JPH04261344A - Ｐｗｍ制御発振器 - Google Patents
Ｐｗｍ制御発振器Info
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- JPH04261344A JPH04261344A JP1974591A JP1974591A JPH04261344A JP H04261344 A JPH04261344 A JP H04261344A JP 1974591 A JP1974591 A JP 1974591A JP 1974591 A JP1974591 A JP 1974591A JP H04261344 A JPH04261344 A JP H04261344A
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- capacitor
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＰＷＭ制御発振器およ
びそれを応用した半導体充電制御装置に係り、特に車両
用発電機制御装置に好適なＰＷＭ制御発振器および半導
体充電制御装置に関する。
びそれを応用した半導体充電制御装置に係り、特に車両
用発電機制御装置に好適なＰＷＭ制御発振器および半導
体充電制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より負荷の電流を制御する装置とし
て、特開昭６３−１０９０５８号公報に記載のように、
半導体パワースイッチのＰＷＭ制御方式が知られている
。
て、特開昭６３−１０９０５８号公報に記載のように、
半導体パワースイッチのＰＷＭ制御方式が知られている
。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は半導体
パワースイッチのＰＷＭ制御を、外付け部品なしに実現
することは難しい。半導体パワースイッチのＰＷＭ制御
を固定周波数で行なったた場合、スイッチング損失が増
加し、スイッチング損失を低減するために周波数を下げ
ると、ＰＷＭ制御発振器をＩＣとして集積化するにチッ
プ面積が増大する等の問題があった。また、誘導負荷の
場合脈動が生ずるという問題があった。
パワースイッチのＰＷＭ制御を、外付け部品なしに実現
することは難しい。半導体パワースイッチのＰＷＭ制御
を固定周波数で行なったた場合、スイッチング損失が増
加し、スイッチング損失を低減するために周波数を下げ
ると、ＰＷＭ制御発振器をＩＣとして集積化するにチッ
プ面積が増大する等の問題があった。また、誘導負荷の
場合脈動が生ずるという問題があった。
【０００４】本発明の目的は、半導体パワースイッチを
用いてＰＷＭ制御を行う制御装置において、スイッチン
グ損失の抵抗を図るとともに、充電発電機の異磁電流の
脈動（リップル）をデューティにかかわりなく一定とし
て、発電機の出力電圧の脈動率による電気負荷変動を防
止することである。また、高周波スイッチングを不必要
として高周波成分による電波雑音障害等も防止すること
である。さらに、制御回路のＩＣ化に当っては、ＰＷＭ
制御回路等に用いているコンデンサの小容量化が図れ、
ＩＣ内蔵化が可能となる半導体のＰＷＭ制御装置及び車
両用充電発電機制御装置を提供するにある。
用いてＰＷＭ制御を行う制御装置において、スイッチン
グ損失の抵抗を図るとともに、充電発電機の異磁電流の
脈動（リップル）をデューティにかかわりなく一定とし
て、発電機の出力電圧の脈動率による電気負荷変動を防
止することである。また、高周波スイッチングを不必要
として高周波成分による電波雑音障害等も防止すること
である。さらに、制御回路のＩＣ化に当っては、ＰＷＭ
制御回路等に用いているコンデンサの小容量化が図れ、
ＩＣ内蔵化が可能となる半導体のＰＷＭ制御装置及び車
両用充電発電機制御装置を提供するにある。
【０００５】上記目的は、充電発電機の界磁電流制御を
可変周波数方式とし、界磁制御用チョッパの周波数可変
形ＰＷＭ制御（パルス幅制御）手段により、チョッパの
周波数をデューティに対応して制御し、好ましくはチョ
ッパの周波数ｆをデューティαの２次関数α（１−α）
に制御することにより達成される。
可変周波数方式とし、界磁制御用チョッパの周波数可変
形ＰＷＭ制御（パルス幅制御）手段により、チョッパの
周波数をデューティに対応して制御し、好ましくはチョ
ッパの周波数ｆをデューティαの２次関数α（１−α）
に制御することにより達成される。
【０００６】
【課題を解決するための手段】ＰＷＭ制御発振器に出力
ＰＷＭ周波数がデューティの最小と最大で低下するよう
な特性をもたせ集積化が容易なように、発振器の構成要
素を低減した。
ＰＷＭ周波数がデューティの最小と最大で低下するよう
な特性をもたせ集積化が容易なように、発振器の構成要
素を低減した。
【０００７】
【作用】デューティの最大でのスイッチング損失を低減
することによって、半導体パワースイッチ全体の損失を
低減することができシステム全体の小型化，半導体パワ
ースイッチの出力電流のアップが図れる。
することによって、半導体パワースイッチ全体の損失を
低減することができシステム全体の小型化，半導体パワ
ースイッチの出力電流のアップが図れる。
【０００８】負荷にインダクタンスＬを有するチョッパ
制御においては、電流ｉｆ が脈動するので、制御を安
定化するために脈動幅は小さい方が望ましい。ＰＷＭ制
御における電流の脈動率μＩ は、チョッパ動作におい
て一般的に次式で表せる。
制御においては、電流ｉｆ が脈動するので、制御を安
