JPH0426120B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は音声信号の低ビツトレイト波形符号化
方式、特に伝送情報量を10kビツト／秒以下とす
るような符号化装置に関する。 音声信号を10kビツト／秒程度以下の伝送情報
量で符号化するための効果的な方法としては、音
声信号の駆動音源信号系列を、それを用いて再生
した信号と入力信号との誤差最小を条件として、
短時間毎に探索する方法が、よく知られている。
これらの方法はその探索方法によつて木符号化
（TREE CODING）、ベクトル量子化
（VECTOR QUANTIZATION）と呼ばれてい
る。また、これらの方法以外に、駆動音源信号系
列を表わす複数個のパルス系列を、短時間毎に、
符号器側で、Ａ−ｂ−Ｓ（ＡNALYSIS−ＢＹ−
ＳYNTHESIS）の手法を用いて逐次的に求めよ
うとする方式が最近、提案されている。本発明
は、この方式に関係するものである。この方式の
詳細については、ビー・エス・アタール（B.S.
ATAL）氏らによるアイ・シー・エス・エスピ
ー（I.C.A.S.S.P）の予稿集、1982年614〜617頁
に掲載の「ア・ニユー・モデル・オブ・エル・ピ
ー・シー・エクサイテイシヨン・フオー・プロデ
ユーシング・ナチユラル・サウンデイング・スピ
ーチ・アツト・ロウ・ビツト・レイツ」（“Ａ
NEW MODEL OF LPC EXCITATION FOR
PRODUCING NATURAL−SOUNDING
SPEECH AT LOW BIT RATES”）と題した
論文（文献１）に説明されているので、ここでは
簡単に説明を行なう。 第１図は、前記文献1.に記載の従来方式におけ
る符号器側の処理を示すブロツク図である。図に
おいて、１００は符号器入力端子を示し、Ａ／Ｄ
変換された音声信号系列Ｘ（ｎ）が入力される。
１１０はバツフアメモリ回路であり、音声信号系
列を１フレーム（例えば10ｍsec）、8KHzサンプ
リングの場合は80サンプル）分、蓄積する。１１
０の出力値は減算器１２０と、Ｋパラメータ計算
回路１８０とに出力される。但し、文献1.によれ
ばＫパラメータのかわりにレフレシヨン・コエフ
イシエンツ（REFLECTION COEFFICIENTS）
と記載されているが、これはＫパラメータと同一
のパラメータである。Ｋパラメータ計算回路１８
０は、１１０の出力値を用い、共分散法に従つ
て、フレーム毎の音声信号スペクトルを表わすＫ
パラメータKiを16次分（１≦ｉ≦16）求め、こ
らを合成フイルタ１３０へ出力する。１４０は、
音源パルス発生回路であり、１フレームにあらか
じめ定められた個数のパルス系列を発生させる。
ここでは、このパルス系列をｄ（ｎ）と記す。１
４０によつて発生された音源パルス系列の一例を
第２図に示す。第２図で横軸は離散的な時刻を、
縦軸は振幅をそれぞれ示す。ここでは、１フレー
ム内に８個のパルスを発生させる場合について示
してある。１４０によつて発生されたパルス系列
ｄ（ｎ）は、合成フイルタ１３０を駆動する。合
成フイルタ１３０は、ｄ（ｎ）を入力し、音声信
号ｘ（ｎ）に対応する再生信号x〓（ｎ）を求め、こ
れを減算器１２０へ出力する。ここで、合成フイ
ルタ１３０は、ＫパラメータKiを入力し、これ
らを予測パラメータai（１≦ｉ≦16）へ変換し、
aiを用いてx〓（ｎ）を計算する。x〓（ｎ）は、ｄ
（ｎ）とａ（ｉ）を用い下式のように表わすことが
できる。 x〓＝ｄ(n)＋_p 〓ⁱ⁼¹ ai・x〓(n-i) …(1) 上式でｐは合成フイルタの次数を示し、ここで
はｐ＝16としている。減算器１２０は、原信号ｘ
（ｎ）と再生信号x〓（ｎ）との差ｅ（ｎ）を計算し、
重み付け回路１９０へ出力する。１９０は、ｅ
（ｎ）を入力し、重み付け関数ω（ｎ）を用い、次
