JPH04233360A - 搬送波再生装置 - Google Patents
搬送波再生装置Info
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- JPH04233360A JPH04233360A JP3162143A JP16214391A JPH04233360A JP H04233360 A JPH04233360 A JP H04233360A JP 3162143 A JP3162143 A JP 3162143A JP 16214391 A JP16214391 A JP 16214391A JP H04233360 A JPH04233360 A JP H04233360A
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- signal
- phase
- carrier wave
- frequency
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
- H04L2027/0026—Correction of carrier offset
- H04L2027/003—Correction of carrier offset at baseband only
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
- H04L2027/0026—Correction of carrier offset
- H04L2027/0038—Correction of carrier offset using an equaliser
- H04L2027/0042—Correction of carrier offset using an equaliser the equaliser providing the offset correction per se
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0053—Closed loops
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0063—Elements of loops
- H04L2027/0069—Loop filters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、Ｎ相位相変調された
ディジタル信号からフッキング時あるいは捕捉時に発生
する不要周波数成分を除去する搬送波再生装置に関する
。
ディジタル信号からフッキング時あるいは捕捉時に発生
する不要周波数成分を除去する搬送波再生装置に関する
。
【０００２】
【従来の技術】この発明は、ディジタル通信の応用分野
で使われ、特に、変調を用いて電磁波を送信した後で、
コヒーレントな復調によって情報を復元する場合に用い
られる。したがって、この発明の応用分野は、非常に広
く、データ通信の変調器や復調器、電磁波、宇宙通信シ
ステム、光（ヘテロダイン・リンクの場合）まで及ぶ。 信号を復調するには、受信側において送信された搬送波
の周波数と位相角を知ることが当然、必要のことである
。このため、復調波が電圧制御発振器によって生成され
る。この電圧制御発振器を制御する制御信号は、位相比
較器によって供給される。さらに、この位相比較器には
、変調された搬送波と発振器よって生成された信号との
位相偏移Φに従う位相誤差の電圧が供給される。
で使われ、特に、変調を用いて電磁波を送信した後で、
コヒーレントな復調によって情報を復元する場合に用い
られる。したがって、この発明の応用分野は、非常に広
く、データ通信の変調器や復調器、電磁波、宇宙通信シ
ステム、光（ヘテロダイン・リンクの場合）まで及ぶ。 信号を復調するには、受信側において送信された搬送波
の周波数と位相角を知ることが当然、必要のことである
。このため、復調波が電圧制御発振器によって生成され
る。この電圧制御発振器を制御する制御信号は、位相比
較器によって供給される。さらに、この位相比較器には
、変調された搬送波と発振器よって生成された信号との
位相偏移Φに従う位相誤差の電圧が供給される。
【０００３】搬送波は、振幅変調あるいは位相変調もし
くはその双方の変調がなされるので、位相比較器の構成
は、使用された変調方式によって決定される。ＰＬＬに
よって搬送波を再生するためには、発振器の周波数が、
受信した変調波の周波数と近いことが必要であるので、
受信した変調波と発振器によって供給される信号との位
相を比較することによって、発振器の周波数は、変調波
の周波数に近づくまで、連続的に変化させられる。実際
には、不要な周波数成分は、特に、弱い周波数と局部発
振器の周波数との差が、ハーフ・モジュレーション（ｈ
ａｌｆ ｔｈｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ） の全逓倍で
あるときに発生する。 この現象は、ディジタル変換の時間がゆっくりである場
合、および、ドップラー効果（衛星通信の場合）を考慮
して構成された発振器のドリフトが広い範囲を要求場合
において通常発生する。例えば、これは、インマルサッ
ト・スタンダード・Ｃタイプの伝送システムが該当する
。
くはその双方の変調がなされるので、位相比較器の構成
は、使用された変調方式によって決定される。ＰＬＬに
よって搬送波を再生するためには、発振器の周波数が、
受信した変調波の周波数と近いことが必要であるので、
受信した変調波と発振器によって供給される信号との位
相を比較することによって、発振器の周波数は、変調波
の周波数に近づくまで、連続的に変化させられる。実際
には、不要な周波数成分は、特に、弱い周波数と局部発
振器の周波数との差が、ハーフ・モジュレーション（ｈ
ａｌｆ ｔｈｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ） の全逓倍で
あるときに発生する。 この現象は、ディジタル変換の時間がゆっくりである場
合、および、ドップラー効果（衛星通信の場合）を考慮
して構成された発振器のドリフトが広い範囲を要求場合
において通常発生する。例えば、これは、インマルサッ
ト・スタンダード・Ｃタイプの伝送システムが該当する
。
