JPH0424906B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は信号受信装置、とくに、たとえばフア
クシミリなどのデータ信号を受信して復調する信
号受信装置に関するものである。

一般に、このような信号受信装置ではデータ信
号の受信に先立つて所定のトレーニングシーケン
スを実行し、搬送波検出および初期タイミング設
定を行ない、自動利得制御回路や自動等化器を信
号レベルや回線特性に適応させ、収束させてい
る。たとえば、国際電信電話諮問委員会
（CCITT）勧告V.27bis／ter、およびV.29では初
期トレーニングの最初の段階で２値シンボルの交
互の繰返し、すなわちオータネーシヨンによりト
レーニングシーケンスが起動される。信号受信装
置はこのトレーニングシーケンスにおいてできる
だけ早期にタイミングの初期設定を行ない、それ
以降、タイミング抽出や搬送波抽出の位相同期ル
ープ（PLL）、および自動等化器を含む系を迅速
かつ安定に収束させることが望ましい。

従来、このようなタイミング設定を行なう方法
として、たとえば、L.E.Franks他の文献
“Statistical Properties of Timing Jitter in ａ
PAM Timing Recovery Scheme，”IEEE
Trans.Commun.第COM−22巻、第７号、第913
〜920頁（1974年７月）の第１図、またはD.L.
Lyonの文献“Envelope−Derived Timing
Recovery in QAM and SQAM Systems，”
IEEE Trans Commun.（Concise Paper）、第
COM−25巻、第11号、第1327〜1331頁（1975年
11月）の第５図に見るように、復調および波形整
形した信号からその帯域端部の周波数成分_b／２
が最大となるようなタイミングを抽出し、これを
サンプラにフイードフオワードしてライン信号の
サンプリングを行なう方式がある。この方式では
サンプリングのタイミングを常に演算して求める
必要があり、また復調器の波形整形フイルタの基
底帯域における演算量が非常に多くなる欠点があ
る。

別の例では、復調器における位相制御ループを
利用して等化器のタツプ係数から直接、または間
接的に最適なサンプリングのタイミングを求め、
シンボルサンプラに帰還する方式がある。この方
式では波形整形フイルタの演算量は少ないが、初
期条件によつては系の収束がきわめて悪くなるこ
とがある。たとえば、最初にたまたまシルボルの
最悪のタイミングでサンプリングを開始すると、
タイミング抽出PLLのみならず自動等化器や搬
送波抽出PLLまで良好に収束することができな
い。

したがつて本発明は、このような従来技術の欠
点を解消し、少ない演算量で早期にシンボルのサ
ンプリングのタイミングを初期設定することので
きる信号受信装置を提供することを目的とする。

本発明の他の目的は、このような初期タイミン
グ設定により、以後、タイミング抽出PLL、自
動等化器および搬送波抽出PLLを安定かつ高速
に収束させる信号受信装置を提供することにあ
る。

このような目的は、本発明によれば、タイミン
グ抽出PLLを動作させる以前にシンボルのサン
プリングのタイミングを必らずしも最適時点では
なくともそれに近い時点に初期設定するという思
想によつて達成される。

本発明による信号受信装置は、変調した搬送波
より復調された基底帯域信号から、ボー速度の半
分に等しい周波数の近傍の周波数成分を抽出して
第１の信号を出力する第１の帯域フイルタと、第
１の信号の複素表示におけるベクトル長に関連し
た第２の信号を発生する演算回路と、第２の信号
からボー速度に等しい周波数成分を抽出して第３
の信号を出力する第２の帯域フイルタと、第３の
信号における所定の位相の時点を検出して第４の
信号を発生する位相検出手段と、第４の信号に応
動し、ボー速度に等しいサンプリング速度によつ
て基底帯域信号のサンプリングを開始するサンプ
リング手段を含み、これによつてサンプリング手
段は、サンプルされた信号のボー速度の半分に等
しい周波数の成分がほぼ最大となる時点に対応す
る位相でサンプリングを行なうものである。

本発明によればこのような信号受信装置はさら
に、第３の信号を所定のレベルと比較して第３の
信号が所定のレベルを越えたことを検出し、搬送
波検出を示す第５の信号を発生するレベル検出回
路を含み、サンプリング手段は、第４および第５
の信号の発生に応動して基底帯域信号のサンプリ
ングを開始する。

