられる正弦波基準
波形は1000Hzに等しい。しかしながら他の受信ト
ーン信号の存在も同様に検出されることがわか
る。例えば、受信したトーン信号が1500Hzおよび
2000Hzの周波数を示し、このような他の周波数を
示す正弦波基準波形がリミツタ６１の入力に与え
られたとき、同様に検出される。本発明の回路
は、これらの受信トーン信号に対しても同様に、
第１サイドローブの振幅を減少させるように作用
し、従つてスレシホールドデテクタ１２０のスレ
シホールド値を比較的低い値にセツトされること
を許し、これはトーン信号の検出における確率を
増加する結果を生じる。さもなければ、ステシホ
ールドデテクタ１２０のスレシホールドは、前述
の比較的低いレベルに変化しない。このような場
合、トーン信号が第１のサイドローブレスポンス
に対応する周波数で生じたことに応じて、デテク
タ１２０の確率が対応して減少する結果を生じ
る。 第１３図は第８図に示したT1観察期間が用い
られた場合の本発明の装置を説明するフローチヤ
ートを示す。ここで思い起されることは、本発明
によるとそのようなT1観察期間中又は観察ウイ
ンドーの間に、受信したトーン信号のサンプルが
とられ、１の係数（factor）によつて重みが付け
られ、時間0.82T1に達するまで相関されると云
うことである。そのような時にかみ合い８０が始
まり、その期間中に受信信号のサンプルは零の重
みが付けられるか、さもなければ0.82T1に等し
い時間から0.94T1に等しい時間まで存在するか
み合いの持続時間の間抑圧又は抑止される。かみ
合い８０の終りに、即ち0.94T1において、受信
したトーン信号のサンプリングは継続し、受信し
た信号のそのようなサンプルの係数１による重み
付けはT1時間間隔の終りまでその相関とともに
継続する。第１３図のフローチヤートは本発明の
この動作を示す。 更に具体的に云うと、第１３図のフローチヤー
トは開始ステートメント２００で始まり、それに
ステートメント２１０が続き、このステートメン
ト２１０はSMPNMを零に等しくセツトする。
SMPNMは受信したトーン信号の特定のサンプ
ルに与えられた数を表わすカウンタである。ブロ
ツク２１０が実行された後に、データはブロツク
２２０によつてサンプルされ相関される。ブロツ
ク２２０の実行後に、カウンタSMPNMは１だ
け増分されるので、本発明の装置はブロツク２３
０によつて次のサンプル（この場合には第１サン
プル）へ進む。ブロツク２３０による増分の後に
判断ブロツク２４０があり、このブロツクは特定
のサンプルがT1時間間隔のかみ合い８０の期間
中に、即ち0.82T1に等しい時間と0.94T1に等し
い時間との間に起きるかどうかを決定する。
SMPNMが0.82T1と0.94T1との間にあると（こ
のことは第８図の８２と９４の間にあることに対
応する）、判断ブロツク２４０は動作をブロツク
２３０へ戻し、そこでSMPNMは１だけ増分さ
れる。判断ブロツク２４０とブロツク２３０との
間に形成されるループは、SMPNMがもはや
0.82T1と0.94T1との間になくなる時まで、即ち
かみ合い８０の期間中にサンプルが起きなくなる
時まで継続する。これが起きると、フローチヤー
トは判断ブロツク２５０へ進み、このブロツク２
５０はSMPNMが100より大きいかどうかを知る
ためにテストする。その答がノーであれば、ブロ
ツク２２０により別のサンプルがとられ相関され
る。SMPNMが最終的に100を超えると、即ちT1
観察期間が完了すると、判断ブロツク２５０によ
つて下される決定はイエスとなり、フローチヤー
トは進んでブロツク２６０において停止する。 従つて、本発明による上記のフローチヤートを
たどることによつて、所定の周波数を示す受信ト
ーン信号を検出するためそのなかに慎重に位置を
きめて置かれたかみ合いのある修正されたほぼ方
形の観察ウインドーの期間中に入受信トーン信号
がサンプルされサンプルが相関されることが判
る。そのようなフローチヤートのシーケンスは必
要な回数だけ何回もくり返され、その間に所定の
周波数を示す受信トーン信号の存在が決定され
る。 第１４図は所定の周波数を示す受信したトーン
信号の存在を検出するため本発明を組み入れた無
線周波受信機のマイクロコンピユータ実施例の簡
略化したブロツク図である。今日技術上周知の多
数の相異なるトーン信号構成は、選択された周波
数を示す受信トーン信号を他の周波数を示す受信
信号から区別し、例えば他の機能とともにスケル
チ回路を開くなどの選択された機能を受信機にお
いて行うための装置および方法を必要とする。 第１４図の装置は、そこに入つてくる無線周波
信号を集め、そこに結合されている受信機３１０
にそのような信号を与えるアンテナ３００を含
む。受信機３１０はそこに結合された無線周波信
号を変調し、変調信号、即ち受信したトーン信号
をその出力３１０Ａおよび３１０Ｂに与える。受
信機出力３１０Ｃは受信機３１０における無線周
波搬送信号の存在を示す信号をスケルチ回路３２
０の入力に結合させる。スケルチ回路３２０の１
出力はマイクロプロセツサ３３０の入力に結合さ
れている。マイクロプロセツサ３３０は第１４図
の受信機の残りの機能のうちの例えば雑音スケル
チおよび復号機能などの動作を監視し制御する。
マイクロプロセツサ３３０はデジタル信号情報を
記憶するランダムアクセスメモリ（図示されてい
ない）を含み、そのような情報の処理を促進する
複数のレジスタ（図示されていない）を含む。 スケルチ回路３３０のもう一方の出力は受信機
オーデイオ回路３４０の１入力に電気的に結合さ
れている。受信機出力３１０Ａは受信機オーデイ
オ回路３４０の入力に結合されている。マイクロ
プロセツサ３３０の１出力もまた受信機オーデイ
オ回路３４０の入力に結合されてその動作を制御
する。受信機出力３１０Ｂはマイクロプロセツサ
