JPH0424666Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 〔考案の技術分野〕 この考案は、衛星放送受信機等に用いられる
FM信号処理装置に関する。

〔考案の技術的背景〕

SHF帯を利用した衛星放送受信機は、第６図
に示すように構成されている。この受信機は、
「放送のニユーメデイアと受信技術衛星放送／文
字放送」電子技術出版株式会社発行の第127頁に
記載されている。この受信機は、FM復調を行い
ビデオ信号とオーデイオ信号を得ることができ、
周波数変調された高周波（RF）信号は、第１中
間周波（以下第1IFと称する）増幅器１で増幅さ
れた後、主にイメージ周波数を減衰させる同調型
帯域フイルタ２を通り、局部発振器７と混合器３
によつて周波数変換され第２中間周波数の信号と
なる。第２の中間周波信号は、増幅器４で増幅さ
れた後固定帯域フイルタ５で帯域制限され、第２
のIF増幅器６で増幅された後、自動利得制御回
路９、リミツタ１０低域フイルタ１１を通り、
FM復調器１２で復調される。

復調信号は、デイエンフアシス回路１４、音声
トラツプ回路１５、クランプ回路１６、ビデオ増
幅器１７を介して出力端子１９にビデオ信号とし
て導出される。また、復調信号は、音声復調回路
１８に供給され、音声信号に復調され出力端子２
０に導出される。

更にまた、復調信号は、自動周波数制御（以下
AFCと称する）回路１３に供給される。AFC回
路１３は、復調されたビデオ信号を検波し、その
平均的直流電圧変動を検出し、その検出電圧を、
選局回路１８から局部発振器１７に与えられてい
る選局電圧に重畳せしめ、第２中間周波数を一定
の周波数に保つように作用する。これは、第２中
間周波信号が固定帯域フイルタ５の中心周波数に
一致しているときは、復調ビデオ信号の平均直流
電圧が所定のレベルになることを利用している。
これにより、第２中間周波信号の帯域制限も得ら
れる。更に帯域制限を行なうには、FM復調回路
１２として位相ロツクドループを利用した復調回
路を用いて、このループの周波数引き込み特性を
設定するのに、雑音帯域幅が狭くなるように設計
することでも達成できる。

〔背景技術の問題点〕

上記の受信機において、固定帯域フイルタ５の
周波数特性A1、第２中間周波信号のスペクトラ
ムA2、復調ビデオ信号A3の関係は、第７図に示
すようになる。第２中間周波信号のスペクトラム
A2は、平均周波数をoとすると、そのピーク値
はこの周波数oの上側と下側で非対称（B1＞
B2）となる。周波数oの上側が同期信号を含み、
下側がホワイトレベルを含む。この信号を復調し
て再生した場合は、当然ホワイトレベル側の信号
が絵柄としてあらわれ、同期信号は画面にはあら
われない。従つて、第２中間周波にノイズが含ま
れた場合、ホワイトレベル側のノイズが画面上目
につきやすい。

FM信号にノイズが含まれていた場合、復調ビ
デオ信号には、第８図に示すようにインパルスノ
イズ２１，２２としてあらわれる。インパルスノ
イズ２１は、黒、インパルスノイズ２２は白の点
状としてあらわれる。

現在利用されているSHF受信システムは、北
アメリカ地方においては4GHz帯の電波を使用し
ており、かつ、送信機の出力は数10Wと小さいた
め、受信CN比を充分にするには、大口径のパラ
ボラアンテナを必要とする。これを改善するに
は、CN比を向上する回路が必要であり、先の固
定帯域フイルタ５が利用されている。

固定帯域フイルタ５は、カーソン則を利用した
ものであり、必要帯域幅よりも狭帯域特性に設計
されている。カーソン則による帯域Ｂは次の(1)式
のようにあらわされる。

Ｂ＝ΔF_P-P＋2_n＋ΔF_e ……(1) ΔF_P-P；ビデオ信号による周波数偏移ピー
ク・ピーク値 2_n；変調周波数の最大周波数 ΔF_e；エネルギー拡散信号による周波数偏
移のピーク・ピーク値 ここで、4MHz帯の送信フオーマツト（アメリ
カ合衆国の例）を求めると、 ΔF_P-P＝21.5MHz_P-P 2_n＝２×4.2MHz＝8.4MHz ΔF_e＝2MHz_P-P であり、 Ｂ＝21.5＋２×4.2＋２＝31.9MHz となる。

