JPH04232884A - 線形化装置を具えるｆｍｃｗレーダ - Google Patents
線形化装置を具えるｆｍｃｗレーダInfo
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- JPH04232884A JPH04232884A JP3193737A JP19373791A JPH04232884A JP H04232884 A JPH04232884 A JP H04232884A JP 3193737 A JP3193737 A JP 3193737A JP 19373791 A JP19373791 A JP 19373791A JP H04232884 A JPH04232884 A JP H04232884A
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L1/00—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply
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- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
-
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- H03L2207/05—Compensating for non-linear characteristics of the controlled oscillator
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- General Physics & Mathematics (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＦＭＣＷレーダ線型化
装置及び該線型化装置を具えるＦＭＣＷレーダに関する
ものである。
装置及び該線型化装置を具えるＦＭＣＷレーダに関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】ＦＭＣＷレーダ線型化装置は、本来既知
のものである。一例としては、Ｐｅｅｂｌ−ｅｓ，Ｐ．
Ｚ及び Ｇｒｅｅｎ，Ａ．Ｈによる” Ｏｎ Ｐｅｒｆ
ｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ａ Ｌｉｎｅａｒ Ｆ．Ｍ．
Ｒａｄｅｒ Ｔｒａｎｓ−ｍｉｔｔｅｒ ａｔ ３５
ＧＨｚ ”，ＩＥＥＥ， Ｓｏｕｔｈｃｏｎ， １９８
２ で開示されているものがある。要約すると、ｒｆ電
圧制御オシレータ（ＶＣＯ）を用いてマイクロ波ｒｆ信
号が供給されるｒｆタイムディレイ装置を用いて、人工
的（すなわち、合成的な）ターゲットを発生させる。タ
イムディレイ装置への入力信号及び、該装置からの出力
信号をともに混合し、出力信号が、基準オシレータが接
続されている位相検出器に供給される。一定値からのい
かなる周波数推移も検出され、これを用いて位相エラー
に比例する電圧発生させる。この電圧は増幅されるとと
もに、極性反転しｒｆＶＣＯへと戻される。これによっ
て、位相エラーに比例する電圧を用いて、本質的な周波
数エラーを動的に低減させる。
のものである。一例としては、Ｐｅｅｂｌ−ｅｓ，Ｐ．
Ｚ及び Ｇｒｅｅｎ，Ａ．Ｈによる” Ｏｎ Ｐｅｒｆ
ｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ａ Ｌｉｎｅａｒ Ｆ．Ｍ．
Ｒａｄｅｒ Ｔｒａｎｓ−ｍｉｔｔｅｒ ａｔ ３５
ＧＨｚ ”，ＩＥＥＥ， Ｓｏｕｔｈｃｏｎ， １９８
２ で開示されているものがある。要約すると、ｒｆ電
圧制御オシレータ（ＶＣＯ）を用いてマイクロ波ｒｆ信
号が供給されるｒｆタイムディレイ装置を用いて、人工
的（すなわち、合成的な）ターゲットを発生させる。タ
イムディレイ装置への入力信号及び、該装置からの出力
信号をともに混合し、出力信号が、基準オシレータが接
続されている位相検出器に供給される。一定値からのい
かなる周波数推移も検出され、これを用いて位相エラー
に比例する電圧発生させる。この電圧は増幅されるとと
もに、極性反転しｒｆＶＣＯへと戻される。これによっ
て、位相エラーに比例する電圧を用いて、本質的な周波
数エラーを動的に低減させる。
【０００３】この論文では、図２にて実際の装置を示し
ている。この装置では、位相検出器を介する直接漏れる
電流による性能劣化を避けるために、別のローカルオシ
レータ信号が供給される２個の付加的なｒｆミキサを設
けている。第１の付加的なｒｆミキサを、ｒｆＶＣＯと
入力端子との間の信号通路で、タイムディレイ装置に接
続し、第２の付加的なｒｆミキサを、前記信号通路で、
ディレイなしのｒｆＶＣＯが供給される基本装置内の前
記第１ミキサの入力端子に接続する。位相検出器の漏れ
電流の問題を軽減すべく、基本装置に以上のような工夫
を施した。
ている。この装置では、位相検出器を介する直接漏れる
電流による性能劣化を避けるために、別のローカルオシ
レータ信号が供給される２個の付加的なｒｆミキサを設
けている。第１の付加的なｒｆミキサを、ｒｆＶＣＯと
入力端子との間の信号通路で、タイムディレイ装置に接
続し、第２の付加的なｒｆミキサを、前記信号通路で、
ディレイなしのｒｆＶＣＯが供給される基本装置内の前
記第１ミキサの入力端子に接続する。位相検出器の漏れ
電流の問題を軽減すべく、基本装置に以上のような工夫
を施した。
【０００４】人工的なターゲットを発生させるために導
入されるタイムディレイは、２０ｎＳのオーダである。 １．５ ＧＨｚのオーダの周波数でのこのようなタイム
ディレイは、通常、これらの周波数で、損失が４０ｄＢ
より大きい同軸ケーブルによって発生される。このよう
な損失は、周波数を増加させるに従って増加する。
入されるタイムディレイは、２０ｎＳのオーダである。 １．５ ＧＨｚのオーダの周波数でのこのようなタイム
ディレイは、通常、これらの周波数で、損失が４０ｄＢ
より大きい同軸ケーブルによって発生される。このよう