次に添付図面を参照して本発明による信号受信
装置の実施例を詳細に説明する。

第１図は本発明による信号受信装置の実施例の
全体の構成を示すブロツク図である。同図におい
て、たとえば電話回線などの通信回線からたとえ
ばフアクシミリ信号などのライン信号を受信する
信号入力端子１０にアナログ・デイジタル（Ａ／
Ｄ）変換器ADCが接続されている。これはリー
ド５０に電圧制御発振器VCOから供給される周
波数_sの基本クロツクに同期してライン信号をサ
ンプル・ホールドし、デイジタル信号に変換して
リード５２に出力する。

Ａ／Ｄ変換器ADCの出力５２は乗算器MLT１
２の一方の入力に接続され、その他方の入力５４
は搬送波発振器OSCに接続されている。発振器
OSCは周波数_c（＝ω_c／2π）の搬送波e^j〓^c（＝
cosω_cｔ＋jsinω_cｔ）を発振してリード５４に出
力する。この発振器OSCおよび乗算器MLT１２
で復調器を構成する。この復調器はデイジタル復
調器であるが、たとえば直交振幅変調または位相
変調などの変調方式で変調された受信信号を基底
帯域信号に復調する。復調器の出力１３は一方で
は低域フイルタLPFおよびシンボルサンプラSS
を介して自動適応等化器などの等化器EQに接続
され、他方では第１の帯域フイルタBPF１に接
続されている。

低域フイルタLPFは復調器の出力１３の不要
周波数帯域成分を除去し、波形整形する波形整形
フイルタである。その出力１２はサンプラSSに
接続され、後者はリード５６に供給されるボー周
波数_bで制御されるサンプリングスイツチであ
り、出力１２の基底帯域信号Ｓ０をボー速度_bで
サンプルする。

本装置は基本クロツクとして周波数_sのクロツ
クを発生する電圧制御発振器VCOを有し、その
出力５０はＡ／Ｄ変換器ADCおよび分周器DIV
に接続されている。分周器DIVは基本クロツク_s
を１／ｎ（ｎは自然数）に分周して互いに位相が
2π／ｎ（ラジアン）だけずれたｎ種類のボークロ
ツク_bのいずれか１つをリード５６に出力するカ
ウンタを含む。このボークロツクの周波数_bは入
力端子１０に受信されるライン信号のボー速度に
等しい。

第１図において等化器EQは受信したライン信
号の回線特性を補償するたとえば自動適応等化器
であり、その出力１４が他の利用装置、たとえば
フアクシミリ装置や中央処理システムに結合され
る。等化器EQではサンプラSSでサンプルされた
基底帯域信号からタイミング情報が抽出され、リ
ード５８によつて発振器VCOに送られる。発振
器VCOはこのタイミング情報に応動してクロツ
ク周波数_sを調整する。

ところで乗算器MLT１２および発振器OSCか
らなる復調器の出力１３は帯域フイルタBPF１
にも接続され、帯域フイルタBPF１の出力１６
は電力計算回路PWに接続さている。フイルタ
BPF１の出力信号Ｓ１は第３図に示すように実
軸Ｉおよび虚軸Ｑで表現される２次元複素信号で
あり、第１図では２次元信号の転送されるリード
を２重線で示している。これについては後に詳述
する。電力計算回路PWはこの信号Ｓ１の瞬時電
力を算出する。電力計算回路PWの出力１８は第
２の帯域フイルタBPF２に接続され、フイルタ
BPF２の出力２０は位相検出器DETに接続され
ている。位相検出器DETは入力２０の信号Ｓ３
における所定の位相、たとえばピークに応動して
出力６０にパルスを発生する、たとえばピーク検
出器である。その出力６０は分周器DIVのセツト
入力SETに接続され、分周器DIVのカウンタを
初期状態にセツトする。なお説明の複雑化を避け
るために第１図では、ライン信号に含まれる不要
帯域雑音を除去する帯域フイルタや、信号レベル
を基準化する自動利得制御回路などは、本発明の
理解に直接関係ないので省略されている。また帯
域フイルタBPF１，BPF２および低域フイルタ
LPFの位相遅延を省略して説明する。

第２図は第１図に示す各ブロツクの構成を具体
的に示した機能図であり、第１図に示す構成要素
は同じ参照符号で示されている。以下、第２図の
回路について第３図〜第６図を参照して本発明を
詳細に説明する。