式に従つて重み付け誤差eω（ｎ）を計算する。 eω（ｎ）＝ω（ｎ）＊ｅ（ｎ） ……(2) 上式で、記号“＊”はたたみこみ積分を表わ
す。また重み付け関数ω（ｎ）は、周波数軸上で
重み付けを行なうものであり、そのＺ変換値をＷ
（Ｚ）とすると、合成フイイルタの予測パラメー
タaiを用いて、Ｚ軸上で次式により表わされる。 Ｗ（Ｚ）＝（１−_p 〓ⁱ⁼¹ aiZ^-i）／（１−_p 〓ⁱ⁼¹ ai・γⁱ・Z^-i） …(3) 上式でγは０≦γ≦１の定数であり、Ｗ（Ｚ）
の周波数特性を決定する。つまり、γ＝１とする
と、Ｗ（Ｚ）＝１となり、その周波数特性は平担と
なる。一方、γ＝０とすると、Ｗ（Ｚ）は合成フ
イルタの周波数特性の逆特性となる。従つて、γ
の値によつてＷ（Ｚ）の特性を変えることができ
る。また、(3)式で示したようにＷ（Ｚ）を合合成
フイルタの周波数特性に依存させて決めているの
は、聴感的なマスク効果を利用しているためであ
る。つまり、入力音声信号のスペクトルのパワが
大きな箇所では（例えばフオルマントの近傍）、
再生信号のスペクトルとの誤差が少々大きくて
も、その誤差は耳につき難いという聴感的な性質
による。第３図に、あるフレームにおける入力音
声信号のスペクトルと、Ｗ（Ｚ）の周波数特性の
一例とを示した。ここではγ＝0.8とした。図に
おいて、横軸は周波撰（最大4KHz）を、縦軸は
対数振幅（最大60dB）をそれぞれ示す。また、
上部の曲線は音声信号のスペクトルを、下部の曲
線は重み付け関数の周波数特性を表わしている。 第１図へ戻つて、重み付け誤差eω（ｎ）は、誤
差最小化回路１５０へフイードバツクされる。誤
差最小化回路１５０は、eω（ｎ）の１フレーム分
記憶し、これらを用いて次式に従い、重み付け２
乗誤差εを計算する。 ε＝_N 〓ⁿ⁼¹ eω（ｎ）² ……(4) ここで、Ｎは２乗誤差を計算するサンプル数を
示す。文献１の方式では、この時間長を５ｍsec
としており、これは8KHzサンプリングの場合に
はＮ＝40に相当する。次に、誤差最小化回路１５
０は、前記(4)式で計算した２乗誤差εを小さくす
るように音源パルス発生回路１４０に対し、パル
ス位置及び振幅情報を与える。１４０は、この情
報に基づいて音源パルス系列を発生させる。合成
フイルタ１３０は、この音源パルス系列を駆動源
として再生信号x〓（ｎ）を計算する。次に減算器
１２０では、先に計算した原信号と再生信号との
誤差ｅ（ｎ）から現在求まつた再生信号x〓（ｎ）を
減算して、これを新たな誤差ｅ（ｎ）とする。重
み付け回路１９０はｅ（ｎ）を入力し重み付け誤
差eω（ｎ）を計算し、これを誤差最小化回路１５
０へフイードバツクする。１５０は、再び、２乗
誤差εを計算し、これを小さくするように音源パ
ルス系列の振幅と位置を調整する。こうして音源
パルス系列の発生から誤差最小化による音源パル
ス系列の調整までの一連の処理は、音源パルス系
列のパルス数があらかじめ定められた数に達する
までくり返され、音源パルス系列が決定される。
以上で従来方式の説明を終了する。 この方式の場合に、伝送すべき情報は、合成フ
イルタのＫパラメータKi（１≦ｉ≦16）と、音源
パルス系列のパルス位置及び振幅であり、１フレ
ーム内にたてるパルスの数によつて任意の伝送レ
イトを実現できる。さらに、伝送レイトを
10Kbps以下とする領域に対しては、良好な再生
音質が得られ、有効な方式の一つと考えられる。 しかしながら、この従来方式は、演算量が非常
に多いという欠点がある。これは音源パルス系列
におけるパルスの位置と振幅を計算する際に、そ
のパルスに基づいて再生した信号と原信号との誤
差及び２乗誤差を計算し、フイードバツクさせて
パルス位置と振幅を調整していることに起因して
いる。更には、パルスの数があらかじめ定められ
た値に達するまでこの処理をくり返すことに起因
している。 更に、この従来方式によれば、分析フレーム長