【０００４】２つの位相状態で変調された信号をコヒー
レント復調をする装置として、図６に示す“コスタスル
ープ”が一般に知られている。この図に示す装置では、
位相変調が２つの状態である場合のとき、不要な周波数
成分の問題を解決できない。しかしながら、この装置で
は、不要な周波数成分の基本的な検出と発振器の制御信
号によって発生した成分の再送出とが可能である。この
ことは、後述する。以下、このコスタスループを用いた
従来の搬送波再生装置を、図を用いて説明する。図６は
、この従来例のブロック図である。まず、受信した変調
信号は、復調器１および２の入力端２０、２３にそれぞ
れ供給される。復調器１、２は一種の乗算器である。 復調器１は、２つの入力端２０、２１と出力端２２を有
する。一方の入力端２０では、変調された信号を受信し
、他方の入力端２１では、電圧制御発振器４の出力信号
が入力される。同様に、復調器２は、２つの入力端２０
、２１と出力端２２を有する。一方の入力端２３では、
変調された信号を受信し、他方の入力端２４では、電圧
制御発振器４の出力信号を移相器３によって位相が９０
度だけシフトした信号が入力される。そして、出力端２
２では、信号Ｙ１が出力される。
レント復調をする装置として、図６に示す“コスタスル
ープ”が一般に知られている。この図に示す装置では、
位相変調が２つの状態である場合のとき、不要な周波数
成分の問題を解決できない。しかしながら、この装置で
は、不要な周波数成分の基本的な検出と発振器の制御信
号によって発生した成分の再送出とが可能である。この
ことは、後述する。以下、このコスタスループを用いた
従来の搬送波再生装置を、図を用いて説明する。図６は
、この従来例のブロック図である。まず、受信した変調
信号は、復調器１および２の入力端２０、２３にそれぞ
れ供給される。復調器１、２は一種の乗算器である。 復調器１は、２つの入力端２０、２１と出力端２２を有
する。一方の入力端２０では、変調された信号を受信し
、他方の入力端２１では、電圧制御発振器４の出力信号
が入力される。同様に、復調器２は、２つの入力端２０
、２１と出力端２２を有する。一方の入力端２３では、
変調された信号を受信し、他方の入力端２４では、電圧
制御発振器４の出力信号を移相器３によって位相が９０
度だけシフトした信号が入力される。そして、出力端２
２では、信号Ｙ１が出力される。
【０００５】次に、復調器１の出力信号Ｘ１は、低域通
過フィルタ５に供給される。低域通過フィルタ５は、復
調器の出力信号Ｘ１に含まれている高調波成分を除去し
て、その出力信号Ｐ（ｔ）を乗算器８の一方の入力端と
しきい値検出器９とにそれぞれ供給する。同様に、低域
通過フィルタ６は、復調器２の出力信号Ｙ１の高調波成
分を除去して、その出力信号Ｑ（ｔ）を乗算器８の他方
の入力端に供給する。そして、乗算器８は、Ｐ（Ｔ）と
Ｑ（Ｔ）と乗算して、その出力信号をループフィルタ７
に供給する。このループフィルタ７は、乗算器８の乗算
結果から、位相誤差ε（Φ）を生成して電圧制御発振器
４の入力端２７に供給する。電圧制御発振器４は、位相
誤差ε（Φ）に応じて位相の変化する信号を出力端２６
から、復調器１の一方の入力端２１と移相器３にそれぞ
れ供給する。上記のように構成された装置は、一種のＰ
ＬＬを構成している。
過フィルタ５に供給される。低域通過フィルタ５は、復
調器の出力信号Ｘ１に含まれている高調波成分を除去し
て、その出力信号Ｐ（ｔ）を乗算器８の一方の入力端と
しきい値検出器９とにそれぞれ供給する。同様に、低域
通過フィルタ６は、復調器２の出力信号Ｙ１の高調波成
分を除去して、その出力信号Ｑ（ｔ）を乗算器８の他方
の入力端に供給する。そして、乗算器８は、Ｐ（Ｔ）と
Ｑ（Ｔ）と乗算して、その出力信号をループフィルタ７
に供給する。このループフィルタ７は、乗算器８の乗算
結果から、位相誤差ε（Φ）を生成して電圧制御発振器
４の入力端２７に供給する。電圧制御発振器４は、位相
誤差ε（Φ）に応じて位相の変化する信号を出力端２６
から、復調器１の一方の入力端２１と移相器３にそれぞ
れ供給する。上記のように構成された装置は、一種のＰ
ＬＬを構成している。
【０００６】一方、しきい値検出器９の出力信号は、識
別器１０に供給される。識別器１０は、クロック・パル
ス（図示省略）によって制御される。この装置では、低
域通過フィルタの出力信号の値を知ることができ、ＰＬ
Ｌが正確にロックしているかが判別される。例えば、Ｐ
ＬＬが正確にロックしているときは、２つの信号のうち
一方がゼロになる。しかしながら、不要成分があるため
に、２つの信号は、まったく同一の動作をする。
別器１０に供給される。識別器１０は、クロック・パル
ス（図示省略）によって制御される。この装置では、低
域通過フィルタの出力信号の値を知ることができ、ＰＬ
Ｌが正確にロックしているかが判別される。例えば、Ｐ
ＬＬが正確にロックしているときは、２つの信号のうち
一方がゼロになる。しかしながら、不要成分があるため
に、２つの信号は、まったく同一の動作をする。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上述したよう
な簡単な構成のシステムには、多くの変調状態が混在す
るときにおいて、変調を拡張できないという問題があっ
た。詳細に言えば、局部電圧制御発振器が上記周波数シ
フトを減少させるように適用される用途に関しては、周
波数シフトを指示できないという問題があった。ただし
、この点については、局部発振器の入力に、スキャン信
号として知られる周期的な低周波信号を入力することに
よって解決することができる。これは上述した基準が証
明されると、直ちに抑制可能である。一方、この解決方
法は、その処理時間にスキャン信号の全周期を必要とす
るが、スキャン信号は上述のように低周波信号であるか
ら、結果として捕捉時間は依然として長くかかってしま
う。
な簡単な構成のシステムには、多くの変調状態が混在す
るときにおいて、変調を拡張できないという問題があっ
た。詳細に言えば、局部電圧制御発振器が上記周波数シ
フトを減少させるように適用される用途に関しては、周
波数シフトを指示できないという問題があった。ただし
、この点については、局部発振器の入力に、スキャン信
号として知られる周期的な低周波信号を入力することに
よって解決することができる。これは上述した基準が証
