JPH04264852A - データ伝送装置および方法 - Google Patents

データ伝送装置および方法

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JPH04264852A
JPH04264852A JP3274910A JP27491091A JPH04264852A JP H04264852 A JPH04264852 A JP H04264852A JP 3274910 A JP3274910 A JP 3274910A JP 27491091 A JP27491091 A JP 27491091A JP H04264852 A JPH04264852 A JP H04264852A
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signal
bits
probability
region
regions
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JP3274910A
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Arthur R Calderbank
アーサー　ロバート　カルダーバンク
Lawrence H Ozarow
ローレンス　エイチ．　オザロー
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AT&T Corp
Original Assignee
American Telephone and Telegraph Co Inc
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Publication date
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/25—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM]
    • H03M13/256—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM] with trellis coding, e.g. with convolutional codes and TCM
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
    • H04L27/3416—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes
    • H04L27/3427—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes in which the constellation is the n - fold Cartesian product of a single underlying two-dimensional constellation
    • H04L27/3438—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes in which the constellation is the n - fold Cartesian product of a single underlying two-dimensional constellation using an underlying generalised cross constellation

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  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、多次元信号方式を利用
した通信システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】データ通信システムはしばしば多次元信
号方式を使用する。多次元信号方式の例は米国特許第４
，０８４，１３７号（１９７８年４月１１日発行、発明
者：Ｇ．Ｒ．ウェルティ（Ｇ．　Ｒ．　Ｗｅｌｔｉ））
に開示されている。このシステムでは、複数のデータ・
ビットからなる入力ワードの可能な値のそれぞれが、多
次元の信号点に割り当てられる。この信号点は信号配列