定化するために脈動幅は小さい方が望ましい。ＰＷＭ制
御における電流の脈動率μＩ は、チョッパ動作におい
て一般的に次式で表せる。
【０００９】
【数１】
【００１０】ここに、
ｉｆｍａｘ ：脈動電流ピーク値
ｉｆｍｉｘ ：脈動電流最大値
Ｉｆ ：負荷電流平均値
また、電流の脈動率μＩ は、回路定数から数１式のほ
かに、次のように表わすことができる。
かに、次のように表わすことができる。
【００１１】
【数２】
【００１２】ここに、
ＶＢ ：直流電源電圧
Ｌｆ ：負荷インダクタンス
ｆ ：チョッパ周波数
α ：通流率
数２式において、今、チョッパ周波数ｆを固定すると通
流率αにより脈動率μＩ が変化し、図３（ａ）に示す
ようにαが０．５ で最大となる二乗関数の特性を示す
。そこで、チョッパ周波数ｆと通流率αとの関係を次式
とする場合を考えてみると
流率αにより脈動率μＩ が変化し、図３（ａ）に示す
ようにαが０．５ で最大となる二乗関数の特性を示す
。そこで、チョッパ周波数ｆと通流率αとの関係を次式
とする場合を考えてみると
【００１３】
【数３】
【００１４】となる。
【００１５】この式は可変周波数型と呼ばれるもので、
αとｆが二乗関数の関係を示す。
αとｆが二乗関数の関係を示す。
【００１６】従って、数３式を数２式に代入すると、電
流脈動率μＩ は数４式を得ることができる。
流脈動率μＩ は数４式を得ることができる。
【００１７】
【数４】
【００１８】数４式は負荷電流Ｉｆ が同一条件であれ
ば、通流率αによらず脈動率μＩ がほぼ一定となる。 すなわち、周波数可変型ＰＷＭ制御を行えば、負荷電流
Ｉｆ の脈動を負荷が一定条件下では一定にできること
がわかる。
ば、通流率αによらず脈動率μＩ がほぼ一定となる。 すなわち、周波数可変型ＰＷＭ制御を行えば、負荷電流
Ｉｆ の脈動を負荷が一定条件下では一定にできること
がわかる。
【００１９】また、周波数可変型ＰＷＭの場合には、半
導体スイッチング素子の損失電力は、一般に直流損失Ｐ
ＤＣとスイッチング損失ＰＳＷがある。
導体スイッチング素子の損失電力は、一般に直流損失Ｐ
ＤＣとスイッチング損失ＰＳＷがある。
【００２０】周波数一定方式の場合には、スイッチング
損失ＰＳＷが、デューティによらず一定となる。一方、
周波数可変方式の場合の損失は、デューティが５０％附
近で最大となり、デューティが小さく、あるいは、大き
くなっても小さくなる。従って、可変周波数方式の全損
失Ｐ０１が固定周波方式の損失Ｐ０２よりも小さくなる
特徴を有している。
損失ＰＳＷが、デューティによらず一定となる。一方、
周波数可変方式の場合の損失は、デューティが５０％附
近で最大となり、デューティが小さく、あるいは、大き
くなっても小さくなる。従って、可変周波数方式の全損
失Ｐ０１が固定周波方式の損失Ｐ０２よりも小さくなる
特徴を有している。
【００２１】
【実施例】以下、本発明の実施例を図１により説明する
。半導体パワースイッチ３は、負荷４と電源のアース側
の間に接続している。負荷の接続は高電位側であっても
低電位側であっても特に限定されない。半導体パワース
イッチ３は本実施例においてＮチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴで説明するが、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴやバ
イポーラ素子、ＭＯＳＦＥＴとバイポーラの複合素子で
あるＩＧＢＴであってもかまわない。負荷３は電気的に
はＬ成分とＲ成分からなり、Ｌ／Ｒの時定数を持つ。
。半導体パワースイッチ３は、負荷４と電源のアース側
の間に接続している。負荷の接続は高電位側であっても
低電位側であっても特に限定されない。半導体パワース
イッチ３は本実施例においてＮチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴで説明するが、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴやバ
イポーラ素子、ＭＯＳＦＥＴとバイポーラの複合素子で
あるＩＧＢＴであってもかまわない。負荷３は電気的に
はＬ成分とＲ成分からなり、Ｌ／Ｒの時定数を持つ。
【００２２】半導体パワースイッチ３は、端子１ａのア
ナログ入力電圧信号ＶＩＮに対して、ＰＷＭ制御発振器
１によって端子１ｂにパルス変換され出力したＰＷＭ信
号によって駆動回路２により図２のように電源ＶＢと接
地間でスイッチングされる。特に負荷４が誘導性の場合
、負荷電流はノコギリ波状の波形となる。この際、ＰＷ
Ｍ制御発振器１の入出力特性は、図３に示すような入力
電圧にたいして、デューティが単調増加、もしくは単調
減少し、出力ＰＷＭ周波数ｆがデューティαの５０％付
近で最大となり、０％及び、１００％にて最小になる二
乗関数特性を要している。図４に示すようＰＷＭ周波数
ｆが一定の場合、ＰＷＭ制御発振器１のデューティαと
等価な通流率αに対して脈動率μｉが二乗関数特性とな
り変動する。これに対して、図５に示すよにＰＷＭ周波
数ｆを二乗関数特性に可変することにより、脈動率μｉ
を一定にすることができる。
ナログ入力電圧信号ＶＩＮに対して、ＰＷＭ制御発振器
１によって端子１ｂにパルス変換され出力したＰＷＭ信
号によって駆動回路２により図２のように電源ＶＢと接
地間でスイッチングされる。特に負荷４が誘導性の場合
、負荷電流はノコギリ波状の波形となる。この際、ＰＷ
Ｍ制御発振器１の入出力特性は、図３に示すような入力
電圧にたいして、デューティが単調増加、もしくは単調