明されると、直ちに抑制可能である。一方、この解決方
法は、その処理時間にスキャン信号の全周期を必要とす
るが、スキャン信号は上述のように低周波信号であるか
ら、結果として捕捉時間は依然として長くかかってしま
う。
【０００８】しかしながら、電圧制御発振器を適合させ
ることが必要な用途において、この時間は十分に減衰可
能であることを出願人は認識している。第２の方法は、
不要成分の存在に直面した場合、システムが正確にロッ
クされたときは、ループノイズが大きくなるという見解
から成立する。しかし、この判断基準は、信頼性がより
低い。ループノイズが大きくなると、伝送状態が弱くな
ったことに結び付けられるかもしれないので、ループノ
イズの大きさが、不要な周波数成分を示しているとは限
らない。したがって、この方法は、非常に多くの批判を
浴びている。
ることが必要な用途において、この時間は十分に減衰可
能であることを出願人は認識している。第２の方法は、
不要成分の存在に直面した場合、システムが正確にロッ
クされたときは、ループノイズが大きくなるという見解
から成立する。しかし、この判断基準は、信頼性がより
低い。ループノイズが大きくなると、伝送状態が弱くな
ったことに結び付けられるかもしれないので、ループノ
イズの大きさが、不要な周波数成分を示しているとは限
らない。したがって、この方法は、非常に多くの批判を
浴びている。
【０００９】かなり以前になるが、Ｎ相位相変調信号に
加えられるコスタス型復調器を用いた搬送波再生装置に
関する発明が、１９８３年１０月４日にフランスで出願
され、番号２５５２９５９号で登録されている。この発
明の原理は、サーボシステムの誤差電圧と周波数シフト
でフィルタでろ波した後で比例する電圧とを生成するよ
うに、コスタス型復調器の４倍の位相チャンネルを表す
信号Ｐ（ｔ）、Ｑ（ｔ）を一般的な工程を実行すること
によって成り立っている。この技術は、スキャン信号を
用いるシステムに比べて、はるかに捕捉時間を減少する
ことが可能である。
加えられるコスタス型復調器を用いた搬送波再生装置に
関する発明が、１９８３年１０月４日にフランスで出願
され、番号２５５２９５９号で登録されている。この発
明の原理は、サーボシステムの誤差電圧と周波数シフト
でフィルタでろ波した後で比例する電圧とを生成するよ
うに、コスタス型復調器の４倍の位相チャンネルを表す
信号Ｐ（ｔ）、Ｑ（ｔ）を一般的な工程を実行すること
によって成り立っている。この技術は、スキャン信号を
用いるシステムに比べて、はるかに捕捉時間を減少する
ことが可能である。
【００１０】しかしながら、この装置では、不要な周波
数成分を除去する問題を解決していない。例えば、イン
マルサット・スタンダード・Ｃタイプの伝送システムの
ように、特に、ディジタル伝送速度が低い場合があげら
れる。実際、このような伝送システムでは、弱くなった
信号の周波数と局部発振器の周波数との差が、ハーフ・
モジュレーション（ｈａｌｆ ｔｈｅ ｍｏｄｕｌａｔ
ｉｏｎ） の全逓倍であるときに、不要な周波数成分が
発生する。この発明は、上記の欠点に鑑み案出されたも
ので、その目的とするところは、不要な周波数成分の除
去手段を有する搬送波再生装置を実現することにある。
数成分を除去する問題を解決していない。例えば、イン
マルサット・スタンダード・Ｃタイプの伝送システムの
ように、特に、ディジタル伝送速度が低い場合があげら
れる。実際、このような伝送システムでは、弱くなった
信号の周波数と局部発振器の周波数との差が、ハーフ・
モジュレーション（ｈａｌｆ ｔｈｅ ｍｏｄｕｌａｔ
ｉｏｎ） の全逓倍であるときに、不要な周波数成分が
発生する。この発明は、上記の欠点に鑑み案出されたも
ので、その目的とするところは、不要な周波数成分の除
去手段を有する搬送波再生装置を実現することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】Ｎ相（Ｎ＝２ｐ、ｐは正
の整数）の位相状態で変調された信号の不要な周波数成
分を除去する搬送波再生装置において、変調信号を復調
し信号Ｘ１（ｔ）およびＹ１（ｔ）を供給する復調手段
と電圧制御発振器と前記信号Ｘ１（ｔ）およびＹ１（ｔ
）をろ波する低域通過フィルタとｐ＝１においてコスタ
ス型の位相比較器あるいは乗算器とループフィルタと信
号Ｘ（ｔ）および信号Ｙ（ｔ）をサンプリング周波数Ｆ
ｅ（Ｆｅ＞（２ｐ＋１）｜ｎ｜／Ｔ、ｎは整数、Ｔは変
調速度の逆数）で標本化するサンプリング手段とで構成
されるＰＬＬと、位相誤差の変化方向を評価するための
信号を生成する信号発生手段と位相／周波数比較器と同
期損失および成分検波手段とで構成されたループと、前
記ＰＬＬに挿入される適当なろ波手段とを具備すること
を特徴とする。
の整数）の位相状態で変調された信号の不要な周波数成
分を除去する搬送波再生装置において、変調信号を復調
し信号Ｘ１（ｔ）およびＹ１（ｔ）を供給する復調手段
と電圧制御発振器と前記信号Ｘ１（ｔ）およびＹ１（ｔ
）をろ波する低域通過フィルタとｐ＝１においてコスタ
ス型の位相比較器あるいは乗算器とループフィルタと信
号Ｘ（ｔ）および信号Ｙ（ｔ）をサンプリング周波数Ｆ
ｅ（Ｆｅ＞（２ｐ＋１）｜ｎ｜／Ｔ、ｎは整数、Ｔは変
調速度の逆数）で標本化するサンプリング手段とで構成
されるＰＬＬと、位相誤差の変化方向を評価するための
信号を生成する信号発生手段と位相／周波数比較器と同
期損失および成分検波手段とで構成されたループと、前
記ＰＬＬに挿入される適当なろ波手段とを具備すること
を特徴とする。
【００１２】
【作用】識別手段、位相／周波数比較手段および低域通
過フィルタによって制御された電圧制御発振器は不要な
周波数成分を除去する
過フィルタによって制御された電圧制御発振器は不要な
周波数成分を除去する
【００１３】
【実施例】以下、この発明の第一実施例を図面を用いて
説明する。図１は、ｐ＝１のときにおいて、この発明の
第一実施例による搬送波再生装置の構造を示すブロック
図である。この図において、図６における従来例と、同
じ番号の部分は同一の機能を有する。この発明による搬
送波再生装置は、ディジタル位相変調された２つの信号
をそれぞれ受信する復調器１、２によって構成されてい
る。この復調器１、２は移相器３が接続されている。こ
の移相器３は、位相を９０度だけシフトするものであり