復調器はこの実施例では周波数_c（＝2πω_cｔ）
の搬送波cosω_cｔを発振する発振器OSC、この搬
送波の位相を90°遅らせる移相器PS、ならびに２
つの乗算器MLT１およびMLT２が図示のように
接続され、この２つの乗算器は第１図の乗算器
MLT１２を構成する。２次元信号の実数部を表
わす信号Ｉおよび虚数部を表わす信号Ｑからなる
出力信号Ｓ０は乗算器MLT１およびMLT２の出
力から帯域フイルタBPF１に供給される。

帯域フイルタBPF１は２つの帯域フイルタ
BPF ＩおよびBPF Ｑを有し、その一方のフイ
ルタBPF Ｉには、受信したライン信号の実数部
Ｉに対応する信号が入力され、他方のフイルタ
BPF Ｑには同虚数部Ｑに対応する信号が入力さ
れる。これによつて、後述のように２値シンボル
のオータネーシヨンの交流成分が抽出される。波
形整形フイルタLPFは、乗算器MLT１および
MLT２においてライン信号に発振周波数_cを乗
ずることによる2_cを中心とする周波数成分を除
去し、基底帯域信号のスペクトル形状を整える低
域フイルタである。帯域フイルタBPF１は、受
信したライン信号のボー速度を_bとすると_b／２
を中心とする周波数成分を抽出するように構成さ
れている。したがつて、2_cを中心とする周波数
成分が帯域フイルタBPF１で十分に除去できる
ので、低域フイルタLPFの入力側から帯域フイ
ルタBPF１の入力を抽出することができる。も
ちろん原理的には低域フイルタLPEの出力側か
ら帯域フイルタBPF１の入力信号を取つてもよ
い。

この復調器と低域フイルタは必ずしも第２図に
示す方式によらずともよい。たとえば、佐藤洋一
「通信回線における自動等化の原理と諸問題」日
経エレクトロニクス、1976年２月23日号、第76〜
106頁の図８にあるようなヒルベルト変換を用い
た復調方式であつてもよい。

電力計算回路PWは図示のように、２つの自乗
回路SQIおよびSQQと加算器ADDとからなり、
これによつてＩチヤネルおよびＱチヤネルの信号
の平和の和、すなわち瞬時出力を表わす信号Ｓ２
をリード１８に出力する。

第２の帯域フイルタBPF２は信号Ｓ２中の周
波数成分_bを抽出する帯域フイルタである。その
出力２０は遅延回路DLYに接続され、その出力
６２は０交差検出器ZCDおよびレベル検出器LS
に接続されている。０交差検出器ZCDおよびレ
ベル検出器LSの各出力６４および６６はANDゲ
ートAND１の各入力に接続されている。ゲート
AND１の出力６８はセツト・リセツト・フリツ
プフロツプＦ／ＦのＳ入力に接続され、そのＱ出
力は分周器DIVのANDゲートAND２の一方の入
力６０に結合されている。０交差検出器ZCDは
信号Ｓ３のたとえば負から正への０交差を検出す
る回路であり、レベル検出器LSは信号Ｓ３のレ
ベルが所定の設定値S_THを超えたことを検出する
回路である。遅延回路DLYは後述のように信号
Ｓ３のピーク値と検出器ZCDで検出した０交差
との差を補償する回路である。これら遅延回路
DLY、検出器ZCDおよびLS、ゲートAND１、
ならびにフリツプフロツプＦ／Ｆは第１図に示す
位相検出器DEFを構成し、帯域フイルタBPF２
の出力信号Ｓ３の負から正への０交差を検出する
ものである。このような構成の代りに、信号Ｓ３
のピーク値に応動するピーク検出器を用いてもよ
い。

分周器DIVはANDゲートAND２およびカウン
タCTRを有する。ゲートAND２の他方の入力に
は発振器VCOからクロツク_sが供給され、その
出力７０はカウンタCTRに接続されている。カ
ウンタCTRはモジユロｎのカウンタで、入力７
０のクロツク_sをモジユロｎで計数し、すなわち
１／ｎに分周して周波数_b（＝_s／ｎ）のクロツ
クをリード５６に出力する。シンボルサンプル
SSはこのボークロツク_bに応動してリード１２
の基底帯域信号をサンプルして等化器EQに供給
する。なおカウンタCTRのリセツト端子RSTお
よびフリツプフロツプＦ／ＦのＲ入力はともにリ
セツト信号RSTに結合されている。