を一定としており、入力音声信号系列のパワーの
大きな部分でフレームが切り換わつた場合には、
再生信号系列においてフレームの境界部近傍で波
形の不連続に起因した劣化が発生し、再生音声品
質を大きく損なうという欠点がある。 本発明の目的は、従来方式より大幅な演算量低
減が可能で、フレーム境界部近傍での品質劣化が
ほとんどなく、10kbps以下の伝送レイトに適用
し得る高品質な音声符号化装置を提供することに
ある。 本発明によれば、離散的音声信号系列を入力
し、前記音声信号系列をあらかじめ定められたサ
ンプル数だけの重なりをもつて区切る手段と、前
記区切られた音声信号系列から過去に計算し求め
た駆動音源信号系列に由来した応答信号系列を減
算する手段と、前記区切られた音声信号系列ある
いは前記減算手段出力系列を用いて短時間スペク
トル包絡を表わすパラメータを抽出して符号化す
る手段と、前記短時間スペクトル包絡を表わすパ
ラメータをもとにインパルス応答系列を計算する
手段と、前記インパルス応答系列を用いて自己相
関々数列を計算する手段と、前記減算手段出力系
列と前記インパルス応答系列とを入力し前記減算
手段出力系列あるいは前記減算手段出力系列にあ
らかじめ定められた補正を施した信号系列と前記
インパルス応答系列の相互関々数列を計算する手
段と、前記自己相関々数列と前記相互関々数列と
を用いて前記区切られた音声信号系列よりも短い
サンプル数の音声信号系列に対し駆動音源信号系
列を求めて符号化する手段と、前記短時間スペク
トルル包絡を表わすパラメータの符号と前記駆動
音源信号系列を表わす符号とを組み合わせて出力
する手段とを有するようにしたことを特徴とする
音声符号化装置が得られる。 本発明による音声符号化方式は、音源パルス系
列を計算するアルゴリズムに特徴の一つがある。
従つて以下では、このアルゴリズムを最初に詳細
に説明することにする。 まず、１フレーム内の任意の時刻ｎにおける音
源パルス系列ｄ（ｎ）を次式で表わす。 ｄ（ｎ）＝_K 〓^k=1 gk・δn，mk ……(5) ここで、δn，mkはクロネツカーのデルタを表
わし、ｎ＝mkの場合に１で、ｎ≠mkの場合は０
である。またgkは、位置mkのパルスの振幅を表
わす。ｄ（ｎ）を合成フイルタに入力して得られ
る再生信号x〓（ｎ）は、合成フイルタの予測パラ
メータをai（１≦ｉ≦Np；ここでNpは合成フイ
ルタの次数を示す）とすると、次式のように書け
る。 x〓（ｎ）＝ｄ（ｎ）＋_p 〓ⁱ⁼¹ aix〓（ｎ−ｉ） …(6) 次に、入力音声信号ｘ（ｎ）と再生信号x〓（ｎ）
との１フレーム内の重み付け２乗誤差Ｊは次のよ
うに書ける。 Ｊ＝_N 〓ⁿ⁼¹ （（ｘ（ｎ）−x〓(n))*ω(n))² …(7) ここでω（ｎ）は重み付け回路のインパルス応
答であり、例えば従来例と同一特性としてもよ
い。又、Ｎは１フレームのサンプル数を示す。(7)
式はさらに次のように変形できる。 Ｊ＝_N 〓ⁿ⁼¹ (x(n)*ω(n)-x〓(n)*ω(n))² …(8) ここでx〓（ｎ）＊ω（ｎ）の項は次式に従つて変
形される。 x〓ω（ｎ）＝x〓（ｎ）＊ω（ｎ） ……(9) とおく。(9)式の両辺をＺ変換すると、 X〓ω（Ｚ）＝X〓（Ｚ）・Ｗ（Ｚ） ……(10) とかける。X〓（Ｚ）は更に次のようにかける。 X〓（Ｚ）＝Ｈ（Ｚ）・Ｄ（Ｚ） ……(11) ここでＤ（Ｚ）は音源パルス系列(5)式のＺ変換
を示し、Ｈ（Ｚ）は合成フイルタのインパルス応
答のＺ変換値を示す。(11)式を(10)式に代入すると、 X〓ω（Ｚ）＝Ｄ（Ｚ）・Ｈ（Ｚ）・Ｗ（Ｚ）……(12
) となり、Hω（Ｚ）＝Ｈ（Ｚ）・Ｗ（Ｚ）とおき、(12)
式を逆Ｚ変換し、Hω（Ｚ）の逆Ｚ変換値をhω
（ｎ）とすると、次式を得る。 X〓_w（ｎ）＝ｄ（ｎ）・h_w（ｎ） ……(13) ここで、hω（ｎ）は合成フイルタと重み付け回
路の縦続接続フイルタのインパルスス応答を示
