JPH0425723B2 - - Google Patents

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JPH0425723B2
JPH0425723B2 JP59011808A JP1180884A JPH0425723B2 JP H0425723 B2 JPH0425723 B2 JP H0425723B2 JP 59011808 A JP59011808 A JP 59011808A JP 1180884 A JP1180884 A JP 1180884A JP H0425723 B2 JPH0425723 B2 JP H0425723B2
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current
leg
loop
antenna
radiation
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Efu Haamasu Heningu
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JIOFUIJIKARU SAABEI SHISUTEMUSU Inc
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JIOFUIJIKARU SAABEI SHISUTEMUSU Inc
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/16—Resonant antennas with feed intermediate between the extremities of the antenna, e.g. centre-fed dipole
    • H01Q9/28—Conical, cylindrical, cage, strip, gauze, or like elements having an extended radiating surface; Elements comprising two conical surfaces having collinear axes and adjacent apices and fed by two-conductor transmission lines
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q17/00—Devices for absorbing waves radiated from an antenna; Combinations of such devices with active antenna elements or systems
    • H01Q17/001—Devices for absorbing waves radiated from an antenna; Combinations of such devices with active antenna elements or systems for modifying the directional characteristic of an aerial
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q7/00—Loop antennas with a substantially uniform current distribution around the loop and having a directional radiation pattern in a plane perpendicular to the plane of the loop

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  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Aerials With Secondary Devices (AREA)