ところで電圧制御発振器VCOには等化器EQか
らリード５８を介してタイミング情報が供給さ
れ、位相同期ループ（PLL）の一部を形成して
いる。このタイミング情報の抽出はいずれの方法
でもよいが、たとえば等化器EQが自動適応等化
器であればそのタツプ係数から演算によつて抽出
することができる。たとえば、自動等化器EQの
中央タツプ係数C_pの共軛C^* _pと中央タツプから１
シンボル分だけ遅延した次のタツプの係数C₁と
の積の実数部からループフイルタを介して抽出し
てもよい。または、K.H.MuellerおよびM.
Muller“Timing Recovery in Digital
Synchronous Data Receivers，”IEEE
Transactions on Communications、第COM−
24巻、第５号、第516〜531頁（1976年５月）で知
られているように、シンボル周波数でサンプリン
グした基底帯域信号から抽出してもよく、この場
合は等化器EQが自動適応等化器でなくてもよく、
等化器EQの出力段以降からタイミング情報を抽
出できる。

次に動作を説明する。説明を理解し易くするた
めに、２値シンボルＭおよびM′（第３図）が交互
にボー速度（シンボル速度）_bで入力端子１０に
受信されている定常状態を考える。一般にＭ≠−
M′であるが、説明のためにＭ＝−M′と仮定す
る。低域フイルタLPFの出力Ｓ０、または帯域
フイルタBPF１の出力Ｓ１のベクトル軌跡は、
第３図に示すように一般に楕円１００の形をと
る。この楕円１００のベクトル軌跡の周期は2T_b
である。ただしT_b＝１／_bであり、同図のθは
受信したライン信号の搬送波と発振器OSCの搬
送波との間の位相誤差を示す。本来、回線が介在
しない理想的な場合にはこのベクトル軌跡はＭと
M′を結ぶ線分となるはずであるが、一般に入力
端子１０で回線から受信したライン信号の場合に
はその回線特性のために楕円となる。

帯域フイルタBPF１は前述のようにその中心
周波数が_b／２であるが、説明の便宜上低域フイ
ルタLPFと位相遅延の量および出力振幅が同じ
であるとすると、その出力Ｓ１は第３図と同一の
ベクトル軌跡を描く。この意味では帯域フイルタ
BPF１は不要のように思えるが、不要帯域の雑
音成分を除去する点で帯域フイルタBPF１は重
要な役目を果す。

実際にはＡ／Ｄ変換器ADCにおいてライン信
号は、ボー速度_bのｎ倍の周波数_sのクロツクに
同期してサンプルされているので、信号Ｓ０また
はＳ１は、たとえばｎを６とすると第３図に示す
12個の離散的な点Ｐ１〜Ｐ６、およびＰ１′〜Ｐ
６′の値をとる。等化器EQに供給される信号は、
サンプラSSにおいて信号Ｓ０のボー周波数_bに
等しい周波数でリード５６に供給されるクロツク
に同期してサンプルされるので、これら12個の点
のうちの相反するわずか２点のみとなる。理想的
にはこの２点がＭおよびM′に一致することが望
ましい。

シンボルサンプラSSにおいてサンプリングの
位相が大きくずれると等化器EQの性能が著しく
劣化する。ある程度の位相のずれは等化器EQ自
体で等化できるが、そのずれが大きくなると等化
不能状態に陥る。

本発明によれば、第３図における離散的な時間
領域にあるｎ（たとえば６）種類のサンプリング
位相のうち最良の１つを選択し、これによつてサ
ンプラSSのサンプリングが初期設定される。こ
の最良のサンプリング位相は、第３図からわかる
ように２点ＭおよびM′に最も近い位相、すなわ
ち信号Ｓ１のベクトルの絶対値またはその電力
（すなわち絶対値の平方）が最大となる位相であ
る。次にこの動作を説明する。

帯域フイルタBPF１の出力２は、Ｉチヤネル
およびＱチヤネルとも電力計算回路PWで平方さ
れ、相互に加算されるので、第４図に示すような
周期T_bの周期波形となる。この信号Ｓ２の最大
値は第３図の楕円１００の長軸方向の２点、すな
わちＭおよびM′に対応し、最小値は短軸方向の
２点に対応する。

このように信号Ｓ２には信号Ｓ１の瞬時電力の
変動分_bが含まれているので、中心周波数_bを有
する第２の帯域フイルタBPF２によつてこれを
抽出すると、その出力Ｓ３は第５図に示すように
その直流分が除去された波形となる。実際には、
信号Ｓ２にかなり含まれている雑音成分もこれに
よつてほとんど除去される。