す。（13）式に(5)式を代入して次式を得る。 x〓ω（ｎ）＝_k 〓ⁱ⁼¹ gihω（ｎ−mi） …(14) ここでｋは１フレームにたてるパルス数を示
す。（14）式、(9)式を(8)式に代入すれば、 Ｊ＝_N 〓ⁿ⁼¹ （xω（ｎ））−_k 〓ⁱ⁼¹ gihω（ｎ−mi）²） …(15) とかける。従つて、(7)式は（15）式のように表わ
せることになる。（15）式を最小とするような音
源パルス系列の振幅gkで偏微分して０とおくこ
とによつて、次式が導かれる。 ここで、xh（・）はxω（ｎ）とhω（ｎ）から
計算した相互関々数列を、hh（・）はhω（ｎ）
の自己相関々数列をそれぞれ表わし、次式のよう
に表わせる。尚、hh（・）は音声信号処理の分
野では共分散関数と呼ばれることが多い。 xh（−mk）＝_N 〓ⁿ⁼¹ xω（ｎ）hω（ｎ−mk） ＝hx（mk），（１≦mk≦Ｎ） ……(17) hh（mi，mk）＝_N-(ni-nk) 〓ⁿ⁼¹ hω（ｎ−mi） hω（ｎ−mk），（１≦mi，mk≦Ｎ） …(18) （16）式によれば、パルスの位置mkをパラメ
ータとして、位置mkに対応した振幅gkが計算で
きる。更に、パルスの位置mkは各パルスについ
て、｜gk｜が最大となるmkを選べばよい。これ
は、（16）式をgiについて解くことによつて証明
されるが、ここでは証明は省略する。 今、入力音声信号系列が定常であると仮定すれ
ば、（17）式で示した共分散関数hh（mi，mk）
は次式のように、遅れ（mi−mk）に依存した自
己相関々数Rhh（・）に等しいとおける。 ψ_hh（m_i，m_k）＝R_hh（｜m_i−m_k｜） …(19) ここでRhh（・）はhω（ｎ）の自己相関々数を
表わし、次式のようにかける。 R_hh（｜m_i−m_k｜）＝Ｎ−（｜mi−mk｜） 〓 ｎ＝１ h_w（ｎ）h_w（ｎ−（｜m_i−m_k｜））， （１≦｜m_i−m_k｜≦Ｎ） …(20) 従つて（16）式は（17）、（19）、（20）式を用い
て次式のように修正できる。 Rhh（・）の計算はhh（・，・）の計算に比べ
て約１／Ｎの演算量ですむ。従つて音源パルス系
列の計算に（21）式を用いることによつて演算量
を約１／Ｎに低減することができる。しかしなが
ら、（20）式に示したRhh（｜mi−mk｜）の計算
において、遅れ時間（｜m_i−m_k｜）が（20）式
の計算で用いたデータ数Ｎ（ここではフレーム長
に等しい）に近づくにつれRhh（・）の値は偏り
をもち、真の値との誤差が大きくなる。この誤差
はフレームの終わりから次のフレームにかけて入
力音声信号系列のパワーが大きく変化している場
合に、より顕著に現われるため、（21）式を用い
て計算した音源パルス系列はフレームの終わりの
方では誤差の多い不正確なものとなつてしまい、
再生音声品質を損なつてしまう。本発明による音
声符号化方式によれば、音源パルス系列の計算に
用いる分析フレームを、パルスを伝送するための
伝送フレームよりも長くとり、かつ分析フレーム
を重ね合わせているので前述の誤差を非常に小さ
くすることができる。第４図に伝送フレームと分
析フレームの関係を示す。 第４図において、上側に示した直線は、伝送フ
レーム（サンプル数Ｎ）の区切りを示している。
（21）式によつて計算された音源パルス系列のう
ちで、この間に入るものが伝送される。図におい
て下側に示した直線は、分析フレーム（サンプル
数NA，NA≧Ｎ）を示している。つまり前述の
（17）、（20）、（21）式の計算において、ＮはNA
とおきかわり、このNAサンプルを用いて音源パ
ルス系列の計算が行なわれる。以上で音源パルス
系列計算アルゴリズムの導出及びその特徴に関す
る説明を終える。 本発明による音声符号化装置のもう一つの特徴
は、フレーム境界部近傍での品質劣化がほとんど
ないことであり、第１の特徴とあわせて次に実施