  • Details Of Aerials (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 発明の分野 本発明は一般に電磁波エネルギーを輻射する送
受信アンテナ、より詳細には本発明は振幅変調、
周波数変調、位相変調、周波数偏移変調、連続波
送信、制御搬送波変調等に関連した通常正弦波ま
たはほぼ正弦波の時間変化を有していない電磁波
エネルギーを効率的にかつ低い歪みで輻射する非
正弦波送受信アンテナに関するものである。本発
明は特にアンテナの入力に与えられるパルス波形
がシヌソイドとはかなり異なつている場合電磁パ
ルスエネルギーを輻射するのに有用である。 発明の背景 近年、それ自体は正弦波形ではなく正弦搬送波
を使用しない電磁波エネルギーの輻射を必要とす
る種々の用途が生じた。この解説の文脈において
は「正弦的」という用語は正弦搬送波の周波数変
調または振幅変調で遭遇する波形のようなほぼ正
弦的な波形を含んでいる。これらの近年生じた用
途は主としてレーダにおいてであり程度はさほど
ではないが通常「拡散スペクトル」または「周波
数共用」システムと称する無線通信の特殊形式に
おいてである。レーダにおける用途には全天候見
通し内レーダ、見通し外レーダ、および米国特許
第3806795号に開示されている種類の地球物理学
的測量装置がある。これらのレーダ用途の一部お
よび他の用途はHenning F.Harmuth著「レーダ
および無線通信用非正弦波（Nonsinusoidal
Waves For Radar And Radio
Communications）」（Academic Press，New
York，1981）に述べられている。 非正弦波を使用する無線システムにおける最も
困難な領域はこれらのシステムに適当なアンテ
ナ、特に輻射に使用するアンテナを提供すること
にあることは通常論議の一致するところである。
対数スパイラルアンテナ、ホーンアンテナ、指数
面アンテナ等の多くのタイプのいわゆる周波数独
立アンテナが知られている。このような先行技術
のアンテナはVictor H.Rumsey著「周波数独立
アンテナ（Freguency Independent Antennas）」
（Academic Press，New York，1966）に述べ
られている。これらのアンテナは通常広い周波数
範囲内で正弦波の輻射を可能にするのに対して、
共振タイプのアンテナは比較的狭い帯域内で正弦
波の輻射を可能にするのみである。しかしながら
先行技術の周波数独立アンテナは通常大きな相対
帯域幅を有する非正弦波または非正弦波エネルギ
ーが輻射される場合かなりの歪みを生じる。さら
にこれらの先行技術の周波数独立アンテナの大半
は物理的寸法が大きい。 「相対帯域幅」という用語は非正弦波の送信の
解説に対して基本的なものである。従来の無線送
信における相対帯域幅は商Δ／cを意味し、Δ
は周波数帯域幅、cは無線信号の搬送波周波数で
ある。しかしながら非正弦波電磁波は搬送波周波
数cを有していない。従つて下記のより一般的な
定義を相対帯域幅に対して使用する。すなわち η＝H＋L／H＋L 但しHおよびLは各々当該最高および最低周波
数である。純粋な正弦波に対してはH＝Lであり
従つて相対帯域幅は零である。無線、テレビジヨ
ン、レーダ、無線航行等で使用される従来の正弦
波信号は通常0.01以下の相対帯域幅を有してい
る。ηの可能な最大値は１であり例えば零から無
限大の周波数帯域を占有する矩形パルスに適用さ
れる。 大半の先行技術の周波数独立アンテナは小さな
相対帯域幅、すなわち約0.01以下の相対帯域幅に
対してのみ有用である。これに対して本発明のア
ンテナは１に近い相対帯域幅ηを有する電磁信号
を輻射および受信することができる。さらに本発
明のアンテナは送信に使用する場合電流の増大と
引替えに小型に作ることができる。 詳細な説明 本発明の好適な実施例を添付図面を参照して以
下説明する。 アンテナ理論の基本は第１図Ａのようにペクト
ルＳで表わしたダイポールの対向端にある２つの
電荷＋ｑおよび−ｑによつて表わすことができる
ヘルツダイポールアンテナである。電荷の時間変