減少し、出力ＰＷＭ周波数ｆがデューティαの５０％付
近で最大となり、０％及び、１００％にて最小になる二
乗関数特性を要している。図４に示すようＰＷＭ周波数
ｆが一定の場合、ＰＷＭ制御発振器１のデューティαと
等価な通流率αに対して脈動率μｉが二乗関数特性とな
り変動する。これに対して、図５に示すよにＰＷＭ周波
数ｆを二乗関数特性に可変することにより、脈動率μｉ
を一定にすることができる。
【００２３】図６に、半導体パワースイッチ３の損失電
力を周波数一定と、二乗関数特性に可変した場合の対比
を示す。周波数を可変にした場合、デューティの０％及
び、１００％側で全体の損失が低減することがわかる。 特に損失の厳しい、１００％側での効果が大きく、シス
テム全体の損失電力設計が楽になり、周波数一定制御の
場合と比較して、半導体パワースイッチ３の定格を下げ
ることもできる。
力を周波数一定と、二乗関数特性に可変した場合の対比
を示す。周波数を可変にした場合、デューティの０％及
び、１００％側で全体の損失が低減することがわかる。 特に損失の厳しい、１００％側での効果が大きく、シス
テム全体の損失電力設計が楽になり、周波数一定制御の
場合と比較して、半導体パワースイッチ３の定格を下げ
ることもできる。
【００２４】本発明の第２の実施例を図７により説明す
る。端子１ａのアナログ入力電圧信号ＶＩＮに対して、
出力電流Ｉ１０，Ｉ２０が単調増加、および単調減少す
る電圧電流変換器１１を用い、出力電流Ｉ１０，Ｉ２０
によって充電電流源１２ａ及び放電電流源１２ｂを制御
し、コンデンサ１０６の充放電電流Ｉｃの電流値及び充
放電を制御する。まず充電時はスイッチ１４ｂをＯＦＦ
し充電電流源１２ａによってコンデンサ１０６の出力電
圧Ｖ０を直線的に増加させ、放電時はスイッチ１４ｂを
ＯＮし放電電流源１２ｂによって出力電圧Ｖ０を減少さ
せる。充電電流源１２ａの電流値が最大でＩ０とすると
、充放電電流Ｉｃの電流値は最大でＩ０の２倍となる。 スイッチ１４ｂの切り替えは、出力電圧Ｖ０を電圧比較
器１５で二値の基準電圧で判定した結果により行う。こ
れは端子１ｂにパルス変換されて出力したＰＷＭ信号と
等しい。二値の基準電圧は、スイッチ１４ｃにより抵抗
１７７を短絡することによって決定する。これは、外部
から供給してもかまわない。基準電圧の電位差である基
準電圧範囲ΔＶは、本実施例では数５で表される。
る。端子１ａのアナログ入力電圧信号ＶＩＮに対して、
出力電流Ｉ１０，Ｉ２０が単調増加、および単調減少す
る電圧電流変換器１１を用い、出力電流Ｉ１０，Ｉ２０
によって充電電流源１２ａ及び放電電流源１２ｂを制御
し、コンデンサ１０６の充放電電流Ｉｃの電流値及び充
放電を制御する。まず充電時はスイッチ１４ｂをＯＦＦ
し充電電流源１２ａによってコンデンサ１０６の出力電
圧Ｖ０を直線的に増加させ、放電時はスイッチ１４ｂを
ＯＮし放電電流源１２ｂによって出力電圧Ｖ０を減少さ
せる。充電電流源１２ａの電流値が最大でＩ０とすると
、充放電電流Ｉｃの電流値は最大でＩ０の２倍となる。 スイッチ１４ｂの切り替えは、出力電圧Ｖ０を電圧比較
器１５で二値の基準電圧で判定した結果により行う。こ
れは端子１ｂにパルス変換されて出力したＰＷＭ信号と
等しい。二値の基準電圧は、スイッチ１４ｃにより抵抗
１７７を短絡することによって決定する。これは、外部
から供給してもかまわない。基準電圧の電位差である基
準電圧範囲ΔＶは、本実施例では数５で表される。
【００２５】
【数５】
【００２６】図８により、充放電の電流の関係を説明す
る。定電流で充電する場合、入力電圧にたいして、出力
周波数の関係は充放電電流値に対して、一定の関係を持
つ。コンデンサ１０６の充電電流Ｉｃは、充電電流源１
２ａの電流値Ｉ１と、電圧電流変換器１１の出力電流Ｉ
１０と等しい。コンデンサ１０６の放電電流−Ｉｃは、
放電電流源１２ｂの電流値Ｉ２の半分で、電圧電流変換
器１１の出力電流Ｉ２０と等しい。放電電流−Ｉｃは、
充電電流源１２ａの電流値Ｉ１と、放電電流源１２ｂの
電流値Ｉ２との減算結果である。コンデンサ１０６の充
放電電流Ｉｃが等しいときＰＷＭ周波数ｆは最大でＰＷ
Ｍ制御発振器のデューティαは５０％となり、バイアス
電流Ｉ０とコンデンサ１０６の容量Ｃ，基準電圧範囲Δ
Ｖによって最大ＰＷＭ発振周波数ｆｍａｘが決定し、数
６で表される。
る。定電流で充電する場合、入力電圧にたいして、出力
周波数の関係は充放電電流値に対して、一定の関係を持
つ。コンデンサ１０６の充電電流Ｉｃは、充電電流源１
２ａの電流値Ｉ１と、電圧電流変換器１１の出力電流Ｉ
１０と等しい。コンデンサ１０６の放電電流−Ｉｃは、
放電電流源１２ｂの電流値Ｉ２の半分で、電圧電流変換
器１１の出力電流Ｉ２０と等しい。放電電流−Ｉｃは、
充電電流源１２ａの電流値Ｉ１と、放電電流源１２ｂの
電流値Ｉ２との減算結果である。コンデンサ１０６の充
放電電流Ｉｃが等しいときＰＷＭ周波数ｆは最大でＰＷ
Ｍ制御発振器のデューティαは５０％となり、バイアス
電流Ｉ０とコンデンサ１０６の容量Ｃ，基準電圧範囲Δ
Ｖによって最大ＰＷＭ発振周波数ｆｍａｘが決定し、数
６で表される。
【００２７】
【数６】
【００２８】コンデンサ１０６の充放電電流Ｉｃのバラ
ンスが崩れると、充放電電流Ｉｃの大小関係に応じてＰ
ＷＭ周波数ｆとデューティαは共に変化する。本実施例
によれば、半導体パワースイッチのスイッチング損失や
脈動率を低減するための二乗関数特性を用意に得ること
ができる。
ンスが崩れると、充放電電流Ｉｃの大小関係に応じてＰ
ＷＭ周波数ｆとデューティαは共に変化する。本実施例