、基準信号とその４逓倍の信号とを復調器１、２に供給
する。復調器１は信号Ｘ１（ｔ）を出力し、同様に、復
調器２は信号Ｙ１（ｔ）を出力する。
説明する。図１は、ｐ＝１のときにおいて、この発明の
第一実施例による搬送波再生装置の構造を示すブロック
図である。この図において、図６における従来例と、同
じ番号の部分は同一の機能を有する。この発明による搬
送波再生装置は、ディジタル位相変調された２つの信号
をそれぞれ受信する復調器１、２によって構成されてい
る。この復調器１、２は移相器３が接続されている。こ
の移相器３は、位相を９０度だけシフトするものであり
、基準信号とその４逓倍の信号とを復調器１、２に供給
する。復調器１は信号Ｘ１（ｔ）を出力し、同様に、復
調器２は信号Ｙ１（ｔ）を出力する。
【００１４】低域通過フィルタ５は、信号Ｘ１（ｔ）を
ろ波して、信号Ｘ（ｔ）をサンプリング装置１０に供給
する。同様に、低域通過フィルタ６は、信号Ｙ１（ｔ）
をろ波して、信号Ｙ（ｔ）をサンプリング装置１１に供
給する。サンプリング装置１０は、信号Ｘ（ｔ）を周波
数Ｆｅにて標本化する。周波数Ｆｅは周期Ｔｅ（Ｆｅ＝
１／Ｔｅ）であり、周期Ｔｅは次に示す数１のようにな
る。
ろ波して、信号Ｘ（ｔ）をサンプリング装置１０に供給
する。同様に、低域通過フィルタ６は、信号Ｙ１（ｔ）
をろ波して、信号Ｙ（ｔ）をサンプリング装置１１に供
給する。サンプリング装置１０は、信号Ｘ（ｔ）を周波
数Ｆｅにて標本化する。周波数Ｆｅは周期Ｔｅ（Ｆｅ＝
１／Ｔｅ）であり、周期Ｔｅは次に示す数１のようにな
る。
【数１】 Ｔｅ＞（２ｐ＋１）｜ｎ｜／Ｔここで、Ｔ
は変調速度の逆数、すなわち、周期であり、ｎは整数で
ある。同様に、サンプリング装置１１は、信号Ｙ（ｔ）
を周波数Ｆｅにて標本化する。
は変調速度の逆数、すなわち、周期であり、ｎは整数で
ある。同様に、サンプリング装置１１は、信号Ｙ（ｔ）
を周波数Ｆｅにて標本化する。
【００１５】発生器４０は、位相誤差の変化方向を評価
するために、２つの信号を生成する。まず、発生器４０
には、標本化された信号Ｐ（ｔｋ）と信号Ｑ（ｔｋ）と
が入力される。この信号Ｐ（ｔｋ）、Ｑ（ｔｋ）は、標
本化された信号Ｘ（ｔ）、Ｙ（ｔ）あるいは信号Ｘ（ｔ
）、Ｙ（ｔ）をフィルタでろ波した信号のどちらか一方
である。また、発生器４０は、位相誤差ＳＩＮ（２Φｋ
）、ＣＯＳ（２Φｋ）を表す２つの信号を生成し、これ
ら２つの信号のそれぞれをフィルタでろ波することによ
って、２つの位相誤差の極性信号を得る。この２つの位
相誤差の極性信号を位相／周波数比較器５０に供給する
。
するために、２つの信号を生成する。まず、発生器４０
には、標本化された信号Ｐ（ｔｋ）と信号Ｑ（ｔｋ）と
が入力される。この信号Ｐ（ｔｋ）、Ｑ（ｔｋ）は、標
本化された信号Ｘ（ｔ）、Ｙ（ｔ）あるいは信号Ｘ（ｔ
）、Ｙ（ｔ）をフィルタでろ波した信号のどちらか一方
である。また、発生器４０は、位相誤差ＳＩＮ（２Φｋ
）、ＣＯＳ（２Φｋ）を表す２つの信号を生成し、これ
ら２つの信号のそれぞれをフィルタでろ波することによ
って、２つの位相誤差の極性信号を得る。この２つの位
相誤差の極性信号を位相／周波数比較器５０に供給する
。
【００１６】位相／周波数比較器５０では、位相誤差Ｓ
ＩＮ（２Φｋ）、ＣＯＳ（２Φｋ）の極性信号を入力す
ることによって、位相誤差の変化方向を検出が可能とな
り、これによって、適切な誤差信号が出力される。識別
器６０は、位相／周波数比較器５０からの信号を基に、
２つの信号を供給する。一方の信号は、スイッチ１２、
１３の位置がＩＩであるときの不要成分に対応する信号
であり、他方の信号は、スイッチ１２、１３の位置がＩ
であるときの同期損失に対応する信号である。このシス
テムが正しく動作すると、適切なフィルタは、位相と４
チャンネルを通過させる。
ＩＮ（２Φｋ）、ＣＯＳ（２Φｋ）の極性信号を入力す
ることによって、位相誤差の変化方向を検出が可能とな
り、これによって、適切な誤差信号が出力される。識別
器６０は、位相／周波数比較器５０からの信号を基に、
２つの信号を供給する。一方の信号は、スイッチ１２、
１３の位置がＩＩであるときの不要成分に対応する信号
であり、他方の信号は、スイッチ１２、１３の位置がＩ
であるときの同期損失に対応する信号である。このシス
テムが正しく動作すると、適切なフィルタは、位相と４
チャンネルを通過させる。
【００１７】次に、この発明の第二実施例による搬送波
再生装置を図を参照して説明する。第一実施例はｐ＝１
のときに対応したものであったが、第二実施例はｐが一
般的な場合に対応したものである。図２は、第二実施例
による搬送波再生装置の構造を示すブロック図である。 この図において、第一実施例における図１との相違点は
、発生器４０が発生器７０に置き換わった点と、乗算器
８が位相比較器１４に置き換わった点である。以下、こ
れについて説明する。
再生装置を図を参照して説明する。第一実施例はｐ＝１
のときに対応したものであったが、第二実施例はｐが一
般的な場合に対応したものである。図２は、第二実施例
による搬送波再生装置の構造を示すブロック図である。 この図において、第一実施例における図１との相違点は
、発生器４０が発生器７０に置き換わった点と、乗算器
８が位相比較器１４に置き換わった点である。以下、こ
れについて説明する。
【００１８】発生器７０もまた、発生器４０と同じよう
に、位相誤差の変化方向を評価するために、２つの信号
を生成する。この２つの信号は、位相誤差ＳＩＮ（２ｐ
Φｋ）、ＣＯＳ（２ｐΦｋ）を、それぞれフィルタでろ
波することによって得る、位相誤差の極性信号である。 この役割は、第一実施例において図１に示した発生器４
０の位相誤差ＳＩＮ（２Φｋ）、ＣＯＳ（２Φｋ）をろ
波した位相誤差の極性信号の関係と同一である。
に、位相誤差の変化方向を評価するために、２つの信号
を生成する。この２つの信号は、位相誤差ＳＩＮ（２ｐ
Φｋ）、ＣＯＳ（２ｐΦｋ）を、それぞれフィルタでろ
波することによって得る、位相誤差の極性信号である。 この役割は、第一実施例において図１に示した発生器４
０の位相誤差ＳＩＮ（２Φｋ）、ＣＯＳ（２Φｋ）をろ
波した位相誤差の極性信号の関係と同一である。
【００１９】位相比較器１４は、コスタス型のもので、
図１における乗算器８を置き換えたものである。この位
相比較器１４は、信号Ｐ（ｔｋ）と信号Ｑ（ｔｋ）から