な損失は、周波数を増加させるに従って増加する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、２０ｎＳのタ
イムディレイを用いて人工的なターゲットを発生させる
ことによる第２番目の影響によって、線型化装置に大き
な制約を課すこととなってしまう。これによって線型化
装置がその最適状態で動作しないこととなる。
イムディレイを用いて人工的なターゲットを発生させる
ことによる第２番目の影響によって、線型化装置に大き
な制約を課すこととなってしまう。これによって線型化
装置がその最適状態で動作しないこととなる。
【０００６】この既知の線型化装置の欠点は、該線型化
装置がマイクロ波周波数で動作することである。このこ
とによって、ミキサ等の構成要素がコスト高となり、デ
ィレイ装置の損失が生じ、更に、大きな制約が線型化装
置に課される。本発明の目的は、ＦＭＣＷレーダを線型
化する際のこれらの欠点を解消せんとするにある。
装置がマイクロ波周波数で動作することである。このこ
とによって、ミキサ等の構成要素がコスト高となり、デ
ィレイ装置の損失が生じ、更に、大きな制約が線型化装
置に課される。本発明の目的は、ＦＭＣＷレーダを線型
化する際のこれらの欠点を解消せんとするにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、ＦＭＣ
Ｗレーダは、ｒｆ電圧制御オシレータ（ＶＣＯ）と、限
定される範囲で前記電圧制御オシレータの周波数を連続
的に掃引するための手段と、送信信号を放出するととも
に、少なくとも帰還信号を受信するための信号オペレー
ティング手段と、安定ローカルオシレータ（ＳＴＡＬＯ
）と、前記帰還信号、前記電圧制御オシレータから得ら
れるローカルオシレータ信号及び前記安定ローカルオシ
レータ（ＳＴＡＬＯ）から得られる信号が供給されると
ともに、レーダｉｆ信号及びリニアライザｉｆ信号が得
られる複数のボートと、前記リニアライザｉｆ信号を受
信するための入力端子を有する線型化装置とを具えてい
る。
Ｗレーダは、ｒｆ電圧制御オシレータ（ＶＣＯ）と、限
定される範囲で前記電圧制御オシレータの周波数を連続
的に掃引するための手段と、送信信号を放出するととも
に、少なくとも帰還信号を受信するための信号オペレー
ティング手段と、安定ローカルオシレータ（ＳＴＡＬＯ
）と、前記帰還信号、前記電圧制御オシレータから得ら
れるローカルオシレータ信号及び前記安定ローカルオシ
レータ（ＳＴＡＬＯ）から得られる信号が供給されると
ともに、レーダｉｆ信号及びリニアライザｉｆ信号が得
られる複数のボートと、前記リニアライザｉｆ信号を受
信するための入力端子を有する線型化装置とを具えてい
る。
【０００８】本発明は、単一のミキサを用いて、レーダ
ｉｆ信号及びリニアライザｉｆ信号の両方を発生させ、
且つ、リニアライザｉｆ信号をＵＨＦ信号とし、人工的
なターゲット信号を発生させる線型化装置が、同軸ケー
ブルと比較して低損失のＳＡＷ装置のようなより効率的
なディレイ装置を用いることができるとの認識に基づい
ている。ディレイ装置のタイムディレイを選択する際、
そのディレイが本来のターゲットの検出により生じるデ
ィレイに相当する必要がある。
ｉｆ信号及びリニアライザｉｆ信号の両方を発生させ、
且つ、リニアライザｉｆ信号をＵＨＦ信号とし、人工的
なターゲット信号を発生させる線型化装置が、同軸ケー
ブルと比較して低損失のＳＡＷ装置のようなより効率的
なディレイ装置を用いることができるとの認識に基づい
ている。ディレイ装置のタイムディレイを選択する際、
そのディレイが本来のターゲットの検出により生じるデ
ィレイに相当する必要がある。
【０００９】本発明によるレーダの一例では、前記安定
ローカルオシレータの出力の取り出しが最小となり、且
つ前記帰還信号の損失が極めて小さくなるような結合係
数を有する方向性結合器によって、前記安定ローカルオ
シレータの出力端子を、前記帰還信号通路に結合させる
。
ローカルオシレータの出力の取り出しが最小となり、且
つ前記帰還信号の損失が極めて小さくなるような結合係
数を有する方向性結合器によって、前記安定ローカルオ
シレータの出力端子を、前記帰還信号通路に結合させる
。
【００１０】本発明によるレーダの他の一例では、前記
ミキサを、ローカルオシレータ及び帰還信号のポートと
、ＤＣバイアスと、ｉｆ出力端子とを有するＤＣバイア
ス高調波ミキサとしている。ＳＴＡＬＯを、ＤＣバイア
スポートに結合する。ＳＴＡＬＯの周波数は、上記例の
周波数よりも低い。その理由は、その周波数の高調波を
用いて所望のリニアライザｉｆ周波数を発生させる。 この変形例においては、ＳＴＡＬＯを、レーダｉｆ信号
が得られるミキサのポートに結合させる。リニアライザ
ｉｆ信号は、ＤＣバイアスが供給されるポートから得ら
れる。
ミキサを、ローカルオシレータ及び帰還信号のポートと
、ＤＣバイアスと、ｉｆ出力端子とを有するＤＣバイア
ス高調波ミキサとしている。ＳＴＡＬＯを、ＤＣバイア
スポートに結合する。ＳＴＡＬＯの周波数は、上記例の
周波数よりも低い。その理由は、その周波数の高調波を
用いて所望のリニアライザｉｆ周波数を発生させる。 この変形例においては、ＳＴＡＬＯを、レーダｉｆ信号
が得られるミキサのポートに結合させる。リニアライザ
ｉｆ信号は、ＤＣバイアスが供給されるポートから得ら
れる。
【００１１】必要ならば、前記線型化装置の前記出力信
号を用いて、前記電圧制御オシレータの周波数掃引手段
の出力信号を線型化することができる。一方、バッファ
記憶装置に保持されているデジタル化レーダｉｆ信号の
サンプリングを線型化するように、線型化装置を構成す
ることもできる。
号を用いて、前記電圧制御オシレータの周波数掃引手段
の出力信号を線型化することができる。一方、バッファ
記憶装置に保持されているデジタル化レーダｉｆ信号の
サンプリングを線型化するように、線型化装置を構成す
ることもできる。
【００１２】ＶＣＯ周波数掃引手段の出力信号を線型化
するための線型化装置の一例では、前記リニアライザｉ
ｆ信号から合成ターゲット信号を発生させるための手段
と、前記合成ターゲット信号を受信するための第１入力