によれば、半導体パワースイッチのスイッチング損失や
脈動率を低減するための二乗関数特性を用意に得ること
ができる。
【００２９】図９に、第２の実施例の電圧電流変換器１
１に差動増幅器を用いた一実施例を示す。これは、ＮＰ
Ｎトランジスタの入力段を持つ差動増幅器の構成である
が、構成素子がＰＮＰトランジスタやＭＯＳトランジス
タであっても構わない。ＮＰＮトランジスタ１１０，１
２０は差動対となり、ＮＰＮトランジスタ１１０のベー
ス電圧をＶｃｃ／２で固定してある。抵抗１０５と、Ｎ
ＰＮトランジスタ１０４によって基準電流が作られ、Ｎ
ＰＮトランジスタ１０４によりＩ０でバイアスされる。 この際、入力ゲインを低下させるために、ＮＰＮトラン
ジスタ１１０，１２０のエミッタに抵抗１２１，１１１
を挿入し、抵抗の中間からバイアスしているが、ＮＰＮ
トランジスタ１１０，１２０のエミッタと抵抗１２１，
１１１の間からＩ０／２でそれぞれバイアスしても構わ
ない。
１に差動増幅器を用いた一実施例を示す。これは、ＮＰ
Ｎトランジスタの入力段を持つ差動増幅器の構成である
が、構成素子がＰＮＰトランジスタやＭＯＳトランジス
タであっても構わない。ＮＰＮトランジスタ１１０，１
２０は差動対となり、ＮＰＮトランジスタ１１０のベー
ス電圧をＶｃｃ／２で固定してある。抵抗１０５と、Ｎ
ＰＮトランジスタ１０４によって基準電流が作られ、Ｎ
ＰＮトランジスタ１０４によりＩ０でバイアスされる。 この際、入力ゲインを低下させるために、ＮＰＮトラン
ジスタ１１０，１２０のエミッタに抵抗１２１，１１１
を挿入し、抵抗の中間からバイアスしているが、ＮＰＮ
トランジスタ１１０，１２０のエミッタと抵抗１２１，
１１１の間からＩ０／２でそれぞれバイアスしても構わ
ない。
【００３０】ＮＰＮトランジスタ１２０のベース端子１
ａに入力電圧ＶＩＮを加えると、大小に応じて、出力電
流Ｉ２０，Ｉ１０が変化する。充電側は、ＰＮＰトラン
ジスタ１１２，１１３のカレントミラーによって充電電
流Ｉ１を供給する。放電側は、ＰＮＰトランジスタ１２
２，１２３のカレントミラーと、ＮＰＮトランジスタ１
２５，１１５のカレントミラーによって放電電流Ｉ２を
供給している。この際、放電電流Ｉ２を充電電流Ｉ１の
倍にするため、カレントミラーのミラー比を合わせる必
要がある。本実施例では、ＮＰＮトランジスタ１２５，
１１５のカレントミラー比を２倍とし、他のミラー比を
１としているが任意にミラー比を設定して構わない。放
電電流Ｉ２は、ＮＰＮトランジスタ１１４，１１６によ
って構成されるスイッチでオンオフする。電圧比較器に
はコンパレータ１０７を用い比較出力をＰＷＭ出力とし
ている。本実施例によれば、簡単な構成で集積化に適し
たＰＷＭ制御発振器を得ることができる。
ａに入力電圧ＶＩＮを加えると、大小に応じて、出力電
流Ｉ２０，Ｉ１０が変化する。充電側は、ＰＮＰトラン
ジスタ１１２，１１３のカレントミラーによって充電電
流Ｉ１を供給する。放電側は、ＰＮＰトランジスタ１２
２，１２３のカレントミラーと、ＮＰＮトランジスタ１
２５，１１５のカレントミラーによって放電電流Ｉ２を
供給している。この際、放電電流Ｉ２を充電電流Ｉ１の
倍にするため、カレントミラーのミラー比を合わせる必
要がある。本実施例では、ＮＰＮトランジスタ１２５，
１１５のカレントミラー比を２倍とし、他のミラー比を
１としているが任意にミラー比を設定して構わない。放
電電流Ｉ２は、ＮＰＮトランジスタ１１４，１１６によ
って構成されるスイッチでオンオフする。電圧比較器に
はコンパレータ１０７を用い比較出力をＰＷＭ出力とし
ている。本実施例によれば、簡単な構成で集積化に適し
たＰＷＭ制御発振器を得ることができる。
【００３１】本発明の第３の実施例を図１０により説明
する。端子１ａのアナログ入力電圧信号ＶＩＮに対して
、出力電流Ｉ１０，Ｉ２０が単調増加、および単調減少
する電圧電流変換器１１を用い、出力電流Ｉ１０，Ｉ２
０によって充電電流源１２ａ及び放電電流源１２ｂを制
御し、コンデンサ１０６の充放電電流Ｉｃの電流値及び
充放電を制御する。まず充電時はスイッチ１４ａをＯＮ
し、スイッチ１４ｂをＯＦＦし充電電流源１２ａによっ
てコンデンサ１０６の出力電圧Ｖ０を直線的に増加させ
、放電時はスイッチ１４ａをＯＦＦスイッチ１４ｂをＯ
Ｎし放電電流源１２ｂによって出力電圧Ｖ０を減少させ
る。充電電流源１２ａと放電電流源１２ｂの電流値の最
大は等しい。スイッチ１４ａとスイッチ１４ｂの切り替
えは、出力電圧Ｖ０を電圧比較器１５で二値の基準電圧
で判定した結果により相補的に行う。本実施例では特に
充放電電流値を一定のカレントミラー比Ｎで減少させて
いる。
する。端子１ａのアナログ入力電圧信号ＶＩＮに対して
、出力電流Ｉ１０，Ｉ２０が単調増加、および単調減少
する電圧電流変換器１１を用い、出力電流Ｉ１０，Ｉ２
０によって充電電流源１２ａ及び放電電流源１２ｂを制
御し、コンデンサ１０６の充放電電流Ｉｃの電流値及び
充放電を制御する。まず充電時はスイッチ１４ａをＯＮ
し、スイッチ１４ｂをＯＦＦし充電電流源１２ａによっ
てコンデンサ１０６の出力電圧Ｖ０を直線的に増加させ
、放電時はスイッチ１４ａをＯＦＦスイッチ１４ｂをＯ
Ｎし放電電流源１２ｂによって出力電圧Ｖ０を減少させ
る。充電電流源１２ａと放電電流源１２ｂの電流値の最
大は等しい。スイッチ１４ａとスイッチ１４ｂの切り替
えは、出力電圧Ｖ０を電圧比較器１５で二値の基準電圧
で判定した結果により相補的に行う。本実施例では特に
充放電電流値を一定のカレントミラー比Ｎで減少させて
いる。
【００３２】図１１により、充放電の電流の関係を説明