、ｐの性質に応じた出力信号を供給する。例えば、ｐ＝
２のとき、位相比較器１４は、信号Ｐ（ｔｋ）、Ｑ（ｔ
ｋ）、Ｐ２（ｔｋ）−Ｑ２（ｔｋ）を供給する。
図１における乗算器８を置き換えたものである。この位
相比較器１４は、信号Ｐ（ｔｋ）と信号Ｑ（ｔｋ）から
、ｐの性質に応じた出力信号を供給する。例えば、ｐ＝
２のとき、位相比較器１４は、信号Ｐ（ｔｋ）、Ｑ（ｔ
ｋ）、Ｐ２（ｔｋ）−Ｑ２（ｔｋ）を供給する。
【００２０】次に、発生器７０、位相／周波数比較器５
０および識別器６０について詳細に説明する。図３は、
発生器７０の詳細な構成図である。この発生器７０は、
位相誤差の変化方向を評価するための２つの信号を供給
することが可能である。この発生器７０は、算術論理ユ
ニット４１とディジタルフィルタ４２、４３によって構
成されており、位相誤差の変化方向を検出するための２
つの信号を供給する。
０および識別器６０について詳細に説明する。図３は、
発生器７０の詳細な構成図である。この発生器７０は、
位相誤差の変化方向を評価するための２つの信号を供給
することが可能である。この発生器７０は、算術論理ユ
ニット４１とディジタルフィルタ４２、４３によって構
成されており、位相誤差の変化方向を検出するための２
つの信号を供給する。
【００２１】この算術論理ユニット４１は、信号ＳＩＮ
（２ｐΦｋ）を出力してディジタルフィルタ４２に供給
し、信号ＣＯＳ（２ｐΦｋ）を出力してディジタルフィ
ルタ４３に供給する。この算術論理ユニット４１では、
標本化された信号Ｑ（ｔｋ）に対応した信号を受信する
。実際には、この算術論理ユニット４１では、２ｐΦｋ
なるサイン波およびコサイン波を供給することが可能
となる。 つまり、この算術論理ユニット４１は、１／Ｔｅの割合
で信号Ｐ（ｔｋ）とＱ（ｔｋ）に対応する２値化信号を
受信する。
（２ｐΦｋ）を出力してディジタルフィルタ４２に供給
し、信号ＣＯＳ（２ｐΦｋ）を出力してディジタルフィ
ルタ４３に供給する。この算術論理ユニット４１では、
標本化された信号Ｑ（ｔｋ）に対応した信号を受信する
。実際には、この算術論理ユニット４１では、２ｐΦｋ
なるサイン波およびコサイン波を供給することが可能
となる。 つまり、この算術論理ユニット４１は、１／Ｔｅの割合
で信号Ｐ（ｔｋ）とＱ（ｔｋ）に対応する２値化信号を
受信する。
【００２２】この算術論理ユニット４１では、それ自体
では決まりきっており、次に示す方法で、１／Ｔｅの割
合で信号ＳＩＮ（２ｐΦｋ）と信号ＣＯＳ（２ｐΦｋ）
とをそれぞれ別々に得ることができる。トリゴノメトリ
ック・デコンポジション・ルール（ｔｒｉｇｏｎｏｍｅ
ｔｒｉｃａｌ ｄｅｃｏｍｐｏ−ｓｉｔｉｏｎ ｒｕ
ｌｅｓ）によって、ＳＩＮ（Φｋ）とＣＯＳ（Φｋ）は
、ＳＩＮ（２ｐΦｋ）とＣＯＳ（２ｐΦｋ）とにそれぞ
れ置き換わる。この２つの信号は極性が正確化される前
にフィルタでろ波される。このフィルタによるろ波は、
ディジタルフィルタ４２、４３の手助けを伴うこの２つ
の信号に影響を与える。１／Ｔｅの割合におけるディジ
タルフィルタの機能は、その伝達関数の低域通過特性か
ら得ることが可能である。
では決まりきっており、次に示す方法で、１／Ｔｅの割
合で信号ＳＩＮ（２ｐΦｋ）と信号ＣＯＳ（２ｐΦｋ）
とをそれぞれ別々に得ることができる。トリゴノメトリ
ック・デコンポジション・ルール（ｔｒｉｇｏｎｏｍｅ
ｔｒｉｃａｌ ｄｅｃｏｍｐｏ−ｓｉｔｉｏｎ ｒｕ
ｌｅｓ）によって、ＳＩＮ（Φｋ）とＣＯＳ（Φｋ）は
、ＳＩＮ（２ｐΦｋ）とＣＯＳ（２ｐΦｋ）とにそれぞ
れ置き換わる。この２つの信号は極性が正確化される前
にフィルタでろ波される。このフィルタによるろ波は、
ディジタルフィルタ４２、４３の手助けを伴うこの２つ
の信号に影響を与える。１／Ｔｅの割合におけるディジ
タルフィルタの機能は、その伝達関数の低域通過特性か
ら得ることが可能である。
【００２３】フィルタ出力の極性信号だけが、位相／周
波数比較器によって使われる。このようにしてディジタ
ルフィルタ４２は、 ＳＩＮ（２ｐΦｋ）の極性信号を
ろ波して供給し、同様に、ディジタルフィルタ４３は、
ＣＯＳ（２ｐΦｋ）の極性信号をろ波して供給する。 図４は、位相／周波数比較器５０の１例で、周知の原理
で構成されている。この原理は、（フランスで）１９８
３年１０月４日に申請（番号８３−１５７９４）されて
、登録番号２５５２９５９号において公布された特許で
述べられている。しかしながら、特にＮ相位相変調のあ
る特定の場合、この特許で述べられている全体的な構造
とこの実施例における位相／周波数比較器５０との相違
を考慮すると、位相誤差ＣＯＳ（ＮΦｋ） を１度ろ波
した極性信号することによって、信号Ｆｘ、Ｆｙを置き
換える移植を簡略化することできる。つまり、ＳＩＮ（
２ｐΦｋ）をろ波した極性信号が、前述の特許における
信号Ｅに対応する。ＣＯＳ（２ｐΦｋ）をろ波した極性
信号が、前述の特許における信号Ｆｘ、Ｆｙに置き換わ
る。前述の特許で信号ＳＴを信号Ｓから得ているように
、同一の方法でＳＩＮ（２ｐΦｋ）をろ波した極性信号
から信号ＳＴを得ている。このようにして、位相／周波
数比較器５０の構造は、図４に示すように簡略化される
。
波数比較器によって使われる。このようにしてディジタ
ルフィルタ４２は、 ＳＩＮ（２ｐΦｋ）の極性信号を
ろ波して供給し、同様に、ディジタルフィルタ４３は、
ＣＯＳ（２ｐΦｋ）の極性信号をろ波して供給する。 図４は、位相／周波数比較器５０の１例で、周知の原理
で構成されている。この原理は、（フランスで）１９８
３年１０月４日に申請（番号８３−１５７９４）されて
、登録番号２５５２９５９号において公布された特許で
述べられている。しかしながら、特にＮ相位相変調のあ
る特定の場合、この特許で述べられている全体的な構造
とこの実施例における位相／周波数比較器５０との相違
を考慮すると、位相誤差ＣＯＳ（ＮΦｋ） を１度ろ波
した極性信号することによって、信号Ｆｘ、Ｆｙを置き
換える移植を簡略化することできる。つまり、ＳＩＮ（
２ｐΦｋ）をろ波した極性信号が、前述の特許における
信号Ｅに対応する。ＣＯＳ（２ｐΦｋ）をろ波した極性
信号が、前述の特許における信号Ｆｘ、Ｆｙに置き換わ
る。前述の特許で信号ＳＴを信号Ｓから得ているように
、同一の方法でＳＩＮ（２ｐΦｋ）をろ波した極性信号
から信号ＳＴを得ている。このようにして、位相／周波