例を用いて説明する。 第５図は、（21）式による音源パルス系列計算
アルゴリズムを用いた本発明による音声符号化装
置の符号器の一実施例を示すブロツク図である。
第５図において第１図と同一番号を付した構成要
素は第１図と同一の働きをするのでここでは説明
を省略する。図において、バツフアメモリ回路３
５０は分析フレームのサンプル数NAずつ入力音
声信号系列ｘ（ｎ）を蓄積する。ここで入力音声
信号系列をNAサンプルずつ区切る際に、あらか
じめ定められたサンプル数だけの重なりをもつて
区切るようにする。これは第４図で示したとうり
ある。Ｋパラメータ計算回路２８０は、バツフア
メモリ回路３５０に蓄積された音声信号系列ｘ
（ｎ）のうちあらかじめ定められた長さの系列を
入力し、あらかじめ定められた次数Np個のＫパ
ラメータKi（１≦ｉ≦Np）を計算する。KiはＫ
パラメータ符号化回路２００に出力される。２０
０は例えばあらかじめ定められた量子化ビツト数
に基づいて、Kiを符号化し、符号Ikiをマルチプ
レクサ２６０へ出力する。また２００は、LKiを
復号化し、復号値Ki′（１≦ｉ≦Np）をインパル
ス応答計算回路２１０と、重み付け回路２９０
と、合成フイルタ回路３２０へ出力する。インパ
ルス応答計算回路２１０は、Ki′を入力し、前述
の（13）式におけるhω（ｎ）（合成フイルタ）と
重み付け回路の継続接続からなるフイルタのイン
パルス応答）の計算を、あらかじめ定められたサ
ンプル数だけ行ない、求まつたhω（ｎ）を自己相
関々数計算回路３６０と、相互相関々数計算回路
２３５とへ出力する。 自己相関々数計算回路３６０は、あらかじめ定
められたサンプル数のhω（ｎ）を入力し、前述の
（20）式に従つてhω（ｎ）の自己相関々数Rhh（｜
mi−mk｜）を計算し、これをパルス系列計算回
路２４０へ出力する。次に減算器２８５はバツフ
アメモリ回路３５０に蓄積された音声信号系列ｘ
（ｎ）を入力し、これから合成フイルタ回路３２
０の出力系列を１分析フレームNA分減算し、減
算結果を重み付け回路２９０へ出力する。ここで
合成フイルタ回路３２０には後述するように、現
フレームより１伝送フレーム分過去の音源パルス
系列を駆動信号として応答信号系列を求め、その
後、駆動信号を０として現フレームに延ばした信
号系列を１分析フレームNA分蓄積している。つ
まりこれは、合成フイルタのインパルス応答の意
味のあるサンプル数がたかだか２フレーム程度で
あるとすれば、現フレームの音声信号系列は、１
フレーム過去の音源パルスによつて駆動された合
成フイルタ出力信号をその後、駆動信号を０とし
て現フレームへ延ばした信号系列と、現フレーム
の音源パルス系列によつて駆動された合成フイル
タ出力信号系列との和として表現できるという考
えに基づいている。重み付け回路２９０は、Ｋパ
ラメータ符号化回路２００からK′iを入力し、重
み付け関数ω（ｎ）を、例えば従来方式の(3)式に
従つて計算する。これは他の周波数重み付け方法
を用いて計算してもよい。また、重み付け回路２
９０は、減算器２８５の減算結果を入力し、これ
とω（ｎ）とのたたみこみ積分計算を行ない、得
られたxω（ｎ）を相互相関々数計算回路２３５へ
出力する。相互相関々数計数回路２３５は、xω
（ｎ）とhω（ｎ）とを入力し、前述の（17）式に
従つて、相互相関々数xh（−mk）（１≦mk≦
Ｎ）を計算し、これをパルス系列計算回路２４０
へ出力する。次に、パルス系列計算回路２４０
は、２３５からxh（−mk）を、360からRhh（｜
mi−mk｜）（１≦｜mi−mk｜≦Ｎ）をそれぞれ
入力し、前述の音源パルス計算式（21）式を用い
て、パルスの振幅gkを計算する。例えば、１つ
目のパルスは（21）式において、ｋ＝１とおいて
振幅g₁を位置m₁の関数として求める。次に、｜g₁
｜を最大とするようなm₁を選び、その際のm₁，
g₁を１番目のパルスの位置及び振幅とする。次