から引き出され、その妥当性はピーク対平均パワー比（
ＰＡＲ）によって部分的に測定される。
【０００３】特に、ＰＡＲは、配列の信号点を伝送する
のに要する最大信号パワーの平均信号パワーに対する比
によって定義される。周知のように、チャネルが受ける
非線形歪みおよび摂動に対する配列の感受性は直接ＰＡ
Ｒとともに変化する。従って、信号点伝送に悪影響を与
える非線形歪みおよび摂動の存在にもかかわらず信号点
が正確に回復されるために、低いＰＡＲを有する配列が
所望される。
【０００４】多次元信号方式における信号配列の信号点
は、Ｎ次元空間（ただしＮ≧２）の閉領域内に一様に分
布する。周知のように、この閉領域の形は平均信号パワ
ーに影響する。従って、伝送パワーを保存するように平
均信号パワーが最小化されるような方法で配列の形を決
定することが所望される。「形利得」という語は、配列
の形による平均信号パワーの減少を表す。特にこれは、
同一の体積および次元Ｎを有する立方体に対して、ある
形を有する信号配列に固有の平均信号パワーの相対的減
少として定義される。
【０００５】実際、球状信号配列は、各次元Ｎに対して
理論的に最大の、すなわち、完全な形利得を与える。さ
らに、配列の形利得は、配列の次元を増加させることに
よって改善されることも可能である。これはＣ．Ｅ．シ
ャノン（Ｃ．　Ｅ．　Ｓｈａｎｎｏｎ）の古典的な論文
「ノイズ存在下での通信」（「Ｐｒｏｃ．　ＩＲＥ」第
３７巻１０〜２１ページ、１９４９年１月）に説明され
ている。実際、球状配列の形利得は、次元Ｎが無限大に
なると１．５３ｄＢに近づく。この形利得は「漸近形利
得」と呼ばれる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかし実際には、漸近
形利得は、信号配列の信号点をアドレッシングする回路
を実現する際の問題点によって低下する。与えられた信
号速度に対し、必要な信号点の数は配列の次元とともに
指数関数的に増大する。従って、アドレッシング回路の
複雑さは極度に増大し、それに従ってその速度は低下す
る。このため、次元が非常に大きくなると、このような
アドレッシング回路は必然的に遅くなり、与えられた信
号速度をサポートすることができない。
【０００７】信号点をアドレッシングする方式を単純化
することによって回路の複雑さの問題を解決する試みが
なされてきた。ブロック・コード化に対するこのような
試みの１つは、米国特許第４，５０７，６４８号（１９
８５年３月２６日発行、発明者：コンウェイ（Ｃｏｎｗ
ａｙ）他）に説明されているアドレッシング技術を使用
する。 この技術は、比較的単純なアドレッシング方式を実現し
てはいるが、非常に高いＰＡＲを要求する特定の種類の
配列の使用に通信システムを過度に制限している。
【０００８】もう１つの試みは重畳コード化に関連し、
米国特許第４，７１３，８１７号（１９８７年１２月１
５日発行、発明者：ウェイ（Ｗｅｉ））で提案された技
術を使用する。この技術によれば、Ｎ次元信号点は、複
数の構成２次元信号点を所定の方法で連結することによ
って形成され、各Ｎ次元信号点はこれらの構成２次元信
号点によってアドレッシングされる。重要なことは、こ
の技術を使用した配列は比較的低いＰＡＲを有するが、
非常に小さい形利得しか有しない。
【０００９】従って、低いＰＡＲおよび高い形利得を有
するのみならず、信号点を効率的にアドレッシングする
ことが可能な技術が所望される。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、信号配列を複
数の領域に分割することによって、従来技術の制限を克
服している。この信号配列は、伝送されるデータを表現
するのに通常必要とされるよりも多くの信号点からなる
。配列は、各領域が等しい数の信号点からなるように分
割される。これらの領域からの信号点の選択は、どの領
域内の信号点も等確率で選択され、ある領域の任意の信
号点を選択する確率は他の領域とは異なるように、確率
分布によって支配される。
【００１１】都合の良いことに、所定の方法で確率分布
を選択することによって、信号配列の形利得は非常に増
大し、そのＰＡＲは所望されるように減少する。さらに
、この形利得は、領域の数を増加させることによって所
望されるだけ漸近形利得に近づけることができる。また
、上記の方法、すなわち、配列を複数の領域に分割し、
確率分布に従ってそれらの領域から信号点を選択すると
いう方法によって、例えば、単純な参照テーブルを使用