する。定電流で充電する場合、入力電圧にたいして、出
力周波数の関係は充放電電流値に対して、一定の関係を
持つ。コンデンサ１０６の充電電流Ｉｃは、充電電流源
１２ａの電流値Ｉ１と等しく、電圧電流変換器１１の出
力電流Ｉ１０のカレントミラー比Ｎで減少している。コ
ンデンサ１０６の放電電流−Ｉｃは、放電電流源１２ｂ
の電流値Ｉ２のと等しく、電圧電流変換器１１の出力電
流Ｉ２０のミラー比Ｎで減少している。コンデンサ１０
６の充放電電流Ｉｃが等しいときＰＷＭ周波数ｆは最大
でＰＷＭ制御発振器のデューティαは５０％となり、カ
レントミラー比Ｎとバイアス電流Ｉ０とコンデンサ１０
６の容量Ｃ，基準電圧範囲ΔＶによって最大ＰＷＭ発振
周波数ｆｍａｘが決定し、数７で表される。
する。定電流で充電する場合、入力電圧にたいして、出
力周波数の関係は充放電電流値に対して、一定の関係を
持つ。コンデンサ１０６の充電電流Ｉｃは、充電電流源
１２ａの電流値Ｉ１と等しく、電圧電流変換器１１の出
力電流Ｉ１０のカレントミラー比Ｎで減少している。コ
ンデンサ１０６の放電電流−Ｉｃは、放電電流源１２ｂ
の電流値Ｉ２のと等しく、電圧電流変換器１１の出力電
流Ｉ２０のミラー比Ｎで減少している。コンデンサ１０
６の充放電電流Ｉｃが等しいときＰＷＭ周波数ｆは最大
でＰＷＭ制御発振器のデューティαは５０％となり、カ
レントミラー比Ｎとバイアス電流Ｉ０とコンデンサ１０
６の容量Ｃ，基準電圧範囲ΔＶによって最大ＰＷＭ発振
周波数ｆｍａｘが決定し、数７で表される。
【００３３】
【数７】
【００３４】コンデンサ１０６の充放電電流Ｉｃのバラ
ンスが崩れると、充放電電流Ｉｃの大小関係に応じてＰ
ＷＭ周波数ｆとデューティαは共に変化する。本実施例
によれば、カレントミラー比Ｎを大きくとることによっ
て、小さなコンデンサ容量で最大ＰＷＭ発振周波数が数
Ｋキロヘルツの、低周波のＰＷＭ制御発振器を得ること
ができる。
ンスが崩れると、充放電電流Ｉｃの大小関係に応じてＰ
ＷＭ周波数ｆとデューティαは共に変化する。本実施例
によれば、カレントミラー比Ｎを大きくとることによっ
て、小さなコンデンサ容量で最大ＰＷＭ発振周波数が数
Ｋキロヘルツの、低周波のＰＷＭ制御発振器を得ること
ができる。
【００３５】図１２に、第３の実施例の電圧電流変換器
１１に差動増幅器を用いた一実施例を示す。これは、Ｎ
ＰＮトランジスタの入力段を持つ差動増幅器の構成であ
るが、構成素子がＰＮＰトランジスタやＭＯＳトランジ
スタであっても構わない。ここでは特に、カレントミラ
ー比Ｎを大きくとり、素子サイズを低減するために、図
７のＰＮＰトランジスタにたいしてＰＭＯＳトランジス
タ１２１，１２３のカレントミラー、ＰＭＯＳトランジ
スタ１１２，１１３のカレントミラーを用いている。ま
た、充電側のスイッチ１１７をＰＭＯＳトランジスタを
もちいているが、ＮＭＯＳトランジスタでもよい。例え
は、バイアス電流Ｉ０を１０マイクロアンペア，カレン
トミラー比Ｎを１０，コンデンサ１０６の容量を１００
ピコファラド，基準電圧範囲ΔＶを２ボルトとすると、
前出数３より最大ＰＷＭ発振周波数ｆｍａｘは１．２５
Ｋ キロヘルツとなる。容量値１００ピコファラドのコ
ンデンサ１０６は、各トランジスタと共にＩＣチップ上
への集積化が可能となる。本実施例によれば、コンデン
サの集積化が容易になるといった利点がある。また、充
放電電流のアンバランスによるＰＷＭ制御発振器のデュ
ーティ５０％における周波数の対象性を良くでき、ＩＣ
生産の際の歩留まりを良くできる。
１１に差動増幅器を用いた一実施例を示す。これは、Ｎ
ＰＮトランジスタの入力段を持つ差動増幅器の構成であ
るが、構成素子がＰＮＰトランジスタやＭＯＳトランジ
スタであっても構わない。ここでは特に、カレントミラ
ー比Ｎを大きくとり、素子サイズを低減するために、図
７のＰＮＰトランジスタにたいしてＰＭＯＳトランジス
タ１２１，１２３のカレントミラー、ＰＭＯＳトランジ
スタ１１２，１１３のカレントミラーを用いている。ま
た、充電側のスイッチ１１７をＰＭＯＳトランジスタを
もちいているが、ＮＭＯＳトランジスタでもよい。例え
は、バイアス電流Ｉ０を１０マイクロアンペア，カレン
トミラー比Ｎを１０，コンデンサ１０６の容量を１００
ピコファラド，基準電圧範囲ΔＶを２ボルトとすると、
前出数３より最大ＰＷＭ発振周波数ｆｍａｘは１．２５
Ｋ キロヘルツとなる。容量値１００ピコファラドのコ
ンデンサ１０６は、各トランジスタと共にＩＣチップ上
への集積化が可能となる。本実施例によれば、コンデン
サの集積化が容易になるといった利点がある。また、充
放電電流のアンバランスによるＰＷＭ制御発振器のデュ
ーティ５０％における周波数の対象性を良くでき、ＩＣ
生産の際の歩留まりを良くできる。
【００３６】本発明の第４の実施例を図１３により説明
する。端子１ａのアナログ入力電圧信号ＶＩＮに対して
Ａ／Ｄ変換器２１でデジタル信号に変換し、ＲＯＭ等に
記憶されたＰＷＭパターン２２と演算回路２３で比較演
算し、結果をデジタルで直接端子１ｂに出力してＰＷＭ
信号を得るものである。これは、内部或は外部に設けら
れた、クロック回路２４のクロック信号に同期して動作
する。これらの構成要素を含むＰＷＭ制御発振器２０は
、専用のデジタル回路であっても構わないし、マイクロ
コンピュータで構成してもよい。ＰＷＭ制御発振器の周
波数は、クロック信号の精度によるため、入力電圧にた
いして安定である。
する。端子１ａのアナログ入力電圧信号ＶＩＮに対して
Ａ／Ｄ変換器２１でデジタル信号に変換し、ＲＯＭ等に
