JPH0422584Y2 - - Google Patents
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- JPH0422584Y2 JPH0422584Y2 JP1987019759U JP1975987U JPH0422584Y2 JP H0422584 Y2 JPH0422584 Y2 JP H0422584Y2 JP 1987019759 U JP1987019759 U JP 1987019759U JP 1975987 U JP1975987 U JP 1975987U JP H0422584 Y2 JPH0422584 Y2 JP H0422584Y2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
- H04B1/1081—Reduction of multipath noise
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本考案はFMマルチパス妨害抑圧回路に関し、
特に電源投入時における制御電圧の立上りの遅れ
を解消するようにしたFMマルチパス妨害抑圧回
路に関する。
特に電源投入時における制御電圧の立上りの遅れ
を解消するようにしたFMマルチパス妨害抑圧回
路に関する。
［従来の技術］
車載用FMステレオ受信機においてはFM放送
を受信する場合、受信アンテナに、FM放送波の
直接波とビルや山等で反射したその反射波が同時
に入力するため生じるいわゆるFMマルチパス妨
害により、受信出力にマルチパス雑音が入り込
み、非常に耳障りとなつており、受信品質を損ね
ている。そのため、このマルチパス雑音を軽減さ
せ、受信品質を向上させるべく、FMマルチパス
妨害抑圧回路が用いられている。
を受信する場合、受信アンテナに、FM放送波の
直接波とビルや山等で反射したその反射波が同時
に入力するため生じるいわゆるFMマルチパス妨
害により、受信出力にマルチパス雑音が入り込
み、非常に耳障りとなつており、受信品質を損ね
ている。そのため、このマルチパス雑音を軽減さ
せ、受信品質を向上させるべく、FMマルチパス
妨害抑圧回路が用いられている。
第４図は従来のFMマルチパス妨害抑圧回路を
用いたFMステレオ受信機の主要部を示す回路図
である。
用いたFMステレオ受信機の主要部を示す回路図
である。
同図において、受信系の主要部は、例えば
10.7MHzの高周波信号を増幅するFM IF回路１
と、そのIF出力をFMステレオ復調して左側信号
と右側信号を得るFMマルチプレツクス（MPX）
回路２より構成されている。
10.7MHzの高周波信号を増幅するFM IF回路１
と、そのIF出力をFMステレオ復調して左側信号
と右側信号を得るFMマルチプレツクス（MPX）
回路２より構成されている。
この受信系に対しマルチパス妨害抑圧回路３が
接続されており、この回路３は、IF回路１のＳ
メータ電圧（信号強度表示メータを握らせるため
の電圧）を入力信号としてマルチパス妨害を検出
するマルチパス妨害検出回路４、該回路４より出
力される負電圧を整流する負整流回路５及び該回
路５の出力電圧とＳメータ電圧とを加算して、
FM MPX回路２のステレオ分離制御端子SNC及
び高域制御端子HCLに印加する加算器６より構
成される。このような構成によつて、IFステー
ジに含まれる電界強度に比例しているＳメータ電
圧を利用してFM MPX回路２におけるステレオ
分離度を制御し、更に高域を減衰させることによ
り、Ｓ／Ｎ比の改善を図るものである。
接続されており、この回路３は、IF回路１のＳ
メータ電圧（信号強度表示メータを握らせるため
の電圧）を入力信号としてマルチパス妨害を検出
するマルチパス妨害検出回路４、該回路４より出
力される負電圧を整流する負整流回路５及び該回
路５の出力電圧とＳメータ電圧とを加算して、
FM MPX回路２のステレオ分離制御端子SNC及
び高域制御端子HCLに印加する加算器６より構
成される。このような構成によつて、IFステー
ジに含まれる電界強度に比例しているＳメータ電
圧を利用してFM MPX回路２におけるステレオ
分離度を制御し、更に高域を減衰させることによ
り、Ｓ／Ｎ比の改善を図るものである。