に、２番目のパルスは、（21）式において、ｋ＝
２とおくことにより求まる。（21）式によれば、
２番目のパルスは１番目のパルスによる影響をさ
しひいて求まることを意味している。３番目以降
のパルスも同様にして計算でき、あらかじめ定め
られたパルス数に達するか、あるいは、求まつた
パルスのgk，mkを（15）式に代入して得られる
誤差の値が、あらかじめ定められたしきい値以下
になるまでパルスの計算を続ける。次にパルス系
列の振幅、位置を表わすgk，mkは、符号化回路
２５０へ出力される。 ここで、音源パルス系列の計算は、分析フレー
ム長N_Aに関して行なわれるが、このうちの伝送
フレームＮに含まれるパルス系列（パルスの位置
mkが１≦mk≦Ｎ）を満たすもの）のみに関して
その振幅gk及び位置mkが符号化回路２５０へ出
力される。 符号化回路２５０は、音源パルス計算回路２４
０から、音源パルス系列の振幅gk及び位置mkを
入力し、これらを後述の正規化係数を用いて符号
化し、gk，mk及び正規化係数を表わす符号をマ
ルチプレクサ２６０へ出力する。また、gk，mk
の復号化値g′k及びm′kをパルス系列発生回路３
００へ出力する。ここで、符号化の方法は種々考
えられるが、振幅gkの符号化については、従来
よく知られている方法を用いることができる。例
えば、振幅の確率分布を正規型と仮定して、正規
型の場合の最適量子化器を用いる方法が考えられ
る。これについては、ジエー・マツクス（Ｊ・
MAX）氏によるアイ・アール・イー・トランザ
クシヨンズ・オン・インフオメーシヨン・セオリ
ー（IRE TRANSACTIONS ON
INFORMATION THEORY）の1960年３月号、
７〜12頁に掲載の「クオンタイジング・フオー・
ミニマム・デイストーシヨン」
（“QUANTIZING FOR
MINIMUMDISTORTION”）と題した論文（文
献２）等に詳述されているので、ここでは説明を
省略する。また、他の方法としては、１伝送フレ
ーム内のパルス系列の振幅の最大値を正規化系数
として、この値を用いて各パルス振幅を正規化し
た後に量子化、符号化する方法も考えられる。前
者の方法の場合には、１フレーム内のr.m.s（Ｒ
OOT ＭEAN SQUARE）値を正規化係数とす
ればよい。次にパルスの位置の符号化についても
種々の方法が考えられる。例えばフアクシミリ信
号符号化の分野でよく知られているランレングス
符号等を用いてもよい。これは符号“０”の続く
長さをあらかじめ定められた符号系列を用いて表
わすものである。また、正規化系数の符号化に
は、従来よく知られている対数圧縮符号化等を用
いることができる。 尚、パルス系列の符号化に関しては、ここで説
明した符号化方法に限らず、衆知の最良の方法を
用いることができることは勿論である。 再び第５図に戻つて、パルス系列発生回路３０
０は入力したg′k，m′kを用いて、m′kの位置に
振幅g′kをもつ音源パルス系列を１伝送フレーム
長Ｎにわたつて計算し、これを駆動信号として、
合成フイルタ回路３２０へ出力する。合成フイル
タ回路３２０はＫパラメータ符号化回路２００か
らＫパラメータ量子化値K′i（１≦ｉ≦Np）を入
力し、これを予測パラメータai（１≦ｉ≦Np）に
衆知の方法を用いて変換しておく。次に３２０は
３００から１フレーム分の駆動音源信号を入力し
て、この１フレーム分の信号に１分析フレーム
分、零を付加し、この２フレームの信号に対する
応答信号系列x〓′（ｎ）を求める。更に、第２フレ
ームの零信号列によつて応答信号系列を計算する
際には、合成フイルタ回路３２０は、２００から
新たなK′i（１≦ｉ≦Np）を入力し、これを用い
て行なう。次式にこのことを示す。 x〓′（ｎ）＝ｄ（ｎ）＋_Np 〓^i=1j-1 _ai x〓′(n-i),(1≦n≦N) x〓′（ｎ）＝ｄ（ｎ）＋_Np 〓^i=1j _ai ｘ（ｎ−ｉ）， （Ｎ＋１≦ｎ≦Ｎ＋N_A） (22) ここで、駆動音源信号ｄ（ｎ）は、１≦ｎ≦Ｎ