して信号点をアドレッシングするといった容易な方式が
実現される。
【００１２】
【実施例】図１はデータ通信システムにおける送信機１
０を例示している。伝送されるデータ・ビットは、送信
機１０によってデータ送信装置１０１から受信され、２
８個のグループにまとめられる。各グループは８次元（
８Ｄ）チャネル・シンボルすなわち信号点へとトレリス
・コード化され、この信号点は本発明の原理に従って所
定の８次元信号配列から選択される。各８次元シンボル
は、４個の連続するボー間隔（Ｔ＝１／２７４２．８５
７１秒）の間に４個の２次元両側波帯直交キャリア（Ｄ
ＳＢ−ＱＣ）パルスとして通信チャネル１５上を伝送さ
れる。従って、データ・ビットは毎秒４／Ｔ＝６８５．
７１４２個の８次元シンボルの速さで通信され、データ
伝送速度は１９．２Ｋｂｐｓとなる。
【００１３】特に、送信機１０内のスクランブラ１０４
がデータ送信装置１０１（例えば、ディジタル・コンピ
ュータ）からデータ・ビットのストリームを受信する。 スクランブラ１０４は、従来の設計であって、変調器１
４１によって最終的に発生されるＤＳＢ−ＱＣ信号のス
ペクトルにわたるエネルギーの集中を避けるために、デ
ータ・ビットを擬似乱数化する。
【００１４】８Ｄシンボル・グループ同期装置１０６は
スクランブルされたビットを２８ビットのグループにま
とめ、これらのグループは前記の６８５．７１４２シン
ボル／秒のシンボル速度でソース・コーダ１１１に送ら
れる。（一般の場合、グループ同期装置はスクランブル
されたビットをｐｑ／２ビットのグループにまとめる。 ただし、ｐはコード化技術の次元、ｑは各２次元ＤＳＢ
−ＱＣパルス・ボー間隔内にコード化された入力ビット
の数である。本実施例では、ｐ＝８およびｑ＝７である
。）
【００１５】各シンボル間隔中に、ビットＸ１、Ｘ２、
‥‥‥、Ｘ２８からなる２８ビットのグループがソース
・コーダ１１１によって受信され、そのうちトレリス・
エンコーダ１１８がビットＸ１、Ｘ２およびＸ３を取る
。トレリス・エンコーダ１１８は、例えば、従来設計の
系統的３／４−６４状態エンコーダである。このトレリ
ス・エンコーダ１１８は、受信機での最尤デコード技術
の使用を可能にするために、２８ビット・グループに冗
長性を導入する。この冗長性は、ビットＸ１，Ｘ２およ
びＸ３に対応してトレリス・エンコーダ１１８で発生さ
れる追加ビットＹ１の形をとる。
【００１６】トレリス・エンコーダ１１８によって実現
されるトレリス・コードはこの冗長性を使用して、通信
システムにいわゆる「コード化利得」を与える。これは
、付加的ノイズのようなランダムなチャネル障害に対す
る高度な耐性の形で現れる。差動エンコーダ１１０は、
標準的な方法でビットＸ４およびＸ５を処理して、チャ
ネル１５内での位相ヒットの結果として起こり得るシン
ボル配列の「回転」にもかかわらず、伝送されるシンボ
ルを受信機が正確に回復することを可能にする。差動エ
ンコーダ１１０の出力は、ビットＹ２およびＹ３からな
り、ビット変換器１２２に送られる。ビット変換器１２
２には、Ｘ６，Ｘ７、ならびに上記のビットＸ１，Ｘ２
，Ｘ３およびＹ１も送られる。
【００１７】本実施例では、一般的なトレリス・コード
化装置においてのように、信号配列の信号点はサブセッ
トに分割される必要がある。実際、本実施例では１６個
のサブセットが存在する。ビットＸ１，Ｘ２，Ｘ３およ
びＹ１は、信号点が最終的にチャネル・コーダ１３２に
よって選択される個々のサブセットを表す。上記のよう
に、各８次元チャネル・シンボルは４個の２次元ＤＳＢ
−ＱＣパルスとしてチャネル１５上を伝送される。
【００１８】特に、２次元ＤＳＢ−ＱＣパルスの発生は
、２次元（２Ｄ）信号配列のセットを使用して実行され
る。これらの２Ｄ配列はそれぞれパルス成分の各ペアを
表すために使用され、これらのパルス成分は、２次元Ｄ
ＳＢ−ＱＣパルスの特定の１つによって表現される。 各８次元シンボルにはこのようなパルス成分の４個のペ
アが存在するため、４個のこのような２Ｄ配列が使用さ
れる。これらの４個の２Ｄ配列は、本実施例で使用され
る８次元信号配列を特徴づけるものであり、一般的に構
成２Ｄ配列と呼ばれる。（４個の構成２Ｄ配列はすべて
互いに相異なる必要はない。実際、本実施例ではこれら
は同一である。）
【００１９】図１とともに図２を参照すると、２Ｄ配列
は複数の２次元信号点からなり、それぞれ、多くの相異
なる可能な２次元ＤＳＢ−ＱＣパルスのうちの特定の１
つに付随している。従って、４個のこのような信号点（