化によつて電流ｉはダイポールの１端から他端に
流れる。第１図Ｂに示したこの構成の実現におい
てはジエネレータＧは電流ｉをダイポールに流
し、これによつて電荷＋ｑおよび−ｑがダイポー
ルの対向端に現われる。 ハインリツヒ＝ヘルツは電流が正弦的に時間変
化しているダイポールに対するマクスウエルの式
を解いた。ハインリツヒ＝ヘルツ著「電波
（Electric Wave）」137〜159頁（MacMillan，
London，1893）を参照されたい。一般的な時間
変化ｉ−ｉ(t)に対する解は後に他の人々によつて
下記のような出版物において大成された。すなわ
ち、M.Abraham著「電気理論（Theorie der
Elecktrizita¨t）」第２巻第13章（Teubner，
Leipzig 1905），M.AbrahamおよびR.Becker著
「電気および磁気古典理論（The Classical
Theory of Electricity and Magnetism）第３
部第５章２節（Hafner，New York，1932）、お
よびR.BeckerおよびF.Sauter著「電気理論
（Theorie der Elecktrizita¨t）」第１巻（18ed.，
Ｄ§67，Teubner，Stuttgart，1964）である。 Ｅ＝Ｅ（ｒ，ｔ−ｒ／ｃ）およびＨ＝Ｈ（ｒ，
ｔ−ｒ／ｃ）によつて、距離ｒの点でダイポール
によつて発生される電磁界の強さが得られる。す
なわち Ｅ＝Z0ｓ／4πc〔１／ｒdi／dtｒ×（ｒ×ｓ）／sr2
＋（ｃ／r2ｉ＋c2／r3∫idt）（ｒ×（ｒ×ｓ）／sr2＋
２（ｓ，ｒ）ｒ／sr2）〕(1) Ｈ＝ｓ／4πc（１／ｒdi／dt＋ｃ／r2ｉ）ｓ×ｒ／sr
(2) 但し、Z0＝377オームすなわち自由空間の電磁
波インピーダンス、ｃは光の速度、δは前記の長
さｓのダイポールベクトル、ｒはダイポールから
ＥおよびＨが発生される点までの位置ベクトルで
ある。 最も重要な式(1)および(2)中の項は遠方電磁界に
おいて支配的であるため１／ｒとともに低減する
項である。これらの項の時間変化はダイポール電
流の一次導関数di／dtの時間変化に等しい。導関
数di／dt＝I0ωcosωtは係数ωおよび電流ｉの移相
によつてのみ異なるため正弦波電流ｉ＝I0sinωt
に対しては通常認識されないことになる。 大きな電磁界の強さを発生し従つて電流ｉ(t)＝
I0ｆ(t)の或る時間変化ｆ(t)に対して大きなパワー
密度divＰ＝（Ｅ×Ｈ）を発生するため、大振幅I0
のダイポール電流を発生しなければならない。第
１図Ｂから大電流はダイポールの両端の大きな電
荷を意味することが明らかであり該電荷はダイポ
ールの小さい容量のため大きな駆動電圧を必要と
する。これによつて電流を発生することが必要で
あり電荷はｉおよび∫idtのように変化する式(1)中
の項に現われる。これらの項は遠方電磁界に輻射
されるパワーにはさほど寄与せず遠方電磁界に対
する輻射に関しては無視できるが、ジエネレータ
Ｇおよびアンテナを流れる電流ｉのため抵抗損を
生じる。さらに項∫idtが必要とする高電圧は重大
な欠点である。 正弦波電流に対してヘルツダイポールの欠点は
共振ダイポールによつて克服される。基本的な物
理的原理を理解するため抵抗Ｒを有する第２図Ａ
の回路を考慮されたい。正弦波電流ｉ＝I0sinωt
は平均パワー1/2I2 0Ｒを抵抗によつて消費させる。
そのパワーを増加させるには電流の振幅I0を増大
させなければならない。そのためにトランスを使
用することができる。別の方法は第２図Ｂのよう
に共振回路を使用することである。ω2LC＝１の
共振の場合下記の電流ｉ，iLおよびiRが得られる。
すなわち ｉ＝I0sinωt (3) iL＝I0Ｚ／Ｒ（cosωt−Ｒ／Ｚsinωt (4) iR＝I0Ｚ／Ｒcosωt (5) Ｚ＝√，ω2LC＝１ (6) 抵抗Ｒを流れる電流iRは係数Ｚ／Ｒを含んでお
り、Ｚ＞Ｒに対しては第２図Ａの抵抗より大きな
電流が第２図Ｂの抵抗Ｒに流れる。式(4)は共振電