すなわち、FMマルチパス妨害が発生すると、
Ｓメータ電圧が瞬間的に低下し、これによる高調
波成分を発生することに着目し、高調波成分をマ
ルチパス妨害検出回路４で検出する。この検出電
圧を負整流回路５によつて整流し、これを加算器
６によつてＳメータ電圧に加算すると、加算器６
の出力する制御電圧は、FMマルチパス妨害量に
応じてＳメータ電圧を下げるように動作する。こ
こで、MPX２でのステレオ分離度は、Ｓメータ
電圧をその制御電圧として変化する。すなわち、
この制御電圧が低いほどステレオ分離度が劣化す
るので、FMマルチパス妨害が大きいほど上記電
圧が低下してモノラル状態に近づくことになる。
更に、上記電圧の低下に応じて高域減衰量も大き
くなるために、Ｓ／Ｎ比が向上し、受信品質が向
上する。
Ｓメータ電圧が瞬間的に低下し、これによる高調
波成分を発生することに着目し、高調波成分をマ
ルチパス妨害検出回路４で検出する。この検出電
圧を負整流回路５によつて整流し、これを加算器
６によつてＳメータ電圧に加算すると、加算器６
の出力する制御電圧は、FMマルチパス妨害量に
応じてＳメータ電圧を下げるように動作する。こ
こで、MPX２でのステレオ分離度は、Ｓメータ
電圧をその制御電圧として変化する。すなわち、
この制御電圧が低いほどステレオ分離度が劣化す
るので、FMマルチパス妨害が大きいほど上記電
圧が低下してモノラル状態に近づくことになる。
更に、上記電圧の低下に応じて高域減衰量も大き
くなるために、Ｓ／Ｎ比が向上し、受信品質が向
上する。
ところで、近年の電子装置のIC化に伴い、第
４図に示した破線枠のマルチパス妨害抑圧回路３
は第５図に示す回路構成によるＩチツプのIC（集
積回路）が用いられるようになつている。
４図に示した破線枠のマルチパス妨害抑圧回路３
は第５図に示す回路構成によるＩチツプのIC（集
積回路）が用いられるようになつている。
第５図において、マルチパス妨害抑圧回路１０
は、Ｓメータ電圧に基づいて制御出力電圧を得る
第１レベルシフト（シフトアツプ）回路１１、充
放電回路１２、該回路に接続される充放電用コン
デンサ１３及び第２レベルシフト（シフトダウ
ン）回路１４より成る制御出力系と、Ｓメータ電
圧の急激な低下による高調波成分（以下、交流電
圧という）を処理し、充放電回路１２を制御する
マルチパス妨害検出系とにより成る。
は、Ｓメータ電圧に基づいて制御出力電圧を得る
第１レベルシフト（シフトアツプ）回路１１、充
放電回路１２、該回路に接続される充放電用コン
デンサ１３及び第２レベルシフト（シフトダウ
ン）回路１４より成る制御出力系と、Ｓメータ電
圧の急激な低下による高調波成分（以下、交流電
圧という）を処理し、充放電回路１２を制御する
マルチパス妨害検出系とにより成る。
マルチパス妨害検出系は、交流電圧をＶ−Ｉ
（電流−電圧）変換するＶ−Ｉ変換器１５、変換
された電流値を逓倍出力する電流逓倍回路１６、
該回路１６の出力に基づいて充放電回路１２を制
御する充放電制御回路１７、充放電回路１２に充
電電流を供給するための充電電流発生回路１８及
び該回路１８に安定化した電圧を供給するための
定電圧回路１９より構成される。なお、コンデン
サC1は、直流分をカツトするために設けられて
いる。
（電流−電圧）変換するＶ−Ｉ変換器１５、変換
された電流値を逓倍出力する電流逓倍回路１６、
該回路１６の出力に基づいて充放電回路１２を制
御する充放電制御回路１７、充放電回路１２に充
電電流を供給するための充電電流発生回路１８及
び該回路１８に安定化した電圧を供給するための
定電圧回路１９より構成される。なお、コンデン
サC1は、直流分をカツトするために設けられて
いる。
次に、第５図におけるFMマルチパス妨害抑圧
回路１０の動作について説明する。
回路１０の動作について説明する。
Ｓメータ電圧のマルチパス妨害がない時の直流
電圧V1は、直流入力端子DC INに印加され、レ
ベルシフト回路１１及び１４によつて第６図に示
すようにこの直流電圧は同一レベル△Ｖのシフト
アツプとシフトダウンを受けるので、そのまま出
力端子DC OUTに制御電圧V0として出力され
る。コンデンサ１３（C2）は、マルチパス妨害
が無い状態では一定電圧が充電されている。
電圧V1は、直流入力端子DC INに印加され、レ
ベルシフト回路１１及び１４によつて第６図に示