記憶されたＰＷＭパターン２２と演算回路２３で比較演
算し、結果をデジタルで直接端子１ｂに出力してＰＷＭ
信号を得るものである。これは、内部或は外部に設けら
れた、クロック回路２４のクロック信号に同期して動作
する。これらの構成要素を含むＰＷＭ制御発振器２０は
、専用のデジタル回路であっても構わないし、マイクロ
コンピュータで構成してもよい。ＰＷＭ制御発振器の周
波数は、クロック信号の精度によるため、入力電圧にた
いして安定である。
【００３７】図１４に周波数とデューティの関係を示す
が、Ａ／Ｄ変換器２１の分解能で決まる二乗関数特性と
なる。本実施例によれば、ＰＷＭ制御発振器の周波数と
デューティのずれによる電力損失の変動を減らすことが
できる。
が、Ａ／Ｄ変換器２１の分解能で決まる二乗関数特性と
なる。本実施例によれば、ＰＷＭ制御発振器の周波数と
デューティのずれによる電力損失の変動を減らすことが
できる。
【００３８】本発明の第５の実施例を図１５により説明
する。端子１ａのアナログ入力電圧信号ＶＩＮに対して
、Ｖ／Ｆ変換器３１でデューティが一定の入力電圧に応
じた周波数に変換し、その周波数出力をＤ／Ａ変換器３
２のクロックパルスｆｃｋに用いて基準三角波信号を発
生して電圧比較器１０７に入力し、端子１ａより直接入
力されたアナログ入力電圧信号ＶＩＮとを電圧比較器１
０７で比較し、それに応じたパルスを端子１ｂに出力し
てＰＷＭ信号を得るものである。この際Ｄ／Ａ変換器３
２は、例えば電源，接地間を抵抗３４ａ，３４ｂ，３４
ｃ，３４ｄ，３４ｅで分圧し、各抵抗間の電圧をスイッ
チ３３ａ，３３ｂ，３３ｃ，３３ｄで切り替えて、階段
状の擬似的に三角波信号を得るものである。スイッチ３
３ａ，３３ｂ，３３ｃ，３３ｄの切り替えは、シフトレ
ジスタ３５でクロックパルスｆｃｋごとに切り替えて行
なう。クロックパルスｆｃｋの周波数を変えれば、三角
波信号の周波数も変わることになる。本実施例では４段
階で説明したが、段数は特に限定されるものではない。
する。端子１ａのアナログ入力電圧信号ＶＩＮに対して
、Ｖ／Ｆ変換器３１でデューティが一定の入力電圧に応
じた周波数に変換し、その周波数出力をＤ／Ａ変換器３
２のクロックパルスｆｃｋに用いて基準三角波信号を発
生して電圧比較器１０７に入力し、端子１ａより直接入
力されたアナログ入力電圧信号ＶＩＮとを電圧比較器１
０７で比較し、それに応じたパルスを端子１ｂに出力し
てＰＷＭ信号を得るものである。この際Ｄ／Ａ変換器３
２は、例えば電源，接地間を抵抗３４ａ，３４ｂ，３４
ｃ，３４ｄ，３４ｅで分圧し、各抵抗間の電圧をスイッ
チ３３ａ，３３ｂ，３３ｃ，３３ｄで切り替えて、階段
状の擬似的に三角波信号を得るものである。スイッチ３
３ａ，３３ｂ，３３ｃ，３３ｄの切り替えは、シフトレ
ジスタ３５でクロックパルスｆｃｋごとに切り替えて行
なう。クロックパルスｆｃｋの周波数を変えれば、三角
波信号の周波数も変わることになる。本実施例では４段
階で説明したが、段数は特に限定されるものではない。
【００３９】図１６に、Ｖ／Ｆ変換器３１に要求される
入力電圧に対するクロック周波数ｆｃｋとデューティα
の関係を示すが、デューティが５０％一定に対し周波数
が可変する必要がある。入力電圧にたいして中央部でピ
ークをもつような、可変周波数特性が望ましい。本実施
例によれば、三角波信号を得るデジタル回路の構成が簡
単なため、集積化が容易でＩＣ化に適している。
入力電圧に対するクロック周波数ｆｃｋとデューティα
の関係を示すが、デューティが５０％一定に対し周波数
が可変する必要がある。入力電圧にたいして中央部でピ
ークをもつような、可変周波数特性が望ましい。本実施
例によれば、三角波信号を得るデジタル回路の構成が簡
単なため、集積化が容易でＩＣ化に適している。
【００４０】本発明の第６の実施例を図１７により説明
する。これは、車両用発電機制御装置に用いた一例であ
る。制御回路であるＩＣレギュレータ２８０は、ロータ
負荷２０３の電流を制御する半導体パワースイッチ３，
駆動回路２，ＰＷＭ制御発振器１，誤差増幅器２８６と
、チャージランプ負荷２８２の電流を制御する半導体パ
ワースイッチ２８３，駆動回路２８４等からなっている
。ここで、半導体パワースイッチ３と負荷の接続は高電
位側であっても低電位側であっても特に限定されない。 発電機の出力電圧と、制御指令電圧との誤差出力を入力
電圧として、ＰＷＭ制御発振器１が動作するものである
。本実施例によれば、リップル変動の少ない安定な車両
用発電機制御装置を得ることが出来る。また、電力損失
を減らし発熱を押えることによって、ロータ負荷２０３
の最大電流を増やすことが出来、それに応じた車両用発
電機制御装置の出力アップを図ることが出来る。
する。これは、車両用発電機制御装置に用いた一例であ
る。制御回路であるＩＣレギュレータ２８０は、ロータ
負荷２０３の電流を制御する半導体パワースイッチ３，
駆動回路２，ＰＷＭ制御発振器１，誤差増幅器２８６と
、チャージランプ負荷２８２の電流を制御する半導体パ
ワースイッチ２８３，駆動回路２８４等からなっている
。ここで、半導体パワースイッチ３と負荷の接続は高電
位側であっても低電位側であっても特に限定されない。 発電機の出力電圧と、制御指令電圧との誤差出力を入力
電圧として、ＰＷＭ制御発振器１が動作するものである
。本実施例によれば、リップル変動の少ない安定な車両
用発電機制御装置を得ることが出来る。また、電力損失
を減らし発熱を押えることによって、ロータ負荷２０３
の最大電流を増やすことが出来、それに応じた車両用発
電機制御装置の出力アップを図ることが出来る。