理想的な状態では信号Ｓ３は信号Ｓ２の直流分
を除去したものにすぎないので、フイルタBPF
２は不要であるかのように考えられる。しかし現
実にはライン信号にはフイルタBPF１でも除去
できない多くの雑音が含まれている。また、後述
するように、フイルタBPF１から検出器DETが
動作するのは復調器の初期トレーニングシーケン
スの中でも最初の段階であり、この段階では自動
利得制御によるレベル設定が完全ではなく、過渡
的な雑音や歪みがライン信号に多く含まれてい
る。このような場合のために帯域フイルタBPF
２は必要である。

信号Ｓ３はこの実施例では実際には第５図に示
す離散的なサンプル値Ｐ１〜Ｐ６、およびＰ１′
〜Ｐ６′をとる。したがつて位相検出器DETはこ
れらのサンプル点のいずれかを識別すれば、それ
から電力のピーク値ＭおよびM′に最も近いサン
プル点、この例ではＰ１およびＰ１′を求めるこ
とができる。たとえば検出器DETがピーク検出
器であれば、信号Ｓ３の過去のサンプル系列から
ピーク値ＭおよびM′に最も近いサンプル点Ｐ１
およびＰ１′を求めることができる。または、信
号Ｓ３の微分値または積分値、すなわちこれを
90°移相した信号からその０交差を求めてもよい。
第２図に示す実施例では、たとえば負から正への
遷移すなわち０交差を検出する回路ZCDを使用
しているので、第５図からわかるように１サンプ
ル分の遅延をリード６２の信号に遅延回路DLY
によつて導入すると、０交差検出回路ZCDはま
さに目標とする時点Ｐ１およびＰ１′でパルスを
リード６４に出力することができる。なお回路
ZCDが正から負への遷移を検出するように構成
されている場合は、遅延回路DLYを４サンプル
分の遅延を導入するように構成すれば良い。この
際、当然のことながら、キヤリアーレベルが一定
値に達してからこの回路ZCDの出力を使用する
必要があるので、通常のキヤリアデイテクトと同
様の方法で（第２図のようにレベル検出器LS
で）、レベルセンス信号６６と回路ZCDの出力６
４とのアンドをとれば良い。

ところで、復調器または変復調器（MODEM）
を有するたとえばフアクシミリ信号などの信号受
信装置では一般に、データ信号の受信と先立つて
たとえば国際電信電話諮問委員会（CCITT）勧
告V.27bis／terまたはV.29などで規定されるトレ
ーニングシーケンスを実行する。通常、このトレ
ーニングシーケンスは２値シンボルの交互の繰返
しによるオータネーシヨンで開始される。したが
つて信号入力信号端子１０（第１図）には、回線
遊休状態から急峻に立ち上がる２値交互シンボル
信号、すなわち搬送波が受信される。２つの帯域
フイルタBPF１およびBPF２はある程度Ｑが高
く狭帯域であるので、それらの出力信号Ｓ１，Ｓ
２およびＳ３の信号レベルはたとえば第６図に示
すように比較的緩やかに増大する。このような
徐々に増大する信号Ｓ３のサンプル値がレベル検
出器LSの設定値S_THを超えた時（第６図Ｂにおけ
るP1点）、検出器LSは出力６６を付勢するように
できる。ここで、回路ZCDの出力値にかかわら
ず、第６図のＡにおけるサンプル値Ｐ１′は設定
値Sthを超えていないので、レベル検出器LSは出
力６６を付勢せずしたがつてフリツプフロツプ
Ｆ／Ｆはセツトされない。つまりこの実施例で
は、位相検出器DETはピーク検出のみならず、
これと同時に、搬送波検出、すなわち２値シンボ
ルのオータネーシヨンが定常状態に到達したこと
を同時に検出する機能も備えている。

位相検出器DETがＰ１またはＰ１′の時点で発
生したパルスによつて分周器DIVは初期状態にセ
ツトされる。すなわち、フリツプフロツプＦ／Ｆ
はＰ１またはＰ１′の時点でセツトされるとゲー
トAND２の一方の入力６０を付勢するので、こ
の時点からクロツク_sがカウンタCTRの入力７
０に供給され始める。したがつてカウンタCTR
は、このＰ１またはＰ１′の位相でクロツク_sの
モジユロｎの計数を行ない、１／ｎ（この場合は
１／６）に分周したボークロツク_bがリード５６に
出力される。したがつてサンプラSSはシンボル
ＭまたはM′に最も近い点Ｐ１またはＰ１′でサン
プルを開始する。