すようにこの直流電圧は同一レベル△Ｖのシフト
アツプとシフトダウンを受けるので、そのまま出
力端子DC OUTに制御電圧V0として出力され
る。コンデンサ１３（C2）は、マルチパス妨害
が無い状態では一定電圧が充電されている。
マルチパス妨害があると、Ｓメータ電圧中の高
周波成分の交流電圧は、コンデンサC1を介して
交流入力端子AC INに印加され、Ｖ−Ｉ変換器
１５及び電流逓倍回路１６によりこれに対応した
電流に変換され、第７図のようにあるスレツシユ
ホールドレベルＡを越えた交流電圧に対し、その
スレツシユホールドレベルに応じてコンデンサ１
３の電荷を充放電制御回路１７により充電させ、
第２レベルシフト回路１４から出力される制御電
圧を減少させる。FMマルチパス妨害が無くなる
と、コンデンサ１３は再び充電される。この充放
電動作を示したのが第８図である。
周波成分の交流電圧は、コンデンサC1を介して
交流入力端子AC INに印加され、Ｖ−Ｉ変換器
１５及び電流逓倍回路１６によりこれに対応した
電流に変換され、第７図のようにあるスレツシユ
ホールドレベルＡを越えた交流電圧に対し、その
スレツシユホールドレベルに応じてコンデンサ１
３の電荷を充放電制御回路１７により充電させ、
第２レベルシフト回路１４から出力される制御電
圧を減少させる。FMマルチパス妨害が無くなる
と、コンデンサ１３は再び充電される。この充放
電動作を示したのが第８図である。
ここで、Tdはあるスレツシユホールドレベル
以上のFMマルチパス妨害がAC INに印加された
ときの制御電圧V′の立ち下がり時間で、外付の
コンデンサC2と第５図に示す集積回路に内蔵さ
れている拡散抵抗R0で設定される。
以上のFMマルチパス妨害がAC INに印加された
ときの制御電圧V′の立ち下がり時間で、外付の
コンデンサC2と第５図に示す集積回路に内蔵さ
れている拡散抵抗R0で設定される。
Td＝Cd・R0 ……(1)
また、TrはFMマルチパス妨害がなくなつて制
御電圧を元の電圧V′に復帰させる時の立上り時
間で、外付のコンデンサC2と外付抵抗R1で設定
できる。この外付抵抗R1はコンデンサC2の充電
電流Ｉを決定するものであり、以下の式でTrが
決まる。
御電圧を元の電圧V′に復帰させる時の立上り時
間で、外付のコンデンサC2と外付抵抗R1で設定
できる。この外付抵抗R1はコンデンサC2の充電
電流Ｉを決定するものであり、以下の式でTrが
決まる。
Tr＝C2・Vc／Ｉ ……(2)
Ｉ：外付抵抗R1により設定された充電電流
C2：外付コンデンサ
Vc：コンデンサC2とGND間の電圧
従つて第５図の回路は、外付コンデンサC2の
充放電特性を利用して、Ｓメータ電圧の制御を行
なうものである。
充放電特性を利用して、Ｓメータ電圧の制御を行
なうものである。
外付コンデンサC2に印加される電圧は、前述
したように、DC INに印加された直流電圧（Ｓ
メータ電圧）VIが、第１レベルシフト回路１１
で△Ｖだけシフトアツプされ、第２レベルシフト
回路１４で△Ｖ分シフトダウンされるようになつ
ているため、（VI＋△Ｖ）の電圧となる。またVI
が0Vのときは△Ｖの電圧となつている。
したように、DC INに印加された直流電圧（Ｓ
メータ電圧）VIが、第１レベルシフト回路１１
で△Ｖだけシフトアツプされ、第２レベルシフト
回路１４で△Ｖ分シフトダウンされるようになつ
ているため、（VI＋△Ｖ）の電圧となる。またVI
が0Vのときは△Ｖの電圧となつている。
従つて、通常の立上り時間Tr′及びVI＝０時の
立上り時間Tr″は次式で示される。
立上り時間Tr″は次式で示される。
［考案が解決しようとする課題］
(3)式より、従来のFMマルチパス妨害抑圧回路
にあつては、立上り時間が通常動作時のTr′に対
し電源投入時は（Tr′＋Tr″）となり、Tr″だけ長
くなるのがわかる。しかも電源投入時はFMマル
チパス妨害が発生していないにもかかわらず、制
御電圧Voが（Tr′＋Tr″）の時定数で立上り、モ
ノラルからステレオ状態へと緩やかに移行するた
め、聴感上の違和感やMPX回路の誤動作のよう
な感じを与えるという問題がある。
にあつては、立上り時間が通常動作時のTr′に対
し電源投入時は（Tr′＋Tr″）となり、Tr″だけ長
くなるのがわかる。しかも電源投入時はFMマル