【００４１】本発明の第７の実施例を図１８により説明
する。これは、パワーＩＣ４０のチップ上のレイアウト
図をしめす。前記半導体パワースイッチ３や前記半導体
パワースイッチ２８３がパワー素子４１となる、パワー
ＩＣ４０として前記ＰＷＭ制御発振器１と共に集積化す
る場合、コンデンサ１０６をパワー素子４１と一定距離
で平行に配置し、前記コンデンサ１０６へ電流を充放電
する回路をコンデンサに隣接し、パワー素子４１の反対
側に当距離になるよう配置したものである。コンデンサ
１０６を、パワーＩＣ４０に内蔵せず外付けとする場合
であっても、前記コンデンサ１０６へ電流を充放電する
回路は、パワー素子４１から当距離になるよう配置する
。本実施例によれば、ＩＣとして集積化した場合に、パ
ワー素子４１の発熱によるＰＷＭ制御発振器の周波数の
変動を低減することが出来る。
する。これは、パワーＩＣ４０のチップ上のレイアウト
図をしめす。前記半導体パワースイッチ３や前記半導体
パワースイッチ２８３がパワー素子４１となる、パワー
ＩＣ４０として前記ＰＷＭ制御発振器１と共に集積化す
る場合、コンデンサ１０６をパワー素子４１と一定距離
で平行に配置し、前記コンデンサ１０６へ電流を充放電
する回路をコンデンサに隣接し、パワー素子４１の反対
側に当距離になるよう配置したものである。コンデンサ
１０６を、パワーＩＣ４０に内蔵せず外付けとする場合
であっても、前記コンデンサ１０６へ電流を充放電する
回路は、パワー素子４１から当距離になるよう配置する
。本実施例によれば、ＩＣとして集積化した場合に、パ
ワー素子４１の発熱によるＰＷＭ制御発振器の周波数の
変動を低減することが出来る。
【００４２】
【発明の効果】半導体パワースイッチのスイッチング損
失を低減し、誘導負荷の脈動を押えることが出来るとい
った効果がある。また、ＩＣとして集積化するのが容易
となる。
失を低減し、誘導負荷の脈動を押えることが出来るとい
った効果がある。また、ＩＣとして集積化するのが容易
となる。
【図１】半導体パワースイッチへのＰＷＭ制御発振器の
応用回路図。
応用回路図。
【図２】ＰＷＭ動作波形図。
【図３】ＰＷＭ制御発振器の周波数及びデューティ特性
図。
図。
【図４】固定周波数ＰＷＭ制御発振器の周波数及び脈動
率図。
率図。
【図５】可変周波数ＰＷＭ制御発振器の周波数及び脈動
率図。
率図。
【図６】ＰＷＭ制御発振器の損失電力特性図。
【図７】Ｖ／Ｉ変換型ＰＷＭ制御発振器の動作原理図。
【図８】Ｖ／Ｉ変換型ＰＷＭ制御発振器図７の出力電流
波形図。
波形図。
【図９】Ｖ／Ｉ変換型ＰＷＭ制御発振器図７のＩＣ化回
路図。
路図。
【図１０】Ｖ／Ｉ変換型ＰＷＭ制御発振器の動作原理図
。
。
【図１１】Ｖ／Ｉ変換型ＰＷＭ制御発振器図１０の出力
電流波形図。
電流波形図。
【図１２】Ｖ／Ｉ変換型ＰＷＭ制御発振器図１０のＩＣ
化回路図。
化回路図。
【図１３】Ａ／Ｄ変換型ＰＷＭ制御発振器のブロック図
。
。
【図１４】Ａ／Ｄ変換型ＰＷＭ制御発振器の周波数及び
デューティ特性図。
デューティ特性図。
【図１５】Ｖ／Ｆ変換型ＰＷＭ制御発振器の回路ブロッ
ク図。
ク図。
【図１６】図１５のＶ／Ｆ変換器の周波数及びデューテ
ィ特性図。
ィ特性図。
【図１７】車両用発電機制御装置への応用回路図。
【図１８】ＩＣチップのレイアウト図。
１…ＰＷＭ制御発振器、２…駆動回路、３…半導体パワ
ースイッチ、１１…電圧電流変換器、１５，１０７…電
圧比較器、１０６…コンデンサ、１２ａ，１２ｂ…電流
源、１４ａ，１４ｂ，１４ｃ…スイッチ、２１…Ａ／Ｄ
変換器、３２…Ｄ／Ａ変換器、３１…Ｖ／Ｆ変換器、２
８０…ＩＣレギュレータ、４０…パワーＩＣ。
ースイッチ、１１…電圧電流変換器、１５，１０７…電
圧比較器、１０６…コンデンサ、１２ａ，１２ｂ…電流
源、１４ａ，１４ｂ，１４ｃ…スイッチ、２１…Ａ／Ｄ
変換器、３２…Ｄ／Ａ変換器、３１…Ｖ／Ｆ変換器、２
８０…ＩＣレギュレータ、４０…パワーＩＣ。
Claims (15)
- 【請求項１】制御入力電圧に対して、出力ＰＷＭ周波数
がデューティの最小と最大で低下することを特徴とする
ＰＷＭ制御発振器。 - 【請求項２】請求項１において、制御入力電圧に対して
デューティが単調増加、もしくは単調減少し、出力ＰＷ
Ｍ周波数がデューティの５０％付近で最大となり、０％
及び、１００％にて最小になる二乗関数特性を有するこ
とを特徴とするのＰＷＭ制御発振器。 - 【請求項３】請求項２において、半導体パワースイッチ
のＰＷＭ制御に用いたことを特徴とするＰＷＭ制御発振
器。 - 【請求項４】請求項２において、制御入力電圧に対して
出力電流が単調増加、或は、単調減少する電圧電流変換
器を用い、前記電流出力をコンデンサの充放電に用いて
三角波信号を発生し、該信号と基準電圧を電圧比較器で
比較し、それに応じてコンデンサの充放電を制御してパ
ルス出力を発生させることを特徴とするＰＷＭ制御発振
器。 - 【請求項５】請求項４において、電圧電流変換器に差動
増幅器を用い、差動増幅器の電流出力をコンデンサの充
放電に用いて三角波信号を発生し、該信号と基準電圧を
電圧比較器で比較し、それに応じてコンデンサの充放電
を制御してパルス出力を発生させることを特徴とするＰ
ＷＭ制御発振器。 - 【請求項６】請求項５において、前記充放回路は、電差
動増幅器の電流出力に比例してコンデンサを充電し、該
充電電荷の２倍の電流値で放電し、放電電流のみをスイ
ッチでオンオフしてコンデンサの充放電を制御すること
を特徴とするＰＷＭ制御発振器。 - 【請求項７】請求項５において、差動増幅器の電流出力