端子及び第２安定ローカルオシレータと結合される第２
入力端子を有する位相感応検出手段とを具え、且つ、出
力信号を、前記電圧制御オシレータの周波数掃引手段に
供給されるべきエラー信号を供給するローパスフィルタ
リング手段に結合させる。
するための線型化装置の一例では、前記リニアライザｉ
ｆ信号から合成ターゲット信号を発生させるための手段
と、前記合成ターゲット信号を受信するための第１入力
端子及び第２安定ローカルオシレータと結合される第２
入力端子を有する位相感応検出手段とを具え、且つ、出
力信号を、前記電圧制御オシレータの周波数掃引手段に
供給されるべきエラー信号を供給するローパスフィルタ
リング手段に結合させる。
【００１３】上記線型化装置のローパスフィルタリング
手段を実現する際、振幅ロールオフ特性を、初期的には
極めて急勾配とし、その後単位利得ポイントに近づくに
つれて、急勾配でなくなるように構成するのが有利であ
ることを確かめた。ロールオフ特性をこのように構成す
ることで、単位利得ポイント付近でのロールオフが比較
的浅いままで、低周波数での高利得を達成する。このよ
うな浅いロールオフによって、単位利得ポイントに近づ
く際の安定性の問題を解消することができる。
手段を実現する際、振幅ロールオフ特性を、初期的には
極めて急勾配とし、その後単位利得ポイントに近づくに
つれて、急勾配でなくなるように構成するのが有利であ
ることを確かめた。ロールオフ特性をこのように構成す
ることで、単位利得ポイント付近でのロールオフが比較
的浅いままで、低周波数での高利得を達成する。このよ
うな浅いロールオフによって、単位利得ポイントに近づ
く際の安定性の問題を解消することができる。
【００１４】第２ＳＴＡＬＯの基本周波数及びその高調
波が位相感応検出手段の出力に存在するので、ローパス
フィルタリング手段はハイＱのシャープトラップフィル
タを具え、ＶＣＯに逆効果を及ぼすこれらの不要な周波
数を取り除く。トラップフィルタを設けることによって
生じうる不安定を解消するために、単位利得周波数を、
第２ＳＴＡＬＯ周波数よりも低く設定し、ループがトラ
ップ周波数で発振しないようにしている。前記ローパス
フィルタリング手段を、少なくとも２個のステージで実
現し、且つ、前記２個のステージの一方を、物理的に、
前記電圧制御オシレータの付近に配置し、且つ、前記２
個のステージの他方を、物理的に、前記位相感応検出手
段の付近に配置することができる。このようにローパス
フィルタリング手段を実現することで、位相感応検出手
段によって発生する高レベル高調波とともにＶＣＯの付
近のノイズ信号及びスプリアス信号を取り除く。
波が位相感応検出手段の出力に存在するので、ローパス
フィルタリング手段はハイＱのシャープトラップフィル
タを具え、ＶＣＯに逆効果を及ぼすこれらの不要な周波
数を取り除く。トラップフィルタを設けることによって
生じうる不安定を解消するために、単位利得周波数を、
第２ＳＴＡＬＯ周波数よりも低く設定し、ループがトラ
ップ周波数で発振しないようにしている。前記ローパス
フィルタリング手段を、少なくとも２個のステージで実
現し、且つ、前記２個のステージの一方を、物理的に、
前記電圧制御オシレータの付近に配置し、且つ、前記２
個のステージの他方を、物理的に、前記位相感応検出手
段の付近に配置することができる。このようにローパス
フィルタリング手段を実現することで、位相感応検出手
段によって発生する高レベル高調波とともにＶＣＯの付
近のノイズ信号及びスプリアス信号を取り除く。
【００１５】
【実施例】以下図面を参照して実施例を説明するに、対
応する構成要素には、同一の参照番号を付す。
応する構成要素には、同一の参照番号を付す。
【００１６】図１において、ＦＭＣＷレーダは、中心周
波数が約９０ＧＨｚである信号を発生する電圧制御マイ
クロ波オシレータ（ＶＣＯ）１０を具えている。ＶＣＯ
１０に供給される、理想的に線型的に傾斜するバイアス
電圧を発生させるランプ（ｒａｍｐ）ジェネレータ１２
によって、ＶＣＯ１０の周波数は掃引される。しかしな
がら、ＶＣＯの同調特性が不完全な場合、周波数掃引は
線型的ではなくなる。ＶＣＯ１０からの出力信号は、サ
ーキュレータ１６のような不可逆性手段を介してアンテ
ナ１４に送られる。このサーキュレータ１６は、送信さ
れる信号と、受信される帰還信号とを分離する役割を果
たす。ｒｆミキサ１８は、サーキュレータ１６に接続さ
れるポートと、方向性結合器２０によってＶＣＯ１０１
０の出力端子から得られるローカルオシレータ信号を受
信するためのポートとを有している。 周波数が１ＭＨｚのオーダである低い周波数に変換され
たレーダｉｆ信号ＲＩＦは、バンドパスフィルタ２２を
用いて得られ、信号アナライザ２４に供給される。ＦＭ
ＣＷレーダの基本的な動作は既知であり、帰還信号が後
に置換されることを除き、本質的に送信される信号の複
製となっていることを述べれば十分である。掃引速度が
一定であると過程すると、差周波数はターゲットレンジ
に比例している。一方、掃引速度を変化させると、すな
わち、非線型的にすると、送信される信号と受信される
信号との周波数の差は優れたレンジの指標となり得ない
。
波数が約９０ＧＨｚである信号を発生する電圧制御マイ
クロ波オシレータ（ＶＣＯ）１０を具えている。ＶＣＯ
１０に供給される、理想的に線型的に傾斜するバイアス
電圧を発生させるランプ（ｒａｍｐ）ジェネレータ１２
によって、ＶＣＯ１０の周波数は掃引される。しかしな
がら、ＶＣＯの同調特性が不完全な場合、周波数掃引は
線型的ではなくなる。ＶＣＯ１０からの出力信号は、サ
ーキュレータ１６のような不可逆性手段を介してアンテ
ナ１４に送られる。このサーキュレータ１６は、送信さ
れる信号と、受信される帰還信号とを分離する役割を果
たす。ｒｆミキサ１８は、サーキュレータ１６に接続さ
れるポートと、方向性結合器２０によってＶＣＯ１０１
０の出力端子から得られるローカルオシレータ信号を受
信するためのポートとを有している。 周波数が１ＭＨｚのオーダである低い周波数に変換され
たレーダｉｆ信号ＲＩＦは、バンドパスフィルタ２２を
用いて得られ、信号アナライザ２４に供給される。ＦＭ
ＣＷレーダの基本的な動作は既知であり、帰還信号が後