数比較器５０の構造は、図４に示すように簡略化される
。
【００２４】次に、この構成について説明する。この位
相／周波数比較器５０は、３入力の論理ゲート５１とＤ
−フリップフロップ５２によって構成されており、論理
ゲート５１の出力端は、Ｄ−フリップフロップ５２のク
ロック入力端に接続されている。論理ゲート５１の入力
される信号は、周波数信号１／Ｔｅ、信号ＳＴ、ＣＯＳ
（２ｐΦｋ）をろ波した極性信号の３つである。Ｄ−フ
リップフロップ５２のＤ入力端には、ＳＩＮ（２ｐΦｋ
）をろ波した極性信号が供給され、また、クロック入力
端には、論理ゲート５１の出力信号が供給される。この
出力端Ｑでの出力信号は、位相誤差の極性を示し、電圧
制御発振器へ供給されても良い。
相／周波数比較器５０は、３入力の論理ゲート５１とＤ
−フリップフロップ５２によって構成されており、論理
ゲート５１の出力端は、Ｄ−フリップフロップ５２のク
ロック入力端に接続されている。論理ゲート５１の入力
される信号は、周波数信号１／Ｔｅ、信号ＳＴ、ＣＯＳ
（２ｐΦｋ）をろ波した極性信号の３つである。Ｄ−フ
リップフロップ５２のＤ入力端には、ＳＩＮ（２ｐΦｋ
）をろ波した極性信号が供給され、また、クロック入力
端には、論理ゲート５１の出力信号が供給される。この
出力端Ｑでの出力信号は、位相誤差の極性を示し、電圧
制御発振器へ供給されても良い。
【００２５】図５は、図１および図２における識別器６
０の一例であり、同期およびフッキング検出を行う。こ
の装置は、フィルタリングされた信号ＳＩＮ（２ｐΦｋ
）、正のままの ＣＯＳ（２ｐΦｋ） の符号の連続的
に変化する与えられた番号（ナンバ）をカウントするこ
とができるカウンタを備えている。このように行なうた
めに、このカウンタは、その入力端に、フィルタリング
された符号信号ＣＯＳ（２ｐΦｋ）が正の時だけに有効
となる信号ＳＴを授受する。また、カウンタは、スレッ
シュホールド比較器６４によって引続き動作する。符号
変遷の連続的な特性を保証するために、フィルタリング
された符号信号ＣＯＳ（２ｐΦｋ）が負である時の変遷
のいかなる検出は、カウンタ６３を再初期化する。これ
は、一方の入力端に信号ＳＴが供給され、他方の入力端
に反転器（インバータ）６５によって反転されたフィル
タリングされた符号信号ＣＯＳ（２ｐΦｋ）が供給され
た符号６２で示される論理ゲートの出力ＥＴによっても
たらされる。
０の一例であり、同期およびフッキング検出を行う。こ
の装置は、フィルタリングされた信号ＳＩＮ（２ｐΦｋ
）、正のままの ＣＯＳ（２ｐΦｋ） の符号の連続的
に変化する与えられた番号（ナンバ）をカウントするこ
とができるカウンタを備えている。このように行なうた
めに、このカウンタは、その入力端に、フィルタリング
された符号信号ＣＯＳ（２ｐΦｋ）が正の時だけに有効
となる信号ＳＴを授受する。また、カウンタは、スレッ
シュホールド比較器６４によって引続き動作する。符号
変遷の連続的な特性を保証するために、フィルタリング
された符号信号ＣＯＳ（２ｐΦｋ）が負である時の変遷
のいかなる検出は、カウンタ６３を再初期化する。これ
は、一方の入力端に信号ＳＴが供給され、他方の入力端
に反転器（インバータ）６５によって反転されたフィル
タリングされた符号信号ＣＯＳ（２ｐΦｋ）が供給され
た符号６２で示される論理ゲートの出力ＥＴによっても
たらされる。
【００２６】比較器６４のスレッシュホールドは、８で
述べた特定の応用の中で８に設定されている。比較器６
４は、取得した検出信号を送出し、位置ＩＩ上のスイッ
チ１２および１３の傾きを制御することを可能にする。 論理ゲート６２の出力は、同期検出信号の損失を送出す
ることを可能にする。実際には、フィルタリングされた
符号信号ＳＩＮ（２ｐΦｋ）の状態変遷が観測され、フ
ィルタリングされた符号信号ＣＯＳ（２ｐΦｋ）が負で
あると、同期検出信号の損失が検出される。この論理ゲ
ート６２の出力は、位置Ｉ上のスイッチ１２、１３の傾
きを制御することを可能とさせる。
述べた特定の応用の中で８に設定されている。比較器６
４は、取得した検出信号を送出し、位置ＩＩ上のスイッ
チ１２および１３の傾きを制御することを可能にする。 論理ゲート６２の出力は、同期検出信号の損失を送出す
ることを可能にする。実際には、フィルタリングされた
符号信号ＳＩＮ（２ｐΦｋ）の状態変遷が観測され、フ
ィルタリングされた符号信号ＣＯＳ（２ｐΦｋ）が負で
あると、同期検出信号の損失が検出される。この論理ゲ
ート６２の出力は、位置Ｉ上のスイッチ１２、１３の傾
きを制御することを可能とさせる。
【００２７】Ｎ（Ｎ＝２ｐ）相位相態の変調の場合にお
いて、期間Ｔｅ＜Ｔ／（２ｐ＋１｜ｎ｜）と、１／Ｔで
示される変調速度とを有するサンプリング周波数の選択
は、前述したように、装置が周波数シフトの存在を検出
し、それを無効にすることを可能にさせる信号Ｐ（ｔ）
およびＱ（ｔ）の過剰サンプリングを得ることを可能に
し、ダミーの周波数取得の問題を１つの試みで解決する
。さらに、上述した装置は、システムが正確にロックさ
れることを決定するために、ＣＯＳ（２ｐΦｔ）（各Ｃ
ＯＳ（２ｐΦｋ）） が正のままであるのに対して、生
じたＳＩＮ（２ｐΦｔ）（各ＳＩＮ（２ｐΦｋ））の符
号の連続的な変化を表す所定の数Ｍの計数をとることに
よって自動制御の正確なロックを検出することを可能に
する。
いて、期間Ｔｅ＜Ｔ／（２ｐ＋１｜ｎ｜）と、１／Ｔで
示される変調速度とを有するサンプリング周波数の選択
は、前述したように、装置が周波数シフトの存在を検出
し、それを無効にすることを可能にさせる信号Ｐ（ｔ）
およびＱ（ｔ）の過剰サンプリングを得ることを可能に
し、ダミーの周波数取得の問題を１つの試みで解決する
。さらに、上述した装置は、システムが正確にロックさ
れることを決定するために、ＣＯＳ（２ｐΦｔ）（各Ｃ
ＯＳ（２ｐΦｋ）） が正のままであるのに対して、生
じたＳＩＮ（２ｐΦｔ）（各ＳＩＮ（２ｐΦｋ））の符
号の連続的な変化を表す所定の数Ｍの計数をとることに
よって自動制御の正確なロックを検出することを可能に
する。
【００２８】これより、適切なフィルタリングは、位相
および４つのチャンネルに影響を及ぼし、従来のコスタ
ス・ループが用いられる。実際には、前述した位相／周
波数比較器５０は、位相ノイズを発生する。この位相ノ