チパス妨害が発生していないにもかかわらず、制
御電圧Voが（Tr′＋Tr″）の時定数で立上り、モ
ノラルからステレオ状態へと緩やかに移行するた
め、聴感上の違和感やMPX回路の誤動作のよう
な感じを与えるという問題がある。
さらに、第９図に示すように、電源投入時と電
源投入後の動作において、立上り時間に差が生じ
る。すなわち、第１レベルシフト回路１１で△Ｖ
分がシフトされた時間Tr″の期間、制御出力電圧
Voが０ボルトの状態を維持し、この時間帯にお
いてはFM復調器の分離度、高域減衰の制御動作
等が全く行なわれないという問題がある。
源投入後の動作において、立上り時間に差が生じ
る。すなわち、第１レベルシフト回路１１で△Ｖ
分がシフトされた時間Tr″の期間、制御出力電圧
Voが０ボルトの状態を維持し、この時間帯にお
いてはFM復調器の分離度、高域減衰の制御動作
等が全く行なわれないという問題がある。
以上の状態は受信機のメインスイツチによる電
源投入時ばかりでなく、AM／FMのバンド切換
時にも生ずる。
源投入時ばかりでなく、AM／FMのバンド切換
時にも生ずる。
本考案の目的は、電源投入時又はAM／FMバ
ンド切換時における制御電圧の立上り時定数を電
源投入後の立上り時定数と同一にしたFMマルチ
パス妨害抑圧回路を提供することにある。
ンド切換時における制御電圧の立上り時定数を電
源投入後の立上り時定数と同一にしたFMマルチ
パス妨害抑圧回路を提供することにある。
［問題点を解決するための手段］
上記目的を達成するため、本考案は、FM受信
信号から電界強度に応じた信号強度メータ電圧を
出力すると共に上記FM受信信号を所定の中間周
波数信号に変換し増幅する中間周波数増幅手段
と、上記中間周波数信号を所定のステレオ分離度
に応じて復調しステレオ信号を得るFMステレオ
復調手段と、前記信号強度メータ電圧を所定レベ
ルシフトアツプして出力する第１レベルシフト部
と、シフトアツプされた信号強度メータ電圧に基
づいて電源部により充電された充放電用コンデン
サの電圧を放電すると共に、該充放電用コンデン
サの電圧を上記電源部の電源電圧となるように充
電して該充放電用コンデンサの充放電特性により
制御電圧を出力する充放電部と、該制御電圧を前
記第１レベルシフト部と同一レベルでシフトダウ
ンして出力する第２レベルシフト部と、から成
り、シフトダウンされた前記制御電圧により前記
ステレオ分離度を制御してマルチパス妨害を抑制
するマルチパス妨害抑圧制御手段と、を備え、上
記マルチパス妨害抑圧制御手段には、前記充放電
用コンデンサと前記電源部との間に急速充電用コ
ンデンサが接続され、該急速放電用コンデンサは
前記シフトダウンされた制御電圧の立上り時間を
電源投入後の立上り時間と略同一にする過渡電圧
を該充放電用コンデンサに供給し前記第２レベル
シフト部から制御電圧を出力させることを特徴と
する。
信号から電界強度に応じた信号強度メータ電圧を
出力すると共に上記FM受信信号を所定の中間周
波数信号に変換し増幅する中間周波数増幅手段
と、上記中間周波数信号を所定のステレオ分離度
に応じて復調しステレオ信号を得るFMステレオ
復調手段と、前記信号強度メータ電圧を所定レベ
ルシフトアツプして出力する第１レベルシフト部
と、シフトアツプされた信号強度メータ電圧に基
づいて電源部により充電された充放電用コンデン
サの電圧を放電すると共に、該充放電用コンデン
サの電圧を上記電源部の電源電圧となるように充
電して該充放電用コンデンサの充放電特性により
制御電圧を出力する充放電部と、該制御電圧を前
記第１レベルシフト部と同一レベルでシフトダウ
ンして出力する第２レベルシフト部と、から成
り、シフトダウンされた前記制御電圧により前記
ステレオ分離度を制御してマルチパス妨害を抑制
するマルチパス妨害抑圧制御手段と、を備え、上
記マルチパス妨害抑圧制御手段には、前記充放電
用コンデンサと前記電源部との間に急速充電用コ
ンデンサが接続され、該急速放電用コンデンサは
前記シフトダウンされた制御電圧の立上り時間を
電源投入後の立上り時間と略同一にする過渡電圧
を該充放電用コンデンサに供給し前記第２レベル
シフト部から制御電圧を出力させることを特徴と
する。
［作用］
電源投入時には電源部より急速充放電用のコン