流の振幅Ｉ＝I0Ｚ／Ｒを代入することによつて書替 えることができる。すなわち iL＝Ｉ（cosωt−Ｒ／Ｚsinωt (7) Ｒ→０に対して項（Ｒ／Ｚ）sinωtは消去しIcosωt のみが残りこれがIcosωtに対する「共振電流」
たらしめている。 共振による電流の増大に関するこの原理は共振
アンテナにおいて使用される。例えば中心給電に
よる無限に薄い全波ダイポールに沿つた電流分布
は下記の式によつて与えられる。すなわち ｉ（ｘ，ｔ）＝Ｉ〔sin2π｜ｘ｜／λcosωt −Ra／Zp１＋cos2πx／λ／２sinωt〕 (8) 但しRaは輻射抵抗、Rpは自由空間の電磁波イ
ンピーダンス、ｘは−λ／２ｘ＋λ／２の範
囲を有するアンテナに沿つた空間変数である。式
(8)はアンテナに沿つた電流の分布に対する項が加
算されている以外は式(7)と同じ形式を有してい
る。Ra＝０に対して式(8)中の第２項が消去する。
従つてこの項はアンテナに供給されて輻射パワー
を発生する輻射電流を与える。式(8)中の第１項は
共振電流である。Ra＜Zpに対して輻射電流は共
振電流より小さいが輻射電流は共振電流に比例し
て増大する。というのはこれらは式(8)中で共通係
数Ｉを有しているためである。従つて共振ダイポ
ールの原理は共振電流およびそれにより輻射電流
は電源によつてアンテナに送られる全パワーが輻
射されるまで増大することである。大きな共振電
流は電源を流れず電荷をアンテナに強制的に与え
るのに大きな電圧は何ら必要ではない。従つてヘ
ルツダイポールの主要な欠点は避けられる。 輻射および共振電流間の差異をより明確に示す
ため式(8)を下記の形式に書替える。すなわち ｉ（ｘ，ｔ）＝Ｉ〔sin22πx／λ＋（Ra／Zp １＋cos2πx／λ／２）2〕1/2cos（ωt＋） (9) ＝tan-1Ra／Zp１＋cos2πx／λ／2sin2π｜ｘ｜λ(
10) 式(9)中の角括弧内の項で与えられるこの電流の相
対振幅および位相を第３図にプロツトした。
ｘ／λ＝０に対して電源からダイポールに送り込
まれる電流が得られる。他の値はｘ／λに対して
ははるかに大きな電流が流れこれらは輻射パワー
を電源が送ることのできるパワーレベルまで増大
させるのを助ける。 共振アンテナから非正弦波に対するアンテナの
設計に関する下記の２つの点を学ぶことができ
る。すなわち(a)アンテナは大電流を容易に可能に
しなければならないこと、および(b)電源がアンテ
ナに送ることのできるだけのパワーが輻射される
ことを可能にする機構がなければならないことで
ある。ヘルツダイポールは両方の用件を満足する
ことができないが任意の時間変化を有する電磁波
の輻射を可能にするのに対して共振アンテナは或
る波長を有する正弦波輻射するのみである。 ヘルツダダイポールの問題は第４図Ａに示した
ループを使用することによつて原則として克服す
ることができる。該ループの導電脚部ｃは本質的
に第１図Ｂのダイポールのように輻射するが電荷
はその両端に蓄積することができず従つて小さな
駆動電圧によつて大きな電流を発生することがで
きる。第４図Ａで導電脚部ｃのみが輻射し導線
Ａ，Ｂ，Ｄは輻射しない場合電流ｉによつて発生
される下記の電磁界の強さが得られる。すなわ
ち、 Ｅ（ｒ，ｔ−ｒ／ｃ）＝−Z0ｓ／4πcrdi／dtｓ／ｓ
（11） Ｈ（ｒ，ｔ−ｒ／ｃ） ＝ｓ／4πcr（１／ｒdi／dt＋ｃ／r2ｉ）ｓ×ｒ／s
r（12） 但しδは第４図Ａに示した電流の流れの方向と
反対方向を指す導線ｃの長さおよび方向のベクト
ルである。式(2)および（12）の磁界の強さは同じ
であるが式(1)の遠方電磁界成分のみがわずかに変
更された形で式（11）に含まれており、ｉおよび
∫idtを含んでいる問題のある項は除去された。不
利なことに、第４図Ａによるアンテナをなんら修
正せずに使用した場合ヘルツ磁気ダイポールの輻
射が得られる。すなわち Ｅ＝Z0ａ／4πc2（１／ｒd2ｉ／dt2＋ｃ／r2di／dt）
ａ×ｒ／ar （13） Ｈ＝−ａ／4πc2〔１／ｒd2ｉ／dt2ｒ×（ｒ×ａ）／
ar2 ＋（ｃ／r2di／dt＋ｃ／r3ｉ） （ｒ×（ａ×ｒ）／ar2＋２（a.r）ｒ／ar2）〕（1
4） 但しａは第４図Ａで電流が流れる領域を表わす
ベクトルである。 式（13）および（14）からＥおよびＨの遠方電