各２Ｄ配列から１つずつ）が識別されると、伝送される
８次元シンボルを表現する４個の２次元ＤＳＢ−ＱＣパ
ルスの全体が識別される。２Ｄ配列内の各信号点に付随
する横座標および縦座標はそれぞれ、特定の２次元ＤＳ
Ｂ−ＱＣパルスによって表現されるパルス成分のペアの
同相（Ｉ）および直交（Ｑ）振幅を表す。
【００２０】特定の２次元信号点が特定の２Ｄ配列内で
識別される方法は、２次元信号点を区画に分割すること
を含む。特に、信号点はＡ，Ｂ，ＣおよびＤと名付けら
れた４個のこのような区画に分割される。図２に示され
るように、１６個の中央の点はそれぞれどの区画に属す
るかを示すようにラベルされている。残りの２次元信号
点の個々の区画への割当は、図示されたパターンに従う
。
【００２１】８次元信号配列の上記の１６個のサブセッ
トはそれぞれ４個の２次元信号点区画（４個の構成２Ｄ
配列のそれぞれから１つずつ）の特定の組合せによって
特徴づけられる。これらの４個の構成配列は、上記のよ
うに、本実施例では互いに同一である。例えば、１６個
のサブセットのうちの特定の１つ（例えば、サブセット
０）に対するこのような組合せのセットは、次の１６個
の組合せからなる。 ＡＡＡＡ　　ＣＣＣＣ　　ＡＢＡＢ　　ＣＤＣＤＡＡＢ
Ｂ　　ＣＣＤＤ　　ＡＢＢＡ　　ＣＤＤＣＢＢＡＡ　　
ＤＤＣＣ　　ＢＡＡＢ　　ＤＣＣＤＢＢＢＢ　　ＤＤＤ
Ｄ　　ＢＡＢＡ　　ＤＣＤＣ他の１５個のサブセットも
それぞれ同様に、区画の１６個の組合せの各セットを特
徴づける８次元シンボルからなる。
【００２２】識別されたサブセットに付随する４個の区
画の特定の組合せの識別は、ビット変換器１２２によっ
て実行される。特に、ビット変換器１２２は、ビットＸ
１〜Ｘ３，Ｙ１〜Ｙ３、Ｘ６およびＸ７を処理し、ビッ
トＸ１，Ｘ２，Ｘ３およびＹ１は上記のようにサブセッ
ト識別ビットである。ビットＺ１，Ｚ２，‥‥‥，Ｚ８
からなるビット変換器１２２の出力ワードは、４個の２
次元信号点区画の特定の組合せを決定する。
【００２３】特定の２次元信号点が特定の２Ｄ信号配列
内で識別される方法はさらに、コード化方式に関係する
。このコード化方式は以下で詳細に説明される。今のと
ころは、このようなコード化方式が、各構成２Ｄ配列を
相異なる領域に分割することを必要とすることを知って
いれば十分である。図２に示されるように、構成２Ｄ配
列は３個の領域に分割される。
【００２４】第１領域は２Ｄ配列の中央の正方形を占有
し、一点鎖線で示されている。この第１領域は以下では
Ω１と呼ばれる。第２領域は、実線で示されており、４
個の長方形からなり、それぞれ中央の正方形の辺に接し
ている。この第２領域は以下ではΩ２と呼ばれる。第３
領域は、破線で示されており、８個の一番外側の四角形
からなり、そのうちの４個は長方形で残りは正方形であ
る。この第３領域は以下ではΩ３と呼ばれる。本発明に
従って、各領域は等しい数の信号点を含む。この例では
、各領域には６４個の信号点がある。Ω１、Ω２および
Ω３内の信号点はそれぞれ以下ではＲ１，Ｒ２およびＲ
３と表される。
【００２５】図１を参照すると、領域セレクタ１２４が
上記のコード化方式を実現し、各シンボル間隔中に８Ｄ
シンボル・グループ同期装置１０６からビットＸ８〜Ｘ
１２からなる５ビット・ワードを受信する。領域セレク
タ１２４は受信した５ビットワードをペアで処理する。 ビットＸ８〜Ｘ１２からなる５ビット・ワードを受信す
ると、領域セレクタ１２４はこのワードを対応する直前
の５ビット・ワード（そのビットはＸ８’〜Ｘ１２’と
表される）とともに処理する。これらのビットは直前の
シンボル間隔中はバッファ（図示せず）に格納される。
【００２６】この５ビット・ワードのペアに対応して、
領域セレクタ１２４は、第１および第２サブワードから
なる１６ビットの領域シーケンスを発生する。第１およ
び第２サブワードはそれぞれ８ビットを有する。領域シ
ーケンスは、８個の２次元信号点が後続の２個のシンボ
ル間隔中に選択される２Ｄ配列領域の組合せを示す。特
に、領域シーケンスの第１サブワードは、ビットＺ９〜
Ｚ１６からなり、現在のシンボル間隔中に伝送される４
個の２次元ＤＳＢ−ＱＣパルスの集合の領域情報を含み
、第２サブワードは、そのビットはＺ９’〜Ｚ１６’と
表され、直後のシンボル間隔中の領域情報を含む。この
ため、領域セレクタ１２４は現在のシンボル間隔中に第
１サブワードを出力し、しばらくの間もう１つのバッフ
ァ（図示せず）に、直後のシンボル間隔中に出力される