デンサを介して過度電流が充放電用のコンデンサ
に流れ、該コンデンサの端子電圧にあるレベルに
急上昇させる。これによつて制御電圧の立上り時
定数は、電源投入後の立上り時定数と同一にな
る。
デンサを介して過度電流が充放電用のコンデンサ
に流れ、該コンデンサの端子電圧にあるレベルに
急上昇させる。これによつて制御電圧の立上り時
定数は、電源投入後の立上り時定数と同一にな
る。
［実施例］
以下、本考案によるFMマルチパス妨害抑圧制
御回路を第１図乃至第３図を参照して説明する。
御回路を第１図乃至第３図を参照して説明する。
第１図は本考案の一実施例を示す回路図であ
る。
る。
本実施例は、第５図に示す回路１０の電源Vcc
とコンデンサ１３のホツトエンドとの間にコンデ
ンサ２０（C′）を接続することにより構成され
る。
とコンデンサ１３のホツトエンドとの間にコンデ
ンサ２０（C′）を接続することにより構成され
る。
このような構成によつて、電源投入時にコンデ
ンサ２０に流れる過度電流を利用してコンデンサ
２０の端子電圧を強制的に所定のレベルに充電す
ることができる。
ンサ２０に流れる過度電流を利用してコンデンサ
２０の端子電圧を強制的に所定のレベルに充電す
ることができる。
第２図は本考案の原理を説明する等価回路図で
ある。同図で、SWは電源投入用スイツチ、Ｒは
FMマルチパス妨害抑圧制御回路１０の内部抵抗
である。
ある。同図で、SWは電源投入用スイツチ、Ｒは
FMマルチパス妨害抑圧制御回路１０の内部抵抗
である。
第２図において、最初、スイツチSWはOFF
（電源投入前）であり、ec，e′は各々0Vである。
スイツチSWをON（電源投入時）すると、e′の電
圧は e′＝C′／C2＋C′・Vcc ……(4) となり、コンデンサ１３（C2）の端子電圧は瞬
時に所定電圧に到達する。
（電源投入前）であり、ec，e′は各々0Vである。
スイツチSWをON（電源投入時）すると、e′の電
圧は e′＝C′／C2＋C′・Vcc ……(4) となり、コンデンサ１３（C2）の端子電圧は瞬
時に所定電圧に到達する。
次に数式を用い、第２図を参照しながら説明す
る。
る。
（ただし、iRは抵抗Ｒを流れる電流値、q2はコ
ンデンサC2の電荷、q′はコンデンサ２０の電荷を
各々に示している。） (5)式からiR及びq2を消去すると、次式が導かれ
る。
ンデンサC2の電荷、q′はコンデンサ２０の電荷を
各々に示している。） (5)式からiR及びq2を消去すると、次式が導かれ
る。
−ｔ／Ｒ（C′＋C2）
q′＝C′−Vcc（１−C′／C′＋C2ε） ……(6)
従って、
−ｔ／Ｒ（C′＋C2）
ec＝q′／C′＝Vcc（１−C′／C′＋C2ε）
e′＝Vcc−ec
−ｔ／Ｒ（C′＋C2）
＝VccC′／C′＋C2ε） ……(7)
この関係をグラフで示せば第３図のようにな
る。このような特性を利用し、(4)式の電圧e′をコ
ンデンサ１３（C2）に電源投入時に瞬時に生じ
させることにより、第９図に示す立上り時定数
Tr″を０にしている。このためには、コンデンサ
２０と１３の容量C′，C2を、 △Ｖ＝C′／C2＋C′・Vcc の関係を満足するように選定すればよい。また、
立上り時定数（Tr″＋Tr′）は、e′の電圧値を大き
くとることにより改善される。
る。このような特性を利用し、(4)式の電圧e′をコ
ンデンサ１３（C2）に電源投入時に瞬時に生じ
させることにより、第９図に示す立上り時定数
Tr″を０にしている。このためには、コンデンサ
２０と１３の容量C′，C2を、 △Ｖ＝C′／C2＋C′・Vcc の関係を満足するように選定すればよい。また、
立上り時定数（Tr″＋Tr′）は、e′の電圧値を大き
くとることにより改善される。
［考案の効果］
以上説明した通り、本考案によれば、FMマル
チパス妨害抑圧回路において、電源投入時の動作
と電源投入後の動作を同じように設定できるた
め、聴感上の違和感を解消することができる。ま
た、電源投入時にも制御電圧として瞬時にＳメー
タ電圧をそのまま出力することが可能なので、
FM／AMバンド切換や電源投入時等におけるモ
ノラルからステレオ状態へのゆるやかな移行によ
る違和感をも解消することができる。
チパス妨害抑圧回路において、電源投入時の動作
と電源投入後の動作を同じように設定できるた
め、聴感上の違和感を解消することができる。ま