に置換されることを除き、本質的に送信される信号の複
製となっていることを述べれば十分である。掃引速度が
一定であると過程すると、差周波数はターゲットレンジ
に比例している。一方、掃引速度を変化させると、すな
わち、非線型的にすると、送信される信号と受信される
信号との周波数の差は優れたレンジの指標となり得ない
。
【００１７】掃引速度を一定、すなわち、線型的にする
には、種々の方法がある。図４，５及び６において、３
例を説明する。しかしながら、各々の例では、安定ロー
カルオシレータ（ＳＴＡＬＯ）を必要とし、線型化装置
２８で使用される線型中間周波数ＬＩＦを発生させる。 掃引速度を線型化させるためのある方法では、極性反転
して加算段３０に供給されるエラー修正電圧が得られる
。加算段３０において、エラー修正電圧が、必要に応じ
て、線型的に傾斜するバイアス電圧を変化させる。もう
一つの方法では、線型的に傾斜するバイアス電圧を調整
しておらず、結果的に、加算段３０は任意的なものであ
る。
には、種々の方法がある。図４，５及び６において、３
例を説明する。しかしながら、各々の例では、安定ロー
カルオシレータ（ＳＴＡＬＯ）を必要とし、線型化装置
２８で使用される線型中間周波数ＬＩＦを発生させる。 掃引速度を線型化させるためのある方法では、極性反転
して加算段３０に供給されるエラー修正電圧が得られる
。加算段３０において、エラー修正電圧が、必要に応じ
て、線型的に傾斜するバイアス電圧を変化させる。もう
一つの方法では、線型的に傾斜するバイアス電圧を調整
しておらず、結果的に、加算段３０は任意的なものであ
る。
【００１８】図１において、９０ＧＨｚのオーダの周波
数のマイクロ波を発生させるＳＴＡＬＯ３２を、方向性
結合器３４によって、サーキュレータ１６とミキサ１８
とのライン相互接続に結合させる。ＳＴＡＬＯ周波数及
び受信される帰還信号はＶＣＯ１０より得られるローカ
ルオシレータ信号と、同時に混合され、５００ ＭＨｚ
のオーダの線型中間周波数ＬＩＦ及び、１ＭＨｚのＲＩ
Ｆを提供する。各々の信号は、バンドパスフィルタ２２
及び３６を用いて分離される。冒頭にて説明した既知の
リニアライザと比較すると、図１にて示す例では、唯一
個のｒｆミキサ１８のみを必要とし、かなりの費用節約
となる。更に、ＬＩＦは、マイクロ波周波数というより
は、ＵＨＦである。
数のマイクロ波を発生させるＳＴＡＬＯ３２を、方向性
結合器３４によって、サーキュレータ１６とミキサ１８
とのライン相互接続に結合させる。ＳＴＡＬＯ周波数及
び受信される帰還信号はＶＣＯ１０より得られるローカ
ルオシレータ信号と、同時に混合され、５００ ＭＨｚ
のオーダの線型中間周波数ＬＩＦ及び、１ＭＨｚのＲＩ
Ｆを提供する。各々の信号は、バンドパスフィルタ２２
及び３６を用いて分離される。冒頭にて説明した既知の
リニアライザと比較すると、図１にて示す例では、唯一
個のｒｆミキサ１８のみを必要とし、かなりの費用節約
となる。更に、ＬＩＦは、マイクロ波周波数というより
は、ＵＨＦである。
【００１９】図１にて示す例を実現する際、必要とされ
るｉｆレベルを極めて低く設定することができ、このた
め、ＳＴＡＬＯ３２の電力出力をかなり低減させること
ができる。方向性結合器３４の結合係数を十分に小さく
して、ＳＴＡＬＯから取り出す出力が最小となり、アン
テナ１４から受信されるｒｆ信号の損失も極めて少ない
。
るｉｆレベルを極めて低く設定することができ、このた
め、ＳＴＡＬＯ３２の電力出力をかなり低減させること
ができる。方向性結合器３４の結合係数を十分に小さく
して、ＳＴＡＬＯから取り出す出力が最小となり、アン
テナ１４から受信されるｒｆ信号の損失も極めて少ない
。
【００２０】図２は、本発明の一例を示すものであるが
、多くの点において、図１にて示す例と類似している。 しかし、これは、ミキサを、ＤＣバイアスミキサ１８１
としている点で、図１の例とは異なっている。ＤＣ電
源３８を、ローパスフィルタ４０を介してミキサ１８１
のバイアスポート４２に結合させる。周波数が８．９
５ＧＨｚのオーダであるＳＴＡＬＯ４４を、ハイパス（
すなわちＤＣ阻止）フィルタ３６を介してバイアスポー
ト４６に接続する。 ＳＴＡＬＯ４４の周波数の１０番目の高調波は８９．５
ＧＨｚである。ミキサ１８１ において、ＶＣＯ１０の
周波数と、受信される帰還信号と、ＳＴＡＬＯ４４の周
波数とを調和的に混合させ、必要とされる出力として、
１ＭＨｚＲＩＦ及び５００ ＭＨｚＬＩＦを発生させる
。バンドパスフィルタ２２， ３６によって、１ＭＨｚ
ＲＩＦ及び５００ ＭＨｚＬＩＦを、混合によるその他
の出力から分離し、図１にて説明したように処理する。
、多くの点において、図１にて示す例と類似している。 しかし、これは、ミキサを、ＤＣバイアスミキサ１８１
としている点で、図１の例とは異なっている。ＤＣ電
源３８を、ローパスフィルタ４０を介してミキサ１８１
のバイアスポート４２に結合させる。周波数が８．９
５ＧＨｚのオーダであるＳＴＡＬＯ４４を、ハイパス（
すなわちＤＣ阻止）フィルタ３６を介してバイアスポー
ト４６に接続する。 ＳＴＡＬＯ４４の周波数の１０番目の高調波は８９．５
ＧＨｚである。ミキサ１８１ において、ＶＣＯ１０の
周波数と、受信される帰還信号と、ＳＴＡＬＯ４４の周
波数とを調和的に混合させ、必要とされる出力として、
１ＭＨｚＲＩＦ及び５００ ＭＨｚＬＩＦを発生させる
。バンドパスフィルタ２２， ３６によって、１ＭＨｚ
ＲＩＦ及び５００ ＭＨｚＬＩＦを、混合によるその他
の出力から分離し、図１にて説明したように処理する。
【００２１】図１のミリメートル波ＳＴＡＬＯ３２と比
較して、より低い周波数の、ミキサ１８１ のバイアス
ポートに接続されているＳＴＡＬＯ４４を用いることに
よって、方向性結合器の節約、小型化及び経済性等の利
点が得られる。慣用的に、ＳＴＡＬＯ４４を、シンプル
かつコンパクトな一枚の回路として実現できる。
較して、より低い周波数の、ミキサ１８１ のバイアス
ポートに接続されているＳＴＡＬＯ４４を用いることに
よって、方向性結合器の節約、小型化及び経済性等の利
点が得られる。慣用的に、ＳＴＡＬＯ４４を、シンプル
かつコンパクトな一枚の回路として実現できる。
【００２２】図３は、図２の変形例である本発明の一例
を示す図である。簡単のために、図２と図３との相違だ
けを示す。ミキサ１８１ は、ポート４２に供給される
ＤＣバイアスを有するＤＣバイアスミキサである。周波
数が８．９５ＧＨｚであるＳＴＡＬＯ４４は、ハイパス
フィルタ４６を介してミキサ１８１ のｉｆ出力ポート
４８に供給される。フィルタ２２も、ポート４８に接続
し、ＲＩＦが得られるようにしている。ＬＩＦを抽出す
るためのフィルタ３６を、バイアスポート４２に接続す
る。図３の例は、実質的に、図１の例、図２の例と同等
の利点を有する。
を示す図である。簡単のために、図２と図３との相違だ
けを示す。ミキサ１８１ は、ポート４２に供給される
ＤＣバイアスを有するＤＣバイアスミキサである。周波
数が８．９５ＧＨｚであるＳＴＡＬＯ４４は、ハイパス
フィルタ４６を介してミキサ１８１ のｉｆ出力ポート
４８に供給される。フィルタ２２も、ポート４８に接続
し、ＲＩＦが得られるようにしている。ＬＩＦを抽出す
るためのフィルタ３６を、バイアスポート４２に接続す
る。図３の例は、実質的に、図１の例、図２の例と同等
の利点を有する。
【００２３】図４にて示す線型化装置２８は、既知の設
計によるものである。（図１，２及び３の）バンドパス
フィルタ３６からのＬＩＦは、ＵＨＦミキサ５０の第１
入力ポートに供給されるとともに、ＳＡＷ装置のような
ＵＨＦディレイ装置５２の入力端子に供給される。ＵＨ
Ｆディレイ装置５２の出力端子を、ミキサ５０の第２入
力ポートに接続する。ディレイ装置５２によって生じる
タイムディレイは、リアルターゲットの送信及び帰還の
合計回数に相当する範囲を有する合成ターゲットの送信
及び帰還の合計回数を示している。ミキサ５０からの出
力信号は、合成ターゲットの範囲を示している周波数差
信号である。この周波数差（すなわちビート）信号は、
位相感応検出器５４の一入力ポートに供給される。位相
感応検出器５４の第２入力ポートに、低周波数ＳＴＡＬ
Ｏ５６を接続する。位相感応検出器５４からの出力信号
は、フィルタ５８で、ローパスフィルタ処理され、エラ
ー信号を構成する。このエラー信号は、加算段３０に供
給される（図１，２及び３）。 この加算段３０において、エラー修正信号は、ＶＣＯ１
０への供給が必要な掃引電圧を修正する。このように、
低周波数フェーズドロックループを設けることによって
、合成ターゲット周波数をＳＴＡＬＯ５６に固定し、こ
れによって、ＶＣＯ１０の線型的周波数掃引を行う。
計によるものである。（図１，２及び３の）バンドパス
フィルタ３６からのＬＩＦは、ＵＨＦミキサ５０の第１
入力ポートに供給されるとともに、ＳＡＷ装置のような
ＵＨＦディレイ装置５２の入力端子に供給される。ＵＨ
Ｆディレイ装置５２の出力端子を、ミキサ５０の第２入
力ポートに接続する。ディレイ装置５２によって生じる
タイムディレイは、リアルターゲットの送信及び帰還の
合計回数に相当する範囲を有する合成ターゲットの送信
及び帰還の合計回数を示している。ミキサ５０からの出
力信号は、合成ターゲットの範囲を示している周波数差
信号である。この周波数差（すなわちビート）信号は、
位相感応検出器５４の一入力ポートに供給される。位相
感応検出器５４の第２入力ポートに、低周波数ＳＴＡＬ
Ｏ５６を接続する。位相感応検出器５４からの出力信号
は、フィルタ５８で、ローパスフィルタ処理され、エラ
ー信号を構成する。このエラー信号は、加算段３０に供
給される（図１，２及び３）。 この加算段３０において、エラー修正信号は、ＶＣＯ１
０への供給が必要な掃引電圧を修正する。このように、
低周波数フェーズドロックループを設けることによって
、合成ターゲット周波数をＳＴＡＬＯ５６に固定し、こ
れによって、ＶＣＯ１０の線型的周波数掃引を行う。
【００２４】一般的に知られているように、ローパスフ
ィルタ５８を設け、実際のループ安定性を得ることがで
きる。図４において、フィルタ５８は、多くの特性を有
していなければならない。まず第一に、フィルタ５８の
利得は、ループ中のエラーを最小にするために、できる
限り大きくなければならない。結果として、ループの構
成要素の不完全性の影響はあまり大きくなく、フィード
バック制御システムの出力信号によって、入力信号がよ
り正確なものとなる。第二に、ループまわりの位相推移
が３６０ 度と等しい場合、全体のループ利得は、単位
利得よりも小さくなければならない。さもなければ、こ
のループは発振してしまう。
ィルタ５８を設け、実際のループ安定性を得ることがで
きる。図４において、フィルタ５８は、多くの特性を有
していなければならない。まず第一に、フィルタ５８の
利得は、ループ中のエラーを最小にするために、できる
限り大きくなければならない。結果として、ループの構
成要素の不完全性の影響はあまり大きくなく、フィード
バック制御システムの出力信号によって、入力信号がよ
り正確なものとなる。第二に、ループまわりの位相推移
が３６０ 度と等しい場合、全体のループ利得は、単位
利得よりも小さくなければならない。さもなければ、こ
のループは発振してしまう。
【００２５】一般的に、制御ループ中にローパスフィル
タを用いる場合、ループフィルタの振幅特性は、オクタ
ーブ当り６ｄＢでロールオフし、フィルタから９０度位
相推移を導入する。ループ中の負のフィードバックは、
ＤＣで更に１８０ 度の位相推移を導入する。ループ応
答をさらに急勾配にすると、他の問題が生じる。その理
由は傾きが急勾配であればあるほど、利得が単位利得以
下となる周波数で位相推移が大きくなり、これによって
、次々に周波数が不安定となるからである。
タを用いる場合、ループフィルタの振幅特性は、オクタ
ーブ当り６ｄＢでロールオフし、フィルタから９０度位
相推移を導入する。ループ中の負のフィードバックは、
ＤＣで更に１８０ 度の位相推移を導入する。ループ応
答をさらに急勾配にすると、他の問題が生じる。その理
由は傾きが急勾配であればあるほど、利得が単位利得以
下となる周波数で位相推移が大きくなり、これによって
、次々に周波数が不安定となるからである。
【００２６】この問題は、１ＫＨｚと１０ＫＨｚとの間
の利得が、オクターブ当り１２ｄＢ減少し、１０ＫＨｚ
と１００ ＫＨｚとの間の利得が、オクターブ当り６ｄ
Ｂでややゆっくりと減少し、単位利得レベル（Ｇ＝１）
となるように、ループロールオフを図７にて示すように
修理することで解消することができる。位相遅れが許容
できる程小さくなるように、区切点７０を選択する。こ
の１ＫＨｚでの利得は、オクターブ当り６ｄＢの特性が
１ＫＨｚから１０ＫＨｚの周波数帯域に亘って維持され
るとした場合よりも、２０ｄＢ大きい値となる。
の利得が、オクターブ当り１２ｄＢ減少し、１０ＫＨｚ
と１００ ＫＨｚとの間の利得が、オクターブ当り６ｄ
Ｂでややゆっくりと減少し、単位利得レベル（Ｇ＝１）
となるように、ループロールオフを図７にて示すように
修理することで解消することができる。位相遅れが許容
できる程小さくなるように、区切点７０を選択する。こ
の１ＫＨｚでの利得は、オクターブ当り６ｄＢの特性が
１ＫＨｚから１０ＫＨｚの周波数帯域に亘って維持され
るとした場合よりも、２０ｄＢ大きい値となる。
【００２７】このテクニックは、この場合のように、ル
ープがディレイラインを具え、その位相推移が周波数と
ともに線型的に増加し、ループ中に生じる位相推移が高
周波数で顕著であるも、低周波数で無視できるような場
合に有効である。
ープがディレイラインを具え、その位相推移が周波数と
ともに線型的に増加し、ループ中に生じる位相推移が高
周波数で顕著であるも、低周波数で無視できるような場
合に有効である。
【００２８】図８は、フィルタ５８の周波数−位相特性
を示す図であり、振幅−周波数曲線の区切点７０の付近
で発生する位相スイングを示す図である。これらの特性
が得られるように、ローパスフィルタ５８を構成する。
を示す図であり、振幅−周波数曲線の区切点７０の付近
で発生する位相スイングを示す図である。これらの特性
が得られるように、ローパスフィルタ５８を構成する。
【００２９】図４に示す線型化装置を、図１に示すＦＭ
ＣＷレーダと接合して用いる。位相感応検出器５４は、
極めて高レベルでＳＴＡＬＯ５６の高調波を発生させる
。この高調波は、ＶＣＯ１０に戻り、そのスペクトルを
散乱させる。一般的に、ＳＴＡＬＯ５６の周波数は、Ｒ
ＩＦの周波数と同一のオーダである。この問題を解消す
るために、シャープトラップフィルタ（Ｓｈａｒｐ ｔ
ｒａｐ ｆｉｌｔｅｒ） ７２， ７４（図９）を設け
、基本周波数と、ＳＴＡＬＯ５６の高調波とを除去する
。処置がなされていない場合、シャープトラップフィル
タをフィードバックループに設けるとループが不安定に
なってしまう。ループがトラップ周波数で発振しないよ
うに、単位利得周波数がＳＴＡＬＯ周波数よりも低いこ
とを確認することで、この不安定性のリスクを解消する
ことができる。更に、シャープトラップフィルタは、利
得が単位利得となる周波数で、位相推移が無視できる程
度となるように、ハイＱでなければならない。
ＣＷレーダと接合して用いる。位相感応検出器５４は、
極めて高レベルでＳＴＡＬＯ５６の高調波を発生させる
。この高調波は、ＶＣＯ１０に戻り、そのスペクトルを
散乱させる。一般的に、ＳＴＡＬＯ５６の周波数は、Ｒ
ＩＦの周波数と同一のオーダである。この問題を解消す
るために、シャープトラップフィルタ（Ｓｈａｒｐ ｔ
ｒａｐ ｆｉｌｔｅｒ） ７２， ７４（図９）を設け
、基本周波数と、ＳＴＡＬＯ５６の高調波とを除去する
。処置がなされていない場合、シャープトラップフィル
タをフィードバックループに設けるとループが不安定に
なってしまう。ループがトラップ周波数で発振しないよ
うに、単位利得周波数がＳＴＡＬＯ周波数よりも低いこ
とを確認することで、この不安定性のリスクを解消する
ことができる。更に、シャープトラップフィルタは、利
得が単位利得となる周波数で、位相推移が無視できる程
度となるように、ハイＱでなければならない。
【００３０】更に、ローパスフィルタ５８を、図９にて
示しているように２個のステージ７６，７８で実現する
のが望ましい。高周波ロールオフを提供するステージ７
８は、物理的にＶＣＯ１０の付近に配置するのが好まし
く、フィルタ領域内のノイズ及びスプリアス信号のフィ
ルタ処理を行う。他方のステージ７６を、位相感応検出
器５４の付近に配置し、検出器からの高レベル高調波を
フィルタ処理するとともに、ローパスフィルタ５８に設
けられるアンプリファイア８０， ８２， ８４の荷負
荷を防ぎ全体の増幅を行う。
示しているように２個のステージ７６，７８で実現する
のが望ましい。高周波ロールオフを提供するステージ７
８は、物理的にＶＣＯ１０の付近に配置するのが好まし
く、フィルタ領域内のノイズ及びスプリアス信号のフィ
ルタ処理を行う。他方のステージ７６を、位相感応検出
器５４の付近に配置し、検出器からの高レベル高調波を
フィルタ処理するとともに、ローパスフィルタ５８に設
けられるアンプリファイア８０， ８２， ８４の荷負
荷を防ぎ全体の増幅を行う。
【００３１】図５に示されている線型化装置２８は、ハ
イスピードデジタル回路を具えている。ＵＨＦ周波数の
ＬＩＦがディバイダ６０に供給され、このディバイダ６
０がＬＩＦを固定除数、例えば１０で割算し、デジタル
出力を発生させる。周波数識別装置６２はＶＣＯ１０に
供給される電圧ランプの複製であるランプを発生させる
。この複製ランプ信号は、加算段３０でランプジェネレ
ータ１２からの電圧ランプと比較される。加算段３０は
、減算器としての役割を果たし、エラー修正されるラン
プ電圧を供給し、ＶＣＯ１０を駆動させる。
イスピードデジタル回路を具えている。ＵＨＦ周波数の
ＬＩＦがディバイダ６０に供給され、このディバイダ６
０がＬＩＦを固定除数、例えば１０で割算し、デジタル
出力を発生させる。周波数識別装置６２はＶＣＯ１０に
供給される電圧ランプの複製であるランプを発生させる
。この複製ランプ信号は、加算段３０でランプジェネレ
ータ１２からの電圧ランプと比較される。加算段３０は
、減算器としての役割を果たし、エラー修正されるラン
プ電圧を供給し、ＶＣＯ１０を駆動させる。
【００３２】図６は、線型化装置２８の第３の例を示し
ており、これは、（図１，２及び３の）加算段３０を用
いずに、発生したランプ電圧を修正するという点におい
て、図４及び５に示されている線型化装置とは異なって
いる。この装置は、欧州特許第０，０４８，１７０ Ｂ
１号明細書に記載されている種類のものである。
ており、これは、（図１，２及び３の）加算段３０を用
いずに、発生したランプ電圧を修正するという点におい
て、図４及び５に示されている線型化装置とは異なって
いる。この装置は、欧州特許第０，０４８，１７０ Ｂ
１号明細書に記載されている種類のものである。
【００３３】ＵＨＦ周波数のＬＩＦを用いて、ミキサ５
０の出力端子に、合成ターゲット信号を提供する。（図
１，２及び３の）ＶＣＯ１０の掃引を線型化させようと
していないために、ミキサ５０の出力端子におけるビー
ト周波数は、掃引信号周波数の変化速度とともに変化す
る。 ビート周波数は、増幅されるとともに、ステージ６４に
おいて、極めて制限され、出力信号として、ゼロ交差が
ｒｆ信号周波数と線型性を有している信号を発生させる
。 極めて制限されている信号は、ＲＩＦをデジタル化する
のに用いられるアナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ
）６６に、クロック信号を具えている。ＡＤＣ６６から
のデジタル信号は、ミキサ５０のビート周波数で決定さ
れる不定速度で、バッファ記憶装置６８に供給される。 記憶されるデジタル値は、時間よりむしろｒｆ周波数に
対して線型的に、サンプリング化され、信号アナライザ
２４に供給される。
０の出力端子に、合成ターゲット信号を提供する。（図
１，２及び３の）ＶＣＯ１０の掃引を線型化させようと
していないために、ミキサ５０の出力端子におけるビー
ト周波数は、掃引信号周波数の変化速度とともに変化す
る。 ビート周波数は、増幅されるとともに、ステージ６４に
おいて、極めて制限され、出力信号として、ゼロ交差が
ｒｆ信号周波数と線型性を有している信号を発生させる
。 極めて制限されている信号は、ＲＩＦをデジタル化する
のに用いられるアナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ
）６６に、クロック信号を具えている。ＡＤＣ６６から
のデジタル信号は、ミキサ５０のビート周波数で決定さ
れる不定速度で、バッファ記憶装置６８に供給される。 記憶されるデジタル値は、時間よりむしろｒｆ周波数に
対して線型的に、サンプリング化され、信号アナライザ
２４に供給される。
【００３４】本発明を、ＦＭＣＷレーダを参照して説明
したが、単一のミキサを用い、少なくとも２個のｉｆを
得る原理は、ＦＭＣＷ以外のレーダのみならず、レーダ
以外のマイクロ波システムにも適用できる。
したが、単一のミキサを用い、少なくとも２個のｉｆを
得る原理は、ＦＭＣＷ以外のレーダのみならず、レーダ
以外のマイクロ波システムにも適用できる。
【００３５】本発明による例を実現する際、分離送・受
信アンテナを用いることができる。ＶＣＯ信号を、送信
信号として、送信アンテナに供給する場合、サーキュレ
ータ１６を取り除き、受信された信号が、ミキサ１８，
１８１ の適切なポートに供給される。
信アンテナを用いることができる。ＶＣＯ信号を、送信
信号として、送信アンテナに供給する場合、サーキュレ
ータ１６を取り除き、受信された信号が、ミキサ１８，
１８１ の適切なポートに供給される。
【００３６】簡単のため、反射電力消去及びその他の漏
れ抑制技術に関しては説明を省略する。その理由は、こ
れらは、本発明と直接関係がないからである。本発明は
、ここに開示されている実施例に限定されるものではな
く、要旨を変更しない範囲内で、種々の変形又は変更が
可能である。
れ抑制技術に関しては説明を省略する。その理由は、こ
れらは、本発明と直接関係がないからである。本発明は
、ここに開示されている実施例に限定されるものではな
く、要旨を変更しない範囲内で、種々の変形又は変更が
可能である。
【図１】本発明に従って作製されるＦＭＣＷレーダを示
す略ブロック図である。
す略ブロック図である。
【図２】本発明に従って作製されるＦＭＣＷレーダを示
す略ブロック図である。
す略ブロック図である。
【図３】本発明に従って作製されるＦＭＣＷレーダを示
す略ブロック図である。
す略ブロック図である。
【図４】図１，２及び３にて示すいずれか一個のレーダ
に用いられる線型化装置の一例を示す略ブロック図であ
る。
に用いられる線型化装置の一例を示す略ブロック図であ
る。
【図５】図１，２及び３にて示すいずれか一個のレーダ
に用いられる線型化装置の一例を示す略ブロック図であ
る。
に用いられる線型化装置の一例を示す略ブロック図であ
る。
【図６】図１，２及び３にて示すいずれか一個のレーダ
に用いられる線型化装置の一例を示す略ブロック図であ
る。
に用いられる線型化装置の一例を示す略ブロック図であ
る。
【図７】図４に示すローパスフィルタ５８の振幅−周波
数特性を示す図である。
数特性を示す図である。
【図８】図４に示すローパスフィルタ５８の位相−周波
数特性を示す図である。
数特性を示す図である。
【図９】ローパスフィルタ５８の一例を示す略回路図で
ある。
ある。
１０ 電圧制御マイクロ波オシレータ（ＶＣＯ）１２
ランプジェネレータ １４ アンテナ １６ サーキュレータ １８ ｒｆミキサ ２０ 方向性結合器 ２２ バンドパスフィルタ ２４ 信号アナライザ ２８ 線型化装置 ３０ 加算段 ３２ ＳＴＡＬＯ ３４ 方向性接合器 ３６ バンドパスフィルタ ３８ ＤＣ電源 ４０ ローパスフィルタ ４２ バイアスポート ４４ ＳＴＡＬＯ ４６ バイアスポート ４８ 出力ポート ５０ ＵＨＦミキサ ５２ ＵＨＦディレイ装置 ５４ 位相感応検出器 ５６ 低周波数ＳＴＡＬＯ ５８ フィルタ ６０ デバイダ ６２ 識別装置 ６４ ステージ ６６ アナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）６８
バッファ記憶装置 ７０ 区切点 ７２ シャープトラップフィルタ ７４ シャープトラップフィルタ ７６ ステージ ７８ ステージ ８０ アンプリファイア ８２ アンプリファイア ８４ アンプリファイア １８１ ＤＣバイアスミキサ
ランプジェネレータ １４ アンテナ １６ サーキュレータ １８ ｒｆミキサ ２０ 方向性結合器 ２２ バンドパスフィルタ ２４ 信号アナライザ ２８ 線型化装置 ３０ 加算段 ３２ ＳＴＡＬＯ ３４ 方向性接合器 ３６ バンドパスフィルタ ３８ ＤＣ電源 ４０ ローパスフィルタ ４２ バイアスポート ４４ ＳＴＡＬＯ ４６ バイアスポート ４８ 出力ポート ５０ ＵＨＦミキサ ５２ ＵＨＦディレイ装置 ５４ 位相感応検出器 ５６ 低周波数ＳＴＡＬＯ ５８ フィルタ ６０ デバイダ ６２ 識別装置 ６４ ステージ ６６ アナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）６８
バッファ記憶装置 ７０ 区切点 ７２ シャープトラップフィルタ ７４ シャープトラップフィルタ ７６ ステージ ７８ ステージ ８０ アンプリファイア ８２ アンプリファイア ８４ アンプリファイア １８１ ＤＣバイアスミキサ
Claims (11)
- 【請求項１】 ｒｆ電圧制御オシレータ（ＶＣＯ）と
、限定される範囲で前記電圧制御オシレータの周波数を
連続的に掃引するための手段と、送信信号を放出すると
ともに、少なくとも帰還信号を受信するための信号オペ
レーティング手段と、安定ローカルオシレータ（ＳＴＡ
ＬＯ）と、前記帰還信号、前記電圧制御オシレータから
得られるローカルオシレータ信号及び前記安定ローカル
オシレータ（ＳＴＡＬＯ）と、前記帰還信号、前記電圧
制御オシレータから得られるローカルオシレータ信号及
び前記安定ローカルオシレータ（ＳＴＡＬＯ）から得ら
れる信号が供給されるとともに、レーダｉｆ信号及びリ
ニアライザｉｆ信号が得られる複数のボートと、前記リ
ニアライザｉｆ信号を受信するための入力端子を有する
線型化装置とを具えることを特徴とするＦＭＣＷレーダ
。 - 【請求項２】 前記安定ローカルオシレータの出力の
取り出しが最小となり、且つ前記帰還信号の損失が極め
て小さくなるような結合係数を有する方向性結合器によ
って、前記安定ローカルオシレータの出力端子を、前記
帰還信号通路に結合させることを特徴とする請求項１に
記載のＦＭＣＷレーダ。 - 【請求項３】 前記ミキサを、ＤＣバイアス高周波ミ
キサとし、且つ、バイアス源と安定ローカルオシレータ
とを、各々のフィルタを介して前記と同一のミキサポー
トに結合させ、且つ、前記レーダｉｆ信号及び前記リニ
アライザｉｆ信号が前記と同一のポートから得られ、且
つ、フィルタリング手段を設け、前記レーダｉｆ信号と
前記リニアライザｉｆ信号とに各々分離することを特徴
とする請求項１に記載のＦＭＣＷレーダ。 - 【請求項４】 前記ミキサをＤＣバイアス高周波ミキ
サとし、且つ、前記安定ローカルオシレータを、フィル
タを介して前記レーダｉｆ信号が得られる前記ミキサの
ポートに結合させ、且つ、バイアス源をフィルタを介し
て前記ミキサの他方のポートに接続し、該他方のポート
から前記リニアライザｉｆ信号を得られるように、フィ
ルタを接続することを特徴とする請求項１に記載のＦＭ
ＣＷレーダ。 - 【請求項５】 前記線型化装置の前記出力信号を用い
て、前記電圧制御オシレータの周波数掃引手段の出力信
号を線型化することを特徴とする請求項１〜４のいずれ
か一項に記載のＦＭＣＷレーダ。 - 【請求項６】 前記線型化装置が、前記リニアライザ
ｉｆ信号から合成ターゲット信号を発生させるための手
段と、前記合成ターゲット信号を受信するための第１入
力端子及び第２安定ローカルオシレータと結合される第
２入力端子を有する位相感応検出手段とを具え、且つ、
出力信号を、前記電圧制御オシレータの周波数掃引手段
に供給されるべきエラー信号を供給するローパスフィル
タリング手段に結合させることを特徴とする請求項５に
記載のＦＭＣＷレーダ。 - 【請求項７】 前記ローパスフィルタリング手段の振
幅ロールオフが、初期的には比較的急勾配であるが、単
位利得ポイントに近づくにつれて、急勾配ではなくなる
ように構成されていることを特徴とする請求項６に記載
のＦＭＣＷレーダ。 - 【請求項８】 前記ローパスフィルタリング手段が、
ハイＱシャープトラップフィルタを具え、前記第２安定
ローカルオシレータの基本周波数と、前記位相感応検出
手段の前記出力中に存在する高周波とを取り除き、且つ
前記ローパスフィルタリング手段の前記単位利得周波数
が、前記第２安定ローカルオシレータの前記基本周波数
よりも低いことを特徴とする請求項６又は７に記載のＦ
ＭＣＷレーダ。 - 【請求項９】 前記ローパスフィルタリング手段を、
少なくとも２個のステージで実現し、且つ、前記２個の
ステージの一方を、物理的に、前記電圧制御オシレータ
の付近に配置し、且つ、前記２個のステージの他方を、
物理的に、前記位相感応検出手段の付近に配置すること
を特徴とする請求項６，７又は８に記載のＦＭＣＷレー
ダ。 - 【請求項１０】 前記線型化装置が、前記リニアライ
ザｉｆ信号を受信するための入力端子を有する周波数デ
バイダを具え、且つ、周波数識別装置を前記周波数デバ
イダの出力端子に結合させ、前記周波数識別装置が、前
記電圧制御オシレータの周波数掃引手段に供給されるラ
ンプ電圧を発生させ、実際の周波数を入力要求周波数と
同一に保つことを特徴とする請求項５に記載のＦＭＣＷ
レーダ。 - 【請求項１１】 前記線型化装置が、前記リニアライ
ザｉｆ信号から合成ターゲット信号を発生させるための
手段と、前記合成ターゲット信号の零交差を検出するた
めの手段と、前記レーダｉｆ信号を受信するための入力
端子及び、前記零交差検出手段の出力端子に結合される
クロック入力端子を有するアナログ−デジタルコンバー
タ（ＡＤＣ）と、該アナログ−デジタルコンバータ（Ａ
ＤＣ）のデジタル化出力信号を受信するために結合され
るバッファ記憶装置と、該バッファ記憶装置中の前記デ
ジタル化信号を線型的にサンプリングするとともに、該
サンプルを、レーダ信号分析手段に供給するための手段
とを具えていることを特徴とする請求項１〜４のいずれ
か一項に記載のＦＭＣＷレーダ。
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