分周器DIVはこのようにＰ１またはＰ１′の時
点でセツトされると、以後、その位相のボークロ
ツク_bをリード５６に供給し続けるので、シンボ
ルサンプラSSはＭおよびM′に最も近い点Ｐ１お
よびＰ１′のサンプルを継続することになる。し
かしこの位相は、理想的なサンプル点Ｍおよび
M′とは少しずれている。このずれは、搬送波検
出後、等化器EQが機能を開始して系が収束し始
めると、電圧制御発振器VCOにリード５８を介
して帰還されるタイミング情報によつて徐々にサ
ンプル点Ｐ１およびＰ１′の位相が理想的なシン
ボルＭまたはM′の位相にそれぞれ接近すること
になる。最終的にはサンプル点はＭおよびM′に
収束する。

このように本発明による信号受信装置は、互い
に2π／ｎだけずれたｎ種類の位相のうちから信
号Ｓ１のベクトル長の最大値に最も近い位相を選
択してこの位相のボー速度でサンプラSSを駆動
する。以降、系は徐々にベクトル長の最大値でサ
ンプルするように収束する。

本発明による信号送受信装置を特定の実施例に
ついて説明したが、本発明はこれのみに限定され
るものではない。

たとえば、分周器DIVはいつたん初期化される
と、以降は再度セツトする必要がない。したがつ
て初期化以後は帯域フイルタBPF１から位相検
出器DETまでの回路は不要である。一方、初期
化以降はサンプラSSより後段の回路が動作する
ので、同時に動作することのないフイルタBPF
１から検出器DETまでの回路とサンプラSSより
後段の回路のハードウエアを共用させてもよい。

シンボルサンプラSSは低域フイルタLPFに一
体化することもできる。フイルタLPFの入力信
号のサンプリング周波数は_sであり、その出力信
号S0がサンプラSSでサンプルされるのはｎ個の
サンプルのうちの１個である。したがつて低域フ
イルタLPFのサンプルタイミングとその出力タ
イミングを合わせてｎ個のサンプルのうちの１個
を出力するように構成してもよい。たとえばフイ
ルタLPFをトランスバーサルフイルタで構成す
ると、入力サンプルが周波数_sで到来するごとに
遅延回路に入力させてシフトし、初期設定された
位相でクロツク_bが与えられたときのみトランス
バーサルフイルタの演算を行なつてそのサンプル
を出力させることができる。

ところで、電力計算回路PWの入力信号Ｓ１を
フイルタLPFの出力１２から得ることができる。
しかしこの方法は次の２点で不利である。第１
に、フイルタBPF１はフイルタBPF２と同様に
雑音や歪などの除去に重要な位置を占めているこ
とである。第２に、さらに重要なことには、フイ
ルタLPFの出力１２から回路PWへの入力を得る
ようにするには、フイルタLPFは周波数_sでサン
プルが入力されるたびに演算を行なつて出力しな
ければならないので、第２図に示す実施例の場合
よりｎ倍の演算量を要することになることであ
る。前述のように第２図の構成ではフイルタ
LPFは周波数_sで入力されるｎ個のサンプルにつ
き初期設定された位相のボー速度_bで１個のサン
プルを演算して出力すればよい。一般にこの低域
フイルタLPFは復調器の特性上重要な位置を占
め、その特性も厳密さが要求されるので演算量は
一般に多い。一方、帯域フイルタBPF１に要求
される特性は比較的緩やかで演算量も少ないの
で、第２図に示す構成では全体の演算量がはるか
に少ない。もちろん、低域フイルタLPFを動作
させても実施上不都合がなければ帯域フイルタ
BPF１の入力を低域フイルタLPFの出力信号１
２から取つてもよいことは明らかである。

電力計算回路PWは、第２図の実施例のように
瞬時電力を算出するものでなく、信号Ｓ１の絶対
値、すなわちそのベクトル長を算出するものであ
つてもよい。また、ＩおよびＱチヤネルにおける
それぞれの絶対値を算出（全波整流）し、両者の
和をとることによつてもよい。要は、信号Ｓ１の
ベクトル長に関連する情報を得ることができる非
線形回路であればよい。