３３０の入力に結合されている。 コードプラグとも云われる固定メモリ３５０
は、第１４図のマイクロコンピユータ制御受信機
の動作に関する多種類の情報で符号化するのが便
利である。更に具体的に云うと、第１４図の受信
機によつて行われる一部の機能は固定メモリ３５
０内に符号化される。この実施例においては、固
定メモリ３５０は、マイクロコンピユータ３３０
がスケルチ回路３２０に受信機オーデイオ回路３
４０をオンにさせ符号化トーンシーケンスに続く
音声メツセージを与えてラウドスピーカに到達さ
せそこで受信機使用者に聞えるようにする前に、
所定周波数の受信オーデイオトーンのどのシーケ
ンスがマイクロコンピユータ３３０によつて受信
され処理されなければならないかをマイクロプロ
セツサ３３０に告げる情報を含む。本発明におい
て用いられている修正された、ほぼ方形の観察ウ
インドーによる受信信号のサンプルのサンプリン
グおよび相関はマイクロプロセツサ３３０によつ
て行うのが便利であることは明らかである。第１
４図の受信機が順次に、又はその他の方法で受信
する各トーン信号の第１サイドローブレスポンス
は著しく減少するので、信号誤り（signel
falsing）の可能性を大幅に減らす。上記の説明
から、本発明に所定の周波数を示す１つのトーン
のサイドローブレスポンスを減らすのに適合する
だけでなく、それぞれの所定の周波数を示す一連
の受信トーン信号の各々に対する第１サイドロー
ブレスポンスを減らすのにも用いられる。 有利な点は、本発明に用いられる観察期間のバ
イト（かみ合い）の間にマイクロプロセツサ３３
０は今や自由にサンプリングおよび相関以外のタ
スクを実行できることである。何故そうなるかと
云うと、バイト間隔の間にすべてのサンプルに零
の重みを付け（これはバイト（かみ合い）期間の
始めに一緒に行うことができるタスクである）、
各観察期間の各バイト間隔の残りの部分をマイク
ロプロセツサ３３０によるその他のタスクの実行
のために自由に使えるように残しておくことが保
証されるからである。そのようなその他のタスク
には例えば無線受信機回路の監視および制御、お
よび同回路の動作状態および機能の監視および制
御が含まれる。バイト間隔の残りの部分の間にそ
のようなタスクを行う代わりに、マイクロコンピ
ユータ３３０はアイドルモードをとつて電力消費
を減少させる。 第１５図は、本発明の装置のマイクロコンピユ
ーターフアームウエア実施例の更に一層詳しい表
示である。第１５図の表示は詳細図を作るための
下記の修正および追加を除くと第１４図のブロツ
ク図と殆んど同じである。フイルタ３６０および
リミツタ３７０は受信機出力３１０Ｂとマイクロ
コンピユータ３３０の入力との間に一緒に並列結
合されている。モトローラ社のMC147805G2Pマ
イクロコンピユータが第１５図に示されている本
発明のフアームウエア実施例におけるマイクロプ
ロセツサ３３０として用いられている。マイクロ
コンピユータ３３０の実際のピン端子番号はマイ
クロコンピユータ３３０を表わす方形ブロツクの
周辺部に隣接してそれをとり囲んで示されてい
る。更に、対応づけられている英数字表示が識別
を容易にするためそのような周辺部をとり囲んで
いるピン番号の各々の次におかれている。当業者
は本発明の周波数デコーダを利用するために上記
のマイクロコンピユータをどのように用いたらよ
いかを容易に理解するであろう。上記のマイクロ
コンピユータの動作に関する詳しい情報を知るた
めには、米国テキサス州、オースチン、エドブル
ースタイン通り3501番地（78721）所在のモトロ
ーラ社が発行している“M6805／M146805フアミ
リーマイクロコンピユータ／マイクロプロセツサ
ユーザ用マニユアル”を参照すればよく、このマ
ニユアルの内容はここに参考のために述べてあ
る。このマイクロコンピユータに関する更に詳し
い情報は“モトローラマイクロプロセツサデータ
マニユアル”の“CM146805G2”と題する章のな
かに見つけるのが便利であり、その内容もまたこ
こに参考のために述べてある。 それぞれPB７およびINTと表示されているマ
イクロコンピユータピン１９および２は電源に電
気的に結合されている。PA６と表示されている
ピン５は受信機オーデイオ回路３４０の入力に結
合されている。PB６と表示されているピン１８
は第１５図に示されているリミツタ回路３７０に
結合されている。PA３と表示されているピン８
はスケルチ回路３３０の出力に結合されている。 端子４０（VDD），２２（PC６），２３（PC
５）および２４（PC４）は一緒に結合し、固定
メモリ３５０のピン１２（RESET）および１４
（VCC）に結合し、Ｂ＋と表示されている適当な
動作電圧源に結合している。固定メモリ３５０と
して用いられる１つの固定メモリはモトローラ
EEPROM MCM2802Pである。固定メモリ３５
０のピン４（VPP），３（T1），５（Ｓ４），７
（VSS），８（Ｓ３），９（Ｓ２），１０（Ｓ１）
および１３（Ｔ２）は一緒に結合し、接地し、マ
イクロコンピユータピン２０（VSS），３７
（TIMER）および３（NUM）に結合している。
マイクロコンピユータピン７（PA４），１４
（PB２）および２１（PC７）は互に結合し、ま
た接地している。本発明のこの実施例では、マイ
クロプロセツサ３５０は1MHzバス周波数で適当
にクロツクされる。 第３表はマイクロプロセツサ３３０の内容の16
進コアダンプである。第４表は固定メモリ又はコ
ードプラグ３５０の内容の16進ダンプである。マ
イクロコンピユータ３３０および固定メモリ３５
０がそれぞれ第３表および第５表の内容を読取る
ことによつて適当にプログラムされると、マイク
ロコンピユータ３３０は固定メモリ３５０および
第１５図に示されている回路の残りの部分ととも
に協動して本発明の１つの実施例を実施する。第
３表および第４表は下記の通りである。