磁界成分はアンテナ電流の２次導関数d2ｉ／dt2
のように変化することがわかる。電流ｉのその公
称時間変化からのわずかな偏位は１次導関数di／
dtで拡大され２次導関数d2ｉ／dt2でさらに拡大
される。従つて任意の時間変化を有する電流に対
する磁気ダイポールにより「きれいな」電磁波を
得ることは本来困難である。 第４図Ａのループからダイポール輻射を得るた
め第４図Ｂに示したように金属ハウジング１１で
囲むことによつてジエネレータ１０および導線
Ａ，Ａを遮蔽する。導線ＢおよびＤを導電脚部ｃ
の長さと比較して短かくすることによつて式(11)お
よび(12)による電磁界の強さが得られる。 金属遮蔽部材１１中で誘起される表面電流から
生じる問題を克服するためこれらの表面電流を吸
収体の被覆部１２によつて抑制することができ
る。被覆部１２に適当な材料はEmerson and
Cumming社（マサチユーセツツ州、キヤントン）
により製造されているECCOSORB−NZと称す
る焼結強磁性体の層である。被覆部１２は金属遮
蔽部材が大きく亜鉛めつき鋼等の損失のある材料
で作られている場合は必要ではない。表面電流に
よつて発生される輻射は主として遮蔽部材の縁か
ら来るので該輻射は遮蔽部材を延長して誘起表面
電流の吸収を大きくすることによつて無視できる
程度にすることができる。 第４図Ｂ中の輻射導電脚部ｃは単線よりも金属
シートの形式になつているのが好ましい。例えば
第４図Ｃはそのような本発明の実施例を示す。こ
の好適な実施例において長さｓの導電脚部は矩形
金属シート１５である。金属シートはその上端お
よび下端で曲げられ第４図Ｂ中の導線ＢおよびＤ
に対応する３角形シート金属アーム１６および１
７を形成する。３角形アーム１６および１７は遮
蔽板１８に向かつて先細になつており該遮蔽板は
該板を介して遮蔽ハウジング２１内にアームを延
長させている開口１９，２０を有している。第４
図Ｂに関連して前述したように電流ジエネレータ
１０および導電脚部１５の反対側のループの部分
（すなわち第４図Ｂ中の導線ｃの反対側の導線Ａ，
Ａ）は遮蔽ハウジング２１内に位置している。第
４図Ｃの実施例において遮蔽板は吸収層２２によ
つて被覆されている。しかしながら前述のように
吸収層の代りに遮蔽板を損失のある材料で作つて
誘起表面電流を抑制してもよく、遮蔽板を延長し
てこれの電流が遮蔽板の縁に向かつて流れる際、
該電流の減衰を大きくすることができる。 新規のアンテナの主要な利点は式(11)および
（12）から理解することができる。ＥおよびＨの
遠方電磁界成分はδdi／dt＝sI0df／dtのように変
化する。従つて大電流振幅I0は短いアンテナ長さ
δと引替えることができる。これは共振ダイポー
ルではできないことである。さらに第４図Ｂ中の
ジエネレータ１０を流れる大電流は正弦波電流に
対しては好ましくないが２値オン／オフ電流を発
生するジエネレータに対してはそうではない。第
４図Ｃに示したような小型だが強力な送信アンテ
ナの有用性は、アンテナが容易に携帯できさらに
実質的なパワーを輻射することができなければな
らない用途に対して明らかである。 非正弦波の輻射を可能にする多くのアンテナが
知られておりこのようなアンテナは通常「周波数
独立」アンテナと称している。例としては双円錐
アンテナ、ホーンアンテナ、対数周期ダイポール
アンテナ、対数スパイラルアンテナ、および指数
面アンテナがある。これらのうちのいずれも寸法
と電流の振幅を引替えにできない。 第４図Ｂのタイプのアンテナを輻射よりも受信
のために使用しようとする場合、構成は第５図Ａ
およびＢに示したように変更する。抵抗がZ0＝
377オーム（自由空間のインピーダンス）と比較
して大きな第５図Ａに示したような抵抗１３を使
用することによつて、本質的に電流ｉの時間変化
を有する出力電圧ｕが得られ、これは受信アンテ
ナの位置で輻射器によつて発生される磁界の強さ
Ｅの時間変化を有している。第５図Ｂのように抵
抗１３をコンデンサ１４に置換えた場合出力電圧
は電流ｉまたは電界の強さＥの積分の時間変化を
有する。第５図ＡおよびＢのアンテナのような受
信アンテナの実現において、抵抗１３は抵抗入力