位相検出器DETとしてピーク検出器を用いて
もよいが、第２図の実施例について説明したよう
に０交差検出器ZCDを用いてもよい。この場合、
信号Ｓ３のピークと０交差との間の位相オフセツ
トは遅延回路DLYで補償されている。この遅延
はフイルタBPF１の入力から検出器DETの出力
までの回路のいずれかの個所において導入すれば
よい。しかし次のように、フイルタBPF１から
検出器DETに至る径路に対する相対的な遅延を
フイルタLPFから等化器EQに至る径路に導入し
てもよい。たとえば、低域フイルタLPFに遅延
回路を設け、たとえばフイルタLPFがトランス
バーサルフイルタであればそのタツプ数と中央タ
ツプの位置を調整して遅延させてもよい。また、
検出器DETが分周器DIVをセツトするときに、
分周器DIVのカウンタCTRに所定の値をロード
することによつて分周器DIVの出力_bの遅延を与
えるようにしてもよい。たとえば、第３図の例の
ように６種類の位相を選択できる場合カウンタ
CTRは６進カウンタで構成されるが、第５図に
示すように信号Ｓ３のピークに最も近い点Ｐ１が
負から正への０交差より５サンプル分遅れている
とすると、検出器DETはこの０交差を検出した
時点でカウンタCTRに値５をロードすれば、カ
ウンタCTRにおけるクロツク_sの計数値が０に
なつた時点でボークロツク_bの１つのパルスがリ
ード５６に出力される。一般に、各フイルタ
BPF１，BPF２およびLPFは様々な位相遅延を
呈するが、これによる信号Ｓ０とＳ３との間の相
対的な位相オフセツトは上述の方法によつて補償
することができる。

ところで図示の実施例では、前述のようにライ
ン信号が２値シンボルのオータネーシヨンであつ
てこれが定常状態に達したことを判定するため
に、レベル検出器LSは設定値S_THとして正の値を
設定するように構成されているが、これを負の値
に設定するようにしてもよい。その場合は、たと
えば第６図のＰ４またはＰ４′のサンプル時点で
レベル検出器LSが出力６６を付勢することにな
るので、目標とする信号Ｓ３のピークＭまたは
M′に最も近い点Ｐ１とは位相が180°、すなわち
時間にしてT_b／２ずれていることになる。この
位相のずれは前に説明した方法で補償することが
できる。

このように、ライン信号が定常状態になつたか
否かを判定するには他の方法も適用できる。たと
えば、信号Ｓ３のピーク値検出とは別個に、その
信号レベルがある設定値を超えたことを検出する
ようにしてもよい。または、ライン信号のレベル
が所定の設定値を超えたことを検出する搬送波検
出器の出力を利用し、この搬送波検出信号の発生
から所定の時間後に定常状態になつたと推定して
前述の位相検出回路DETをアクテイブにするよ
うにしてもよい。

第２図に示す実施例において分周器DIVは、本
装置が受信動作を開始する時点で信号RSTによ
りカウンタCTRをリセツトし、またはこれに所
定の値をロードし、検出器DETがゲートAND２
を付勢するまでカウンタCTRにおけるクロツク
_sの計数動作をゲートAND２によつて禁止し、
検出器DETの出力でこの禁止を解除することに
よつて分周器DIVを所期設定し、特定の位相のク
ロツク_bを分周器DIVから出力させている。これ
は、カウンタCTRは検出器DETよりセツト信号
が出力されるまでは動作させる必要がないためで
ある。この代りに、検出器DETからのセツト信
号によつて分周器DIVを初期状態にセツトし、以
後、特定の位相のクロツク_bを分周器DIVより出
力するようにしてもよい。

第２図の実施例ではＩおよびＱチヤネルともそ
れぞれ独立に同じ構成の帯域フイルタBPF１お
よびBPF２が設けられている。これは、トラン
スバーサルフイルタで構成するとタツプ係数が実
数である場合に相当する。

波形整形フイルタLPFのタツプ係数や等化器
のトレーニングシーケンスの初期段階におけるタ
ツプ係数が複素数である場合、すなわちＩチヤネ
ルとチヤネルの間の相互干渉の等化を行なう場合
は、これに対応して第２の帯域フイルタBPF２
においても_b／２の周波数成分におけるＩチヤネ
ルとＱチヤネルの間の相互干渉を補正しておくこ
とが望ましい。この場合、帯域フイルタBPF２
のタツプ係数は複素数となる。あるいは第２図の
実施例において、ＩチヤネルとＱチヤネルを交差
させる径路を設け、この径路中に第１の帯域フイ
ルタBPF１相当の別な帯域フイルタを設ける。
このような相互干渉の補正は、第３図に示す楕円
１００を線分MM′に近づけることに相当し、一
層効果的な信号Ｓ２、したがつてＳ３が得られ、
ライン信号が回線特性により影響を受けた。位相
シフトおよび減衰を等化することができる。