【表】

【表】

【表】

【表】

【表】 上記の説明から、本発明は特定の信号を処理し
そのような特定の信号が所定の周波数を示すかど
うかを決定する方法を含むことは明らかである。
この方法は上記に詳述したが、ここで簡単に要約
しておく。この方法は観察期間信号を発生させる
ステツプを含む。この方法は更に観察期間信号に
よつて設けられる観察ウインドーの間に特定の信
号をサンプルし特定の信号のサンプルを作るステ
ツプを含む。この方法は前記観察ウインドーの始
端に近い時に、又はその代わりに前記観察ウイン
ドーの終端に近い時に起きる特定の信号のサンプ
ルの一部分を無視する（無視する）ステツプおよ
び特定の信号のサンプルと所定のパターンとを相
関させ所定の周波数を示す信号の存在を検出する
ステツプを含む。 上記は選択された所定の周波数における基本的
（substantial）レスポンスを達成すると同時に所
望しないサイドローブレスポンスを減少させる方
法で所定周波数を示す信号の存在を検出するデジ
タルサンプリングデコーダ回路を説明している。
大量の計算処理時間を処理せずに所定の周波数を
示す信号の無理が決定される。 本発明の一部の好ましい特徴のみを図解して示
したが、多くの変形および変更が当業者の心に浮
ぶであろう。従つて、下記の請求の範囲は本発明
の真の精神の範囲内にあるものとしてそのような
すべての変形および変更を含むことを意図してい
るものと理解すべきである。