しかし、実際には、帯域幅Ｂは、25〜30MHzに
設定され、ノイズレベルが１〜2db程度少なくな
るように設計されている。従つて、雑音帯域幅が
狭くなつた分だけ、本来の信号の一部も削除さ
れ、トランケーシヨンノイズを発生する。このノ
イズが発生すると、前述したインパルスノイズと
同様の現象を生じたり、ビデオ信号のステツプ応
答時のエツジ部分のように高周波成分を多く含む
部分で尾を引くようなノイズ現象となつてあらわ
れる。但し、ビデオ信号の振幅は常に最大周波数
偏移で変調がかからない（絵柄内容で変化する）
ので、上述のトランケーシヨンノイズは、特にホ
ワイトレベル側に文字信号等のような急峻な変化
波形の信号が含まれるときに、画面上に目立つこ
とになる。第９図のビデオ信号は、白文字信号２
３を含み、かつ平均電圧の低い（暗い）信号であ
る。このような信号を受信する場合には、予じめ
第２中間周波数をオフセツトさせて、ホワイトレ
ベル側の信号帯域を広くすることで、画質上のバ
ランスをとることもできるが、最近は、ビデオ信
号の変調極性が逆の12MHz帯の信号も同時に受信
できる受信機が開発されており、このような受信
機では、固定帯域フイルタ５の中心周波数をオフ
セツトさせることができない。これは、中心周波
数をオフセツトさせることにより、近くに存在す
る高調波信号を通過させるからである。

上記の説明は、固定帯域フイルタの帯域幅に関
連したノイズの影響を述べたが、帯域幅選択特性
を有する位相ロツクドループやインジエクシヨ
ン・ロツクド・オシレータについても同様も問題
点が存在する。

〔考案の目的〕

この考案は上記の事情に鑑みてなされたもの
で、前述したトランケーシヨンノイズを低減する
のに、帯域幅を変化させる必要のないFM信号処
理装置を提供することを目的とする。

〔考案の概要〕

この考案は、例えば第１図に示すように、FM
信号のスペクトラム非対称性を非対称性判別回路
５１で検出し、信号成分が多く存在する帯域が充
分にカバーされるように、帯域制限を行なつてい
るFM処理部（周波数変換部、FM復調部、リミ
ツタ部）の中心周波数をドリフトさせるように
し、トランケーシヨンノイズを低減し、これによ
り、FM処理部の帯域幅を必要帯域より狭くして
雑音抑圧を行なつても問題が生じないようにして
いる。

〔考案の実施例〕

以下この考案の実施例を図面を参照して説明す
る。

第１図はこの考案の一実施例であり、衛星放送
受信機に適用した例である。周波数変調された高
周波（RF）信号は、第１のIF増幅器３１で増幅
された後、同調型帯域フイルタ３２に供給され、
イメージ周波数成分が減衰される。帯域フイルタ
３２の出力は、局部発振器５０と混合器３３によ
つて周波数変換され、第２中間周波信号となり、
第２のIF増幅器３４に供給される。この第２の
IF増幅器３４の出力は、固定帯域フイルタ３５
に供給されるとともに、この考案の特徴部である
非対称性判別回路５１に供給される。固定帯域フ
イルタ３５の出力は、第３のIF増幅器３６で増
幅された後、自動利得制御回路３７、リミツタ３
８、低域フイルタ３９を介してFM復調器４０に
供給される。FM復調信号は、デイエンフアシス
回路４１、音声トラツプ回路４２、クランプ回路
４３を介してビデオ信号となり、ビデオ増幅器４
４で増幅されて出力端子４５に導出される。ま
た、FM復調信号は、音声復調回路４６に供給さ
れ、ここで、音声信号が抽出されて復調される。
復調された音声信号は、出力端子４７に導出され
る。

更に、FM復調器４０からの復調信号は、AFC
増幅器４８に供給される。このAFC増幅器４８
は復調信号を検波して、平均電圧を得るととも
に、これを所定の基準電圧と比較して誤差電圧を
検出する。この誤差電圧は、選局回路４９の選局
電圧に重畳される。選局電圧は、局部発振器５０
の発振周波数をコントロールしているので、前記
誤差電圧が重畳された場合は、第２中間周波信号
の周波数を調整することになる。このように、
AFC増幅器４８は、通常は、第２中間周波数が
常に所定の周波数となるように局部発振器５０を
制御している。

ところが、ホワイトレベル側に文字信号等の成
分が含まれると、このままでは、トランケーシヨ
ンノイズが生じることは先記した通りである。従
つてこの考案では、トランケーシヨンノイズが生
じるような第２中間周波信号は、中心周波数o
（第 図参照）を中心にして、スペクトラムの非
対称性が著しいことに着目する。即ち、非対称性
判別回路５１において、スペクトラムの非対称性
が著しいことを検出し、この検出信号（DS）を
AFC増幅器４８の基準電圧オフセツト用として
用いるものである。

AFC増幅器４８の基準電圧をオフセツトする
ことは、第２中間周波数がオフセツトされること
に相当する。これによつて、固定帯域フイルタ３
５において、本来の信号の一部の削除（トランケ
ーシヨンノイズの発生要因）が防止される。トラ
ンケーシヨンノイズが生じやすい信号は、第９図
に示すように、ビデオ信号振幅の平均値が低くそ
の中に部分的に輝度の高い文字信号等を含む場
合、またビデオ信号振幅の平均値が高くその中に
黒文字信号等を含む場合があるが、この考案の例
は、ビデオ信号振幅の平均値が低い前者の場合に
有効である。

また、トランケーシヨンノイズは、急速な動画
中に発生しても目立たないが、例えば格子状の静
止パターンでは、その画質劣化は大きい。従つ
て、非対称性判別回路５１の応答時定数は、
AFCループによる通常時の制御時定数よりも大
きく設定し、第２中間周波数がAFCループによ
つて制御された後で、被対称性を判別させる方が
好ましい。従つて、検出信号（DS）の供給ライ
ンにスイツチ５７を設けて、検出信号を印加する
時点を選択できるようにしても良い。

次に、非対称性判別回路５１の構成について更
に説明する。第２のIF増幅器３４からの第２中
間周波信号は、高域側狭帯域フイルタ５２、低域
側狭帯域フイルタ５３に供給される。そして、こ
の２つの帯域フイルタ５２，５３の出力は、特性
の等しい検波器５４，５５にそれぞれ供給されて
検波される。そして検波器５４，５５の出力は、
誤差増幅器５６に供給され、両者の差が検出され
る。誤差増幅器５６は、両入力の差が無い場合
は、検出信号（DS）を出力しないが、両入力差
が著しい（非対称性が著しい）場合には、検出信
号（DS）を出力する。先の高域側狭帯域フイル
タ５２、低域側狭帯域フイルタ５３の各帯域特性
５２Ａ，５３Ａと、固定帯域フイルタ３５の帯域
特性３５Ａは、第２図に示すような関係に設定さ
れている。

第３図は、上記非対称性判別回路５１を更に具
体的に示している。入力端子５１ａに供給された
第２中間周波信号（FM信号）は、バツフア増幅
器６０を介して、コンデンサ６１とインダクタン
ス６２によつて構成される低域側狭帯域フイルタ
５２及びコンデンサ６３とインダクタンス６４に
よつて構成される低域側狭帯域フイルタ５３に入
力される。フイルタ５２の出力は、ダイオード６
５、抵抗６６、コンデンサ６７で構成される検波
器５４に供給され、フイルタ５３の出力は、ダイ
オード６８、抵抗６９、コンデンサ７０で構成さ
れる検波器５５に供給される。検波器５４，５５
の出力は、抵抗７１，７２を介して合成され、抵
抗７３を介して演算増幅器７４の一方の入力端子
に供給される。検波器５４，５５の出力に差があ
ると、その差分が増幅されて出力端子５１ｂにあ
らわれる。この回路において、コンデンサ７５
は、この系の時定数を決定するコンデンサであ
り、コンデンサ７６は、高周波バイパスコンデン
サである。

第４図は、この考案の他の実施例である。この
実施例は、位相ロツドループを用いたFM復調器
に対して、非対称性判別回路５１を組込んだ例で
ある。位相ロツドループによるFM復調器は、そ
の同期特性によつて帯域制限を行なうことが可能
であり、同期特性を設定するには、電圧制御発振
器８３の中心周波数を調整することで達成され
る。位相検波器８２には、入力端子８１からの入
力FM信号（第２中間周波信号）と、電圧制御発
振器８３からの発振出力が供給され、これによつ
て、位相検波器８２からは、FM復調出力が得ら
れる。FM復調出力は、低周波増幅器８４を介し
て復調信号処理段に供給されるとともに、ループ
フイルタ８５に供給される。ループフイルタ８５
の出力は、電圧制御発振器８３の周波数制御端子
に供給される。更に、この電圧制御発振器８３の
周波数制御端子には、第１図で説明した非対称性
判別回路５１からの検出信号（DS）が与えられ
る。

第４図ｂは、電圧制御発振器８３の等価的な回
路であり、８３１は発振トランジスタ、８３２，
８３３は、共振周波数を可変するバラクタダイオ
ードである。前述ループフイルタ８５からの出力
電圧は、端子８３ａに与えられ、また、前記非対
称性判別回路５１からの検出信号（DS）は、端
子８３ｂからコイル８３４を介してバラクタダイ
オード８３３の端子に供給される。従つて非対称
性が著しい場合には、発振周波数がドリフトさ
れ、例えばホワイトレベル側の文字信号等を検波
するのに、その同期がはずれることがない。発振
出力は、発振トランジスタ８３１のエミツタに接
続された端子８３ｃから導出されている。

上記のように、FM復調器を構成すれば、帯域
制限を行なつたからといつて、本来得るべき信号
の一部を削除してしまうことはなく、良好な検波
出力を得ることができる。

第５図は、更にこの考案の他の実施例であり、
注入同期型発振器に適用した例である。この注入
同期型発振器は、入力端子９０ａに第２中間周波
信号を供給すれば、この信号に忠実に同期した発
振出力を出力端子９０ｂに得ることができる。抵
抗９２，９３，９４は、アツテネータを構成し、
トランジスタ９６、コンデンサ９５，９７、イン
ダクタンス９９、バラクタダイオード９８は発振
部を形成している。また、ダイオード１０１，１
０２は、高速の非線形フイードバツクをかけるリ
ミツタ作用を奏する。トランジスタ１０３は、発
振出力を出力端子９０ｂに導出する。

ここで、非対称性判別回路５１からの検出信号
（DS）は、端子９０ｃを介して、バラクタダイオ
ード９８の端子に供給される。この注入同期型発
振器は、例えば第１図のリミツタ３８として使用
できる。

〔考案の効果〕

以上説明したように、この考案によると、FM
信号のスペクトラムの対称性を検出することで、
信号成分の存在する帯域が充分カバーできるよう
に、FM信号処理部の中間周波数をドリフトする
ようにしている。これによつてトランケーシヨン
ノイズの発生や同期はずれを生じることなく、必
要帯域より狭い帯域制限を行なうことができ雑音
抑圧を図ることができる。

4GHz帯の送信フオーマツトに140MHzの中間周
波数、25MHz帯の固定帯域フイルタを用いた場
合、ビデオ信号APL10％の2TパルスによるFM
波の評価では、AFCを500KHz〜1MHz偏移させる
ことでトランケーシヨンノイズ軽減効果を充分に
確認できた。また、実際のフイールドでは、ビデ
オ信号に音声のサブキヤリアが重畳されるのでよ
り厳しい条件下になるが音声のサブキヤリアの様
に周波数変調された場合は中間周波数から高低対
称に側波が広がるため、さほど問題とはならな
い。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの考案の一実施例を示す回路図、第
２図は第１図の非対称性判別回路の特性説明図、
第３図は、第１図の非対称性判別回路の具体例を
示す回路図、第４図、第５図はそれぞれこの考案
の他の実施例を示す回路図、第６図はSHF受信
機の構成説明図、第７図は第６図のFM処理部の
周波数帯域特性と信号スペクトラム及び複調信号
の関係を示す説明図、第８図、第９図は従来の
FM処理回路の問題点を説明するのに示した信号
波形図である。 ３３……混合器、３５……固定帯域フイルタ、
５０……局部発振器、５１……非対称性判別回
路。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 (1) 周波数帯域特性が雑音低減のために必要周波
   数帯域よりも狭く設定され、かつ電圧制御発振
   器の発振周波数を中心周波数とし、この発振周
   波数と外部FM信号との混合形態によつて処理
   内容が決定されるFM信号処理回路と、 前記FM信号処理回路の出力又は入力側の何
   れか一方のFM信号が供給され、このFM信号
   から前記中心周波数に対称な上域側と低域側の
   両成分を抽出してそれぞれ検波し、前記両成分
   の検波レベルが非対称であることを検出した場
   合に、前記検波レベルの大きい方の成分を前記
   FM信号処理回路の周波数帯域の充分な範囲内
   に収容できるように、前記両成分の検波出力の
   差信号で前記電圧制御発振器を制御して前記中
   心周波数をずらす非対称性判別回路を具備した
   ことを特徴とするFM信号処理装置。 (2) 前記FM信号処理回路は、第１のFM信号を
   前記電圧制御発振器の発振出力で第２のFM信
   号に周波数変換する周波数変換器を有し、前記
   非対称性判別回路には前記第２のFM信号が供
   給されることを特徴とする実用新案登録請求の
   範囲第１項記載のFM信号処理装置。 (3) 前記FM信号処理回路は、位相同期ループを
   用いたFM復調回路であつて、前記非対称判別
   回路には、前記FM復調回路に供給されるFM
   信号が入力され、前記電圧制御発振器は前記位
   相同期ループで用いられる発振器であることを
   特徴とする実用新案登録請求の範囲第１項記載
   のFM信号処理装置。 (4) 前記FM信号処理回路は、FM信号が供給さ
   れるリミツタとしての注入同期型発振器であつ
   て、前記非対称性判別回路には、前記注入同期
   型発振器に供給される前記FM信号が入力さ
   れ、この対称性判別回路の出力は前記注入同期
   型発振器の制御端子に供給される構成であるこ
   とを特徴とする実用新案登録請求の範囲第１項
   記載のFM信号処理装置。