第２サブワードを格納する。
【００２７】各構成２Ｄ配列内の特定の２次元信号点を
識別する機能は、チャネル・コーダ１３２によって実現
される。各２次元信号点は、図２に示されているように
、２個の１６進数すなわち８ビットで表現される。従っ
て、４個の各構成２Ｄ配列内の４個の２次元信号点を識
別するためには３２ビットを必要とする。チャネル・コ
ーダ１３２は、８Ｄシンボル・グループ同期装置１０６
からのＸ１３〜Ｘ２８と、区画および領域識別情報をそ
れぞれ含む上記のＺ１〜Ｚ１６ビットからなる３２ビッ
トに対応して、特定のそのような集合を識別する。この
ため、ビットＸ１３〜Ｘ２８は、４個の各２Ｄ配列内で
すでに識別された領域および区画内の信号点の特定の集
合を識別する。
【００２８】チャネル・コーダ１３２は、識別された４
個の信号点の集合を、同相および直交振幅の４個の対応
するペアに写像する。チャネル・コーダ１３２はさらに
、各振幅を表現する４個のペアの信号を発生する。例え
ば、チャネル・コーダ１３２は、図２の２次元信号点０
０、０１、０２および０３のそれぞれに対応して、同相
および直交振幅のペアを表現する信号（１，１）、（−
１，１）、（−１，−１）および（１，−１）を発生す
る。
【００２９】チャネル・コーダ１３２の出力は変調器１
４１に送られる。この変調器は４個の２次元ＤＳＢ−Ｑ
Ｃ信号を発生する。この信号のキャリアはコーダ１３２
によって指定された同相および直交振幅を有する。この
ように発生されたＤＳＢ−ＱＣ信号は、通常のスペクト
ル形成の後、信号ｘ（ｔ）としてチャネル１５に送られ
る。
【００３０】次に、表１および表２を同時に参照して、
本実施例で使用されるコード化方式の詳細な説明に入る
。
【００３１】
【表１】
【００３２】
【表２】
【００３３】このコード化方式は、８個の連続する２次
元信号点がそれぞれ構成２Ｄ配列の領域（Ω１、Ω２お
よびΩ３）のうちの１つから所定の方法で選択されるこ
とを要求する。表２に示されているように、これらの８
個の連続する２次元信号点は、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４
，Ｓ１’，Ｓ２’，Ｓ３’およびＳ４’で表され、２個
のシンボル間隔中に４個の各構成２Ｄ配列から取られる
。（添字１、２、３および４は、信号点が４個の各構成
２Ｄ配列のそれぞれから選択されたことを示すために使
用されている。）特に、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３およびＳ４の
組合せは、第１シンボル間隔中に選択され、Ｓ１’，Ｓ
２’，Ｓ３’およびＳ４’の組合せは、その直後のシン
ボル間隔中に選択される。
【００３４】表１を参照すると、列Ｉは、本コード化方
式に従って８個の連続する信号点が選択される領域の組
合せの１３個のクラスが存在することを示している。特
に、クラス１では、列ＩＩに示されるように、これらの
８個の連続する信号点がすべてΩ１から選択されること
が要求される。列ＩＩＩは、この要求が、可能な領域の
組合せがただ１つ生じることを示す。
【００３５】特に、列ＩＶに示されているような（Ｘ８
’Ｘ９’Ｘ１０’Ｘ１１’Ｘ１２’Ｘ８Ｘ９Ｘ１０Ｘ１
１Ｘ１２）＝（００００００００００）という入力シー
ケンスに対応して、本コード化方式を実現する領域セレ
クタ１２４は、クラスＩ内のこの組合せを示す領域シー
ケンスを出力する。領域シーケンスの構成は以下でさら
に詳細に説明される。 現時点では、相異なる各入力シーケンスに対し、領域シ
ーケンスが所定の方法で割り当てられることに注意すれ
ばよい。
【００３６】クラス２では、８個の連続する信号点のう
ちの任意の７個がΩ１から選択され、残りの１個がΩ２
から選択されることが要求され、これによって可能な領
域の組合せが８個生じる。特に、（０００００００００
１）から（０００００００１００）までの８個の入力シ
ーケンスのうちの１つに対応して、領域セレクタ１２４
は、クラス２内のこれらの８個の可能な領域の組合せの
うちの１つを示す領域シーケンスを出力する。
【００３７】同様に、クラス３〜１２がそれぞれ、表１
に示されるように、Ω１、Ω２およびΩ３からの信号点
の特定の選択に基づいて実現される。入力シーケンスの
数が２１０＝１０２４個に制限されていることから、ク
ラス１〜１３の対応する総数１０２４個の領域組合せに
到達するためには、クラス１３には９７個の領域組合せ
しか要求されない。これらの９７個の