では３００からの出力パルス系列を表わし、Ｎ＋
１≦ｎ≦（Ｎ＋N_A）では全て０の系列を表わす。
また、（22）式でa^j _iは現フレーム時刻ｊのK′i（¹ _j-1
≦ｉ≦Np）から計算した予測パラメータを、ai
は１フレーム時刻過去のフレーム時刻ｊ−１の
K′iから計算した予測パラメータをそれぞれ示す。
（22）式に従つて求めたx〓′（ｎ）のうち、第２フレ
ーム目のX〓′（ｎ）（Ｎ＋１≦ｎ≦Ｎ＋N_A）が減算
器２８５へ出力される。 次に、マルチプレクサ２６０は、Ｋパラメータ
符号化回路２００の出力符号と、符号化回路２５
０の出力符号を入力し、これらを組み合わせて、
送信側出力端子２７０から通信路へ出力する。以
上で本発明による音声符号化装置の符号器側の説
明を終える。 尚、デイジタル信号処理の分野でよく知られて
いるように、自己相関関数はパワスペクトルから
計算してもよい。また相互相関関数はクロス・パ
ワスペクトルから計算してもよい。本発明の構成
によれば、音源パルス系列の計算を（21）式に従
つているので、文献１の従来方式に見られたパル
スにより合成フイルタを駆動し、再生信号を求
め、原信号との誤差及び２乗誤差をフイードバツ
クしてパルスを調整するという径路がなく、また
その処理をくり返す必要もないので、演算量を大
幅に減らすことが可能で、良好な再生音質が得ら
れるという大きな効果がある。 更に、（21）式の演算において、xh（−mk）と
Rhh（｜mi−mk｜）（１≦｜mi−mk｜≦Ｎ）の
値は、１伝送フレーム毎に、前もつて計算してお
くことによつて、（21）式の計算は掛け算と引き
算という非常に簡略化された演算となり、更に演
算量を減らすことができるという効果がある。ま
た、音源パルス系列を探索する他の従来方式と比
べても、本発明による装置は、同一の伝送情報量
の場合に、より良好な品質を得ることができると
いう効果がある。 更に本発明の構成によれば、（17）、（20）、（21）
式による音源パルス系列の計算において、伝送フ
レーム長Ｎよりも長い分析フレーム長N_Aのサン
プルを用い、かつそれを次のフレーム時刻の分析
には重ね合わせているので、（20）式のRhh（・）
の計算における誤差は非常に少なく、フレームの
終わりの方でも音源パルスが正確に求まるという
効果がある。従つて、高品質な再生音質が得られ
るという効果がある。 更に、本発明に構成によれれば、分析フレーム
長が一定でない場合は勿論のこと、分析フレーム
長を一定にした場合でも、波形の不連続に起因し
たフレームの境界近傍での再生信号の劣化がほと
んどないという大きな効果がある。この効果は符
号器側において、現フレームの音源パルス系列を
計算する際に、１伝送フレーム過去のフレームの
音源パルス系列によつて合成フイルタを駆動して
得た応答信号系列を現フレームにまで伸ばして求
め、これを入力音声信号系列から減算した結果を
目標信号系列として現フレームの音源パルス系列
を計算するという構成にしたことによる。 更に本発明の構成によれば、第５図に示した符
号器側の実施例において、１伝送フレーム過去に
求まつた音源パルス系列によつて合成フイルタ回
路３２０を駆動した後に、１分析フレーム全て零
の音源パルス系列を入力し、応答音声系列を現フ
レームにまで伸ばして求めた。この場合に、１伝
送フレーム過去の音源パルス系列によつて合成フ
イルタを駆動した際には１伝送フレーム過去に入
力されたＫパラメータ値をそのまま用いたが、次
に１分析フレームだけ全て零の音源パルス系列を
入力した際には、現フレーム時刻に入力されたＫ
パラメメータ値を用いる構成とした。ここで、１
分析フレーム全て零の音源パルス系列を入力した
際にも、合成フイルタ回路３２０のＫパラメータ