た、電源投入時にも制御電圧として瞬時にＳメー
タ電圧をそのまま出力することが可能なので、
FM／AMバンド切換や電源投入時等におけるモ
ノラルからステレオ状態へのゆるやかな移行によ
る違和感をも解消することができる。
第１図は本考案の一実施例を示す回路図、第２
図は本考案の原理を示す等価回路図、第３図は第
２図における動作波形図、第４図は従来のFMマ
ルチパス妨害抑圧制御回路を示すブロツク図、第
５図はIC化された従来のFMマルチパス妨害抑圧
制御回路を示すブロツク図、第６図は第５図のレ
ベルシフト回路の動作特性図、第７図はスレツシ
ユホールドレベル特性図、第８図は第５図におけ
る充放電回路の動作特性図、第９図は従来回路に
おける電源投入時と投入後の立上り差を説明する
電圧特性図である。 １０……FMマルチパス妨害抑圧制御回路、１
１……第１レベルシフト回路、１２……充放電回
路、１３……充放電用コンデンサ、１４……第２
レベルシフト回路、１５……Ｖ−Ｉ変換器、１６
……電流逓倍回路、１７……充放電制御回路、１
８……充電電流発生回路、２０……急速チヤージ
用コンデンサ。
図は本考案の原理を示す等価回路図、第３図は第
２図における動作波形図、第４図は従来のFMマ
ルチパス妨害抑圧制御回路を示すブロツク図、第
５図はIC化された従来のFMマルチパス妨害抑圧
制御回路を示すブロツク図、第６図は第５図のレ
ベルシフト回路の動作特性図、第７図はスレツシ
ユホールドレベル特性図、第８図は第５図におけ
る充放電回路の動作特性図、第９図は従来回路に
おける電源投入時と投入後の立上り差を説明する
電圧特性図である。 １０……FMマルチパス妨害抑圧制御回路、１
１……第１レベルシフト回路、１２……充放電回
路、１３……充放電用コンデンサ、１４……第２
レベルシフト回路、１５……Ｖ−Ｉ変換器、１６
……電流逓倍回路、１７……充放電制御回路、１
８……充電電流発生回路、２０……急速チヤージ
用コンデンサ。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 FM受信信号から電界強度に応じた信号強度メ
ータ電圧を出力すると共に上記FM受信信号を所
定の中間周波数信号に変換し増幅する中間周波数
増幅手段と、 上記中間周波数信号を所定のステレオ分離度に
応じて復調しステレオ信号を得るFMステレオ復
調手段と、 前記信号強度メータ電圧を所定レベルシフトア
ツプして出力する第１レベルシフト部と、シフト
アツプされた信号強度メータ電圧に基づいて電源
部により充電された充放電用コンデンサの電圧を
放電すると共に、該充放電用コンデンサの電圧を
上記電源部の電源電圧となるように充電して該充
放電用コンデンサの充放電特性により制御電圧を
出力する充放電部と、該制御電圧を前記第１レベ
ルシフト部と同一レベルでシフトダウンして出力
する第２レベルシフト部と、から成り、シフトダ
ウンされた前記制御電圧により前記ステレオ分離
度を制御してマルチパス妨害を抑制するマルチパ
ス妨害抑圧制御手段と、を備え、 上記マルチパス妨害抑圧制御手段には、前記充
放電用コンデンサと前記電源部との間に急速充電
用コンデンサが接続され、該急速放電用コンデン
サは前記シフトダウンされた制御電圧の立上り時
間を電源投入後の立上り時間と略同一にする過渡
電圧を該充放電用コンデンサに供給し前記第２レ
ベルシフト部から制御電圧を出力させることを特
徴とするFMマルチパス妨害抑圧回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1987019759U JPH0422584Y2 (ja) | 1987-02-13 | 1987-02-13 | |
| US07/152,531 US4881274A (en) | 1987-02-13 | 1988-02-05 | FM multipath noise reduction circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1987019759U JPH0422584Y2 (ja) | 1987-02-13 | 1987-02-13 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63131243U JPS63131243U (ja) | 1988-08-26 |