インピーダンスを有する作動増幅器に置換え、コ
ンデンサ１４は入力端子の両端の両端でコンデン
サを有する作動増幅器に置換える。
【図面の簡単な説明】
第１図Ａはヘルツダイポールアンテナを示し、
第１図Ｂは電流源によつて駆動するヘルツダイポ
ールを示し、第２図ＡおよびＢは電流源から抵抗
Ｒに送られるパワーを増加させるための共振の使
用を概略的に示し、第３図は正弦波に対する共振
ダイポールにおける電流の相対振幅および位相の
グラフ、第４図Ａはヘルツ磁気ダイポールを示
し、第４図Ｂはヘルツ磁気ダイポールから得られ
る本発明の大電流で長さの短いダイポールを示
し、第４図Ｃは本発明の好適な実施例の斜視図、
第５図Ａは抵抗モードで動作する受信アンテナと
して使用する本発明の大電流で長さの短いダイポ
ールを示し、第５図Ｂは容量モードで動作する本
発明の大電流で長さの短いダイポールを示す。 図中、１０……ジエネレータ、１１……金属ハ
ウジング、１２……被覆部、１８……遮蔽板、１
９，２０……開口、２１……遮蔽ハウジング、２
２……吸収層。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ ダイポール輻射を発生する非正弦波アンテナ
    において、(イ)ループを形成する導電手段を備え、
    上記ループの一部は電磁波エネルギーを輻射する
    輻射器脚部になつており、(ロ)上記導電ループまわ
    りに電流を駆動する電流源を備え、(ハ)上記電流源
    からの輻射および上記輻射器脚部の反対側のルー
    プの部分からの輻射を制限する遮蔽手段を備えて
    おり、上記遮蔽手段は上記電流源および上記輻射
    器脚部の反対側のループの部分のまわりに配設さ
    れており、上記遮蔽手段は上記輻射器脚部からの
    輻射によつて上記遮蔽手段中で誘起された表面電
    流を減衰させる少なくとも部分的に損失のある材
    料で作られていることを特徴とする周波数独立ア
    ンテナ。 ２ 上記遮蔽手段はその表面に損失又は吸収する
    材料を備えており、上記損失又は吸収する材料は
    上記輻射器脚部からの輻射によつて上記遮蔽手段
    中で誘起された表面電流からエネルギーを損失又
    は吸収する特許請求の範囲第１項記載の周波数独
    立アンテナ。 ３ 非正弦波受信アンテナにおいて、(イ)ループを
    形成する導電手段を備え、上記ループの一方の脚
    部は電磁波エネルギーを感知し、それから得られ
    る電流を発生する長くなつた導体であり、上記感
    知脚部の反対側の脚部はその中に集中インピーダ
    ンスを有しており、(ロ)上記感知脚部が露出されて
    いる電磁波エネルギーから反対側の脚部を遮蔽す
    る遮蔽手段を備え、上記遮蔽手段は上記感知脚部
    中に流れる発生された電流によつて前記遮蔽手段
    に誘起された電流を表面から吸収し、(ハ)上記ルー
    プ中の電流の流れによつて上記集中インピーダン
    スを介して発生される信号を検出する手段とを備
    えていることを特徴とする周波数独立アンテナ。
JP59011808A 1983-01-26 1984-01-25 周波数独立アンテナ Granted JPS59141802A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

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US461153 1983-01-26
US06/461,153 US4506267A (en) 1983-01-26 1983-01-26 Frequency independent shielded loop antenna

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US (1) US4506267A (ja)
EP (1) EP0115270B1 (ja)
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