値としては１伝送フレーム過去に入力されたＫパ
ラメータ値をそのまま用いるような構成としても
よい。 尚、前述の本発明の実施例においては、１伝送
フレーム内の音源パルス系列の符号化は、パルス
系列が全て求まつた後に、第５図の構成要素２５
０によつて符号化を施したが、符号化をパルス系
列の計算に含めて、パルスを１つ計算する毎に、
符号化を行ない、次のパルスを計算するという構
成にしてもよい。このような構成をとることによ
つて、符号化の歪をも含めた誤差を最小とするよ
うなパルス系列が求まるので、更に品質を向上さ
せることができる。 また、前述の実施例においては、パルス系列の
計算はフレーム単位で行なつたが、フレームをい
くつかのサブフレームに分割し、そのサブフレー
ム毎にパルス系列を計算するような構成にしても
よい。この構成によれば、フレーム長をＮとすれ
ば、実施例に示した構成と比べて演算量を大略
１／ｄ倍にすることができる。ここでｄはフレー
ム分割数を示す。例えばｄ＝２とすれば、演算量
は約１／２にできる。勿論、同等の特性は得られ
る。 また、以上説明した構成例においては、短時間
音声信号系列のスペクトル包絡を表わすパラメー
タとしてはＫパラメータを用いたが、これはよく
知られている他のパラメータ（例えばLSPパラメ
ータ等）を用いてもよい。更に、前述の(7)式にお
いて重み付け関数ω（ｎ）はなくてもよい。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来方式の構成を示すブロツク図、第
２図は音源パルス系列の一例を示す図、第３図は
入力音声信号系列の周波数特性と第１図に記載の
重み付け回路１９０の周波数特性の一例を示す
図、第４図は伝送フレームと分析フレームの区切
りの一例をそれぞれ示す図、第５図は本発明の構
成による音声符号化装置による符号器一実施例を
示すブロツク図をそれぞれ示す。 図において、１１０，３５０…バツフアメモリ
回路、１２０，２８５…減算回路、１３０，３２
０…合成フイルタ回路、１４０，３００…音源パ
ルス発生回路、１５０…誤差最小化回路、１８
０，２８０…Ｋパラメータ計算回路、１９０，２
９０…重み付け回路、２００…Ｋパラメータ符号
化回路、２４０…音源パルス計算回路、２１０…
インパルス応答計算回路、２３５…相互相関々数
計算回路、２５０…符号化回路、２６０…マルチ
プレクサ、３６０…自己相関々数計算回路をそれ
ぞれ示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 離散的音声信号系列を入力し、前記音声信号
   系列をあらかじめ定められたサンプル数だけ重な
   りをもつて区切る手段と、前記区切られた音声信
   号系列から過去に計算し求めた駆動音源信号系列
   に由来した応答信号系列を減算する手段と、前記
   区切られた音声信号系列あるいは前記減算手段出
   力系列を用いて短時間スペクトル包絡を表わすパ
   ラメータを抽出して符号化する手段と、前記短時
   間スペクトル包絡を表わすパラメータをもとにイ
   ンパルス応答系列を計算する手段と、前記インパ
   ルス応答系列を用いて自己相関々数列を計算する
   手段と、前記減算手段出力系列と前記インパルス
   応答系列とを入力し前記減算手段出力系列あるい
   は前記減算手段出力系列にあらかじめ定められた
   補正を施した信号系列と前記インパルス応答系列
   との相互相関々数列を計算する手段と、前記自己
   相関々数列と前記相互相関々数列とを用いて前記
   区切られた音声信号系列よりも短いサンプル数の
   音声信号系列に対し駆動音源信号系列を求めて符
   号化する手段と、前記短時間スペクトル包絡を表
   わすパラメータの符号と前記駆動音源信号系列を
   表わす符号とを組み合わせて出力する手段とを有
   することを特徴とする音声符号化装置。