| JPH0422584Y2 true JPH0422584Y2 (ja) | 1992-05-25 |
Family
ID=12008269
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1987019759U Expired JPH0422584Y2 (ja) | 1987-02-13 | 1987-02-13 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4881274A (ja) |
| JP (1) | JPH0422584Y2 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5204973A (en) * | 1989-11-17 | 1993-04-20 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Receiver capable of quickly suppressing defective effect of multipath reflection interference |
| US5113446A (en) * | 1990-12-17 | 1992-05-12 | Ford Motor Company | Stereo blend controller for FM receivers |
| US5241687A (en) * | 1991-02-14 | 1993-08-31 | Bose Corporation | Phase controlling phase of local subcarrier signal to correspond to transmitted pilot signal |
| US5375259A (en) * | 1992-02-20 | 1994-12-20 | Lee; Denny L. Y. | Analog signal noise reduction process and apparatus |
| US5408685A (en) * | 1992-04-06 | 1995-04-18 | Ford Motor Company | Multipath detector using phase comparison of stereo pilot signal |
| US5249233A (en) * | 1992-04-06 | 1993-09-28 | Ford Motor Company | Multipath noise minimizer for radio receiver |
| JP4916974B2 (ja) * | 2007-08-03 | 2012-04-18 | オンセミコンダクター・トレーディング・リミテッド | Ｆｍチューナ |
| US10320517B2 (en) | 2017-06-05 | 2019-06-11 | J3 Technology LLC | Switched transmit antennas with no feedback for multipath reduction |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61202537A (ja) * | 1985-03-06 | 1986-09-08 | Clarion Co Ltd | Ｆｍステレオ受信機におけるステレオ雑音低減回路 |
-
1987
- 1987-02-13 JP JP1987019759U patent/JPH0422584Y2/ja not_active Expired
-
1988
- 1988-02-05 US US07/152,531 patent/US4881274A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63131243U (ja) | 1988-08-26 |
| US4881274A (en) | 1989-11-14 |
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