イズは、重要であり、特に、流れが弱くなった時、すな
わちこの説明している状況において発生する。これは、
単純に、比較器が連続的に適切な補正信号を供給すると
いう現実に結び付いている。上記補正信号とは、第１の
近似においては、事実上の周期である。この補正信号は
、ループフィルタの時間定数に応じた、かなりの位相ノ
イズを発生する。これに対して、もし、流れが強ければ
、この位相ノイズは、即、無視してよいものとなる。
および４つのチャンネルに影響を及ぼし、従来のコスタ
ス・ループが用いられる。実際には、前述した位相／周
波数比較器５０は、位相ノイズを発生する。この位相ノ
イズは、重要であり、特に、流れが弱くなった時、すな
わちこの説明している状況において発生する。これは、
単純に、比較器が連続的に適切な補正信号を供給すると
いう現実に結び付いている。上記補正信号とは、第１の
近似においては、事実上の周期である。この補正信号は
、ループフィルタの時間定数に応じた、かなりの位相ノ
イズを発生する。これに対して、もし、流れが強ければ
、この位相ノイズは、即、無視してよいものとなる。
【００２９】さらに、上述した装置は、いかなるアンフ
ッキングをも検出することができ、このシステムが正確
にロックしないどんな場合においても、位置Ｉに設定さ
れたスイッチ１２および１３の助けで、取得した位相を
再送出することを可能にする。
ッキングをも検出することができ、このシステムが正確
にロックしないどんな場合においても、位置Ｉに設定さ
れたスイッチ１２および１３の助けで、取得した位相を
再送出することを可能にする。
【００３０】
【発明の効果】上記のように構成された搬送波再生装置
では、Ｎ相位相変調されたディジタル信号からフッキン
グ時あるいは捕捉時に発生する不要周波数成分を除去す
る。
では、Ｎ相位相変調されたディジタル信号からフッキン
グ時あるいは捕捉時に発生する不要周波数成分を除去す
る。
【図１】ｐ＝１のときにおける、この発明の搬送波再生
装置を示すブロック図である。
装置を示すブロック図である。
【図２】ｐが一般的のときにおける、この発明の搬送波
再生装置を示すブロック図である。
再生装置を示すブロック図である。
【図３】この発明における発生器４０の構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図４】この発明における位相／周波数比較器５０の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図５】この発明における識別器６０の構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図６】ｐ＝１のときにおける、従来例の搬送波再生装
置を示すブロック図である。
置を示すブロック図である。
１、２ 復調器
３ 移相器
４ 電圧制御発振器
５、６ 低域通過フィルタ
７ ループフィルタ
８ 乗算器
９ しきい値検出器
１０ 識別器
１１、１２、１３ スイッチ
４０ 発生器
５０ 位相／周波数比較器
６０ 識別器
Claims (4)
- 【請求項１】 Ｎ相（Ｎ＝２ｐ、ｐは正の整数）の位
相状態で変調された信号の不要な周波数成分を除去する
搬送波再生装置において、 ａ）変調信号を復調し信号Ｘ１（ｔ）およびＹ１（ｔ）
を供給する復調手段と、電圧制御発振器と、前記信号Ｘ
１（ｔ）およびＹ１（ｔ）をろ波する低域通過フィルタ
と、ｐ＝１においてコスタス型の位相比較器あるいは乗
算器と、ループフィルタと信号Ｘ（ｔ）および信号Ｙ（
ｔ）をサンプリング周波数Ｆｅ（Ｆｅ＞（２ｐ＋１）｜
ｎ｜／Ｔ、ｎは整数、Ｔは変調速度の逆数）で標本化す
るサンプリング手段とで構成されるＰＬＬと、ｂ）位相
誤差の変化方向を評価するための信号を生成する信号発
生手段と、位相／周波数比較器と、同期損失成分検波手
段で構成されたループと、 ｃ）前記ＰＬＬに挿入されるろ波手段とを具備すること
を特徴とする搬送波再生装置。 - 【請求項２】 標本化された信号Ｐ（ｔｋ）および信
号Ｑ（ｔｋ）を受信し、搬送波と前記電圧制御発振器と
の位相誤差を表す第１の信号ＳＩＮ （２ｐΦｋ）およ
び第２の信号ＣＯＳ（２ｐΦｋ）を供給する算術論理回
路と、前記第１の信号あるいは第２の信号のどちらか一
方をろ波するディジタルフィルタと、によって上記信号
発生手段を構成したことを特徴とする請求項１記載の搬
送波再生装置。 - 【請求項３】 上記位相／周波数比較器は、位相誤差
を表す信号と標本化された信号と前記位相誤差を表す信
号をろ波した信号とを入力する論理ゲートと、前記第１
の信号の極性信号をＤ入力とし前記論理ゲートの出力を
クロック入力とするＤ−フリップフロップとで構成され
ることを特徴とする請求項１または２記載の搬送波再生
装置。 - 【請求項４】 上記同期損失成分検波手段は、前記第
２の信号が有効であるときに前記第１の信号の極性の変
化を計数するカウンタと、前記カウンタの出力を入力し
成分検波信号出力するしきい値検出器と、前記第１の信
号の極性信号の変化を表す信号ＳＴおよび前記第２の信
号の極性信号とを入力する第１の論理ゲートと、前記信
号ＳＴおよび前記第２の極性信号を反転した信号を入力
し前記カウンタを初期化する信号を出力する第２の論理
ゲートと、によって構成されることを特徴とする請求項
１から３いづれかに記載の搬送波再生装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9007010 | 1990-06-06 | ||
| FR9007010A FR2663177B1 (fr) | 1990-06-06 | 1990-06-06 | Dispositif de recuperation d'une onde porteuse muni d'un moyen d'inhibition de faux accrochages en frequence. |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04233360A true JPH04233360A (ja) | 1992-08-21 |
Family
ID=9397312