第２図に示す本発明による搬送波検出装置の実
施例は、たとえば、ボー速度_bが1600Hz、搬送波
周波数_cが1800Hzの直交振幅変調または位相変調
方式で、サンプリング周波数_sが9600Hzのデイジ
タル回路で実現される。したがつて、前述のｎ
（＝_s／_b）は６である。これは、たとえば
CCITT勧告V.27bis／terに規定されるような
4800bpsの８相MODEMに適用することができ
る。勿論これらの値は一例にすぎず、本発明を限
定するものではない。

このようなデイジタル回路で実現される第１お
よび第２の帯域フイルタBPF１およびBPF２の
例をそれぞれ第７図および第８図に示す。第７図
に示すデイジタルフイルタは、中心周波数800Hz
（すなわち_b／２）、サンプリング周波数9600Hzで
あり、同じ構成の３つのセクシヨン200A，200B
および200Cからなる帯域フイルタBPF Ｉまたは
BPF Ｑである。また第８図に示すデイジタルフ
イルタは、中心周波数1600Hz、サンプリング周波
数9600Hzの帯域フイルタBPF２である。

これらの帯域フイルタBPF１およびBPF２は
Ｑが比較的小さい値に選定され、フイルタBPF
２の出力Ｓ３の信号レベルが比較的良好に立ち上
り、トレーニングシーケンスのオータネーシヨン
における２値シンボルが到来してからたとえば約
10シンボルに相当する期間で確実に初期タイミン
グを設定することができ、また雑音の影響も受け
難い。とくに第２図に示すレベル検出器LSを用
いた構成では雑音による誤動作はない。したがつ
て前述のCCITT勧告に規定される初期トレーニ
ングシーケンスの14シンボル以下で確実にタイミ
ング設定をすることができる。

このように本発明による信号受信装置は、ライ
ン信号の雑音や歪みによつて誤動作することがな
いばかりでなく、初期タイミング設定までの演算
量が非常に少ない。したがつて、初期タイミング
設定に要する時間が非常に短かく、以後の等化の
収束が良好に行なわれ、これによつて信号受信装
置におけるタイミング設定、等化器の適応動作、
および搬送波抽出が一層正確に行なわれ、トレー
ニングシーケンス全体を高速かつ安全に収束させ
ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による信号送受信装置の実施例
の全体の構成を示すブロツク図、第２図は第１図
に示す装置の詳細な構成例を示す機能図、第３図
ないし第６図は第２図に示す装置の動作の説明に
用いるベクトル図および波形図、第７図および第
８図は第２図に示す帯域フイルタの構成例を示す
回路図である。 主要部分の符号の説明、BPF１，BPF２……
帯域フイルタ、DET……位相検出器、DIV……
分周器、PW……電力計算回路、SS……シンボル
サンプラ、VCO……電圧制御発振器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 変調した搬送波より復調された基底帯域信号
   から、ボー速度の半分に等しい周波数の近傍の周
   波数成分を抽出して第１の信号を出力する第１の
   帯域フイルタと、 第１の信号の複素表示におけるベクトル長に関
   連した第２の信号を発生する演算回路と、 第２の信号から前記ボー速度に等しい周波数成
   分を抽出して第３の信号を出力する第２の帯域フ
   イルタと、 第３の信号における所定の位相の時点を検出し
   て第４の信号を発生する位相検出手段と、 第４の信号に応動し、前記ボー速度に等しいサ
   ンプリング速度によつて前記基底帯域信号のサン
   プリングを開始するサンプリング手段とを含み、 これによつて該サンプリング手段は、サンプル
   された信号の前記ボー速度の半分に等しい周波数
   の成分がほぼ最大となる時点に対応する位相でサ
   ンプリングを行なうことを特徴とする信号受信装
   置。 ２ 前記位相検出手段は、前記第３の信号を所定
   のレベルと比較し第３の信号が所定のレベルを越
   えたか否かを検出するレベル検出器から構成され
   ていることを特徴とする特許請求の範囲第１項に
   記載の信号受信装置。