に比例してコンデンサの充電に用いる電流値と、放電に
用いる電流値を等しくして、充放電電流をともに相補的
にスイッチでオンオフしてコンデンサの充放電を制御さ
せることを特徴とするＰＷＭ制御発振器。 - 【請求項８】請求項６及び、７のいずれかにおいて、差
動増幅器の電流出力に対してコンデンサの充放電に用い
る電流値を比例関係を持たせたまま、一定割合で減少さ
せて、コンデンサの充放電に用いることを特徴とするＰ
ＷＭ制御発振器。 - 【請求項９】請求項２において、制御入力電圧をＡ／Ｄ
変換し、デューティ及びＰＷＭ周波数をパターンとして
記憶したものとの比較演算により、パルス出力を発生さ
せることを特徴とするＰＷＭ制御発振器。 - 【請求項１０】請求項２において、制御入力電圧をＶ／
Ｆ変換し、デューティ一定にたいして周波数のみを変化
して、周波数出力をＤ／Ａ変換器のクロックに用いて基
準三角波を発生させ、制御入力電圧と電圧比較器で比較
してパルス出力を発生させることを特徴とするＰＷＭ制
御発振器。 - 【請求項１１】請求項２において、車両用発電機制御装
置のＰＷＭ制御に用いたことを特徴とする半導体パワー
スイッチのＰＷＭ制御発振器。 - 【請求項１２】請求項８において、前記ＰＷＭ制御発振
器のコンデンサを前記半導体パワースイッチと一定距離
で平行に配置し、前記電流を充放電する回路をコンデン
サに隣接し、半導体パワースイッチの反対側に配置して
集積化したことを特徴とする半導体パワースイッチのＰ
ＷＭ制御発振器。 - 【請求項１３】制御入力電圧に対して、出力ＰＷＭ周波
数がデューティの最小と最大で低下するＰＷＭ制御発振
器を備えたことを特徴とする半導体充電制御装置。 - 【請求項１４】請求項１３において、制御入力電圧に対
してデューティが単調増加、もしくは単調減少し、出力
ＰＷＭ周波数がデューティの５０％付近で最大となり、
０％及び、１００％にて最小になる二乗関数特性を有す
るＰＷＭ制御発振器であることを特徴とする半導体充電
制御装置。 - 【請求項１５】請求項１３において、制御入力電圧に対
して出力電流が単調増加、或は、単調減少する電圧電流
変換器を用い、前記電流出力をコンデンサの充放電に用
いて三角波信号を発生し、該信号と基準電圧を電圧比較
器で比較し、それに応じてコンデンサの充放電を制御し
てパルス出力を発生させるＰＷＭ制御発振器を備えるこ
とを特徴とする半導体充電制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1974591A JPH04261344A (ja) | 1991-02-13 | 1991-02-13 | Ｐｗｍ制御発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1974591A JPH04261344A (ja) | 1991-02-13 | 1991-02-13 | Ｐｗｍ制御発振器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04261344A true JPH04261344A (ja) | 1992-09-17 |
Family
ID=12007874
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1974591A Pending JPH04261344A (ja) | 1991-02-13 | 1991-02-13 | Ｐｗｍ制御発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04261344A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111490666A (zh) * | 2020-02-17 | 2020-08-04 | 杨斌 | 一种pwm调制方法、模块及pwm控制系统 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61294919A (ja) * | 1985-06-22 | 1986-12-25 | Pioneer Electronic Corp | 電圧制御発振回路 |
| JPH02241399A (ja) * | 1989-03-15 | 1990-09-26 | Hitachi Ltd | 自動車用充電発電機制御装置 |
-
1991
- 1991-02-13 JP JP1974591A patent/JPH04261344A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61294919A (ja) * | 1985-06-22 | 1986-12-25 | Pioneer Electronic Corp | 電圧制御発振回路 |
| JPH02241399A (ja) * | 1989-03-15 | 1990-09-26 | Hitachi Ltd | 自動車用充電発電機制御装置 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111490666A (zh) * | 2020-02-17 | 2020-08-04 | 杨斌 | 一种pwm调制方法、模块及pwm控制系统 |
| CN111490666B (zh) * | 2020-02-17 | 2021-03-26 | 杨斌 | 一种pwm调制方法、模块及pwm控制系统 |
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