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3162143A Pending JPH04233360A (ja) | 1990-06-06 | 1991-06-06 | 搬送波再生装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5233631A (ja) |
| EP (1) | EP0461022B1 (ja) |
| JP (1) | JPH04233360A (ja) |
| CA (1) | CA2043645C (ja) |
| DE (1) | DE69113124T2 (ja) |
| FR (1) | FR2663177B1 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0654008A (ja) * | 1992-07-31 | 1994-02-25 | Sony Corp | Ｂｐｓｋ復調器 |
| US5757857A (en) * | 1994-07-21 | 1998-05-26 | The Regents Of The University Of California | High speed self-adjusting clock recovery circuit with frequency detection |
| DE69502250T2 (de) * | 1994-08-25 | 1998-10-29 | Philips Electronics Nv | Digitales Übertragungssystem mit einer doppelten Synchronisierungsschleife |
| US5692014A (en) * | 1995-02-03 | 1997-11-25 | Trw Inc. | Subsampled carrier recovery for high data rate demodulators |
| US6931089B2 (en) * | 2001-08-21 | 2005-08-16 | Intersil Corporation | Phase-locked loop with analog phase rotator |
| CN106897645A (zh) * | 2016-12-28 | 2017-06-27 | 深圳天珑无线科技有限公司 | 一种移动设备 |
| CN113922884B (zh) * | 2021-08-30 | 2023-02-28 | 北京航天控制仪器研究所 | 一种用于电光调制器的载波抑制装置和方法 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0072241B1 (en) * | 1981-08-10 | 1986-08-13 | Fujitsu Limited | Carrier recovery circuit |
| FR2552959B1 (fr) * | 1983-10-04 | 1985-10-25 | Vandamme Patrick | Circuit de recuperation d'une onde porteuse muni d'un moyen d'aide a l'acquisition automatique et rapide |
| US4704582A (en) * | 1986-10-07 | 1987-11-03 | Motorola, Inc. | Gated demodulator for shaped BPSK signals |
| US5115454A (en) * | 1987-05-12 | 1992-05-19 | Kucar Andy D | Method and apparatus for carrier synchronization and data detection |
| US5025455A (en) * | 1989-11-30 | 1991-06-18 | The United States Of America As Represented By The Administer, National Aeronautics And Space Administration | Phase ambiguity resolution for offset QPSK modulation systems |
-
1990
- 1990-06-06 FR FR9007010A patent/FR2663177B1/fr not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-05-31 CA CA002043645A patent/CA2043645C/fr not_active Expired - Lifetime
- 1991-06-04 EP EP91401453A patent/EP0461022B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1991-06-04 DE DE69113124T patent/DE69113124T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1991-06-06 JP JP3162143A patent/JPH04233360A/ja active Pending
- 1991-06-06 US US07/711,191 patent/US5233631A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0461022A1 (fr) | 1991-12-11 |
| FR2663177B1 (fr) | 1992-08-21 |
| EP0461022B1 (fr) | 1995-09-20 |
| FR2663177A1 (fr) | 1991-12-13 |
| CA2043645C (fr) | 2002-07-09 |
| DE69113124D1 (de) | 1995-10-26 |
| US5233631A (en) | 1993-08-03 |
| DE69113124T2 (de) | 1996-04-25 |
| CA2043645A1 (fr) | 1991-12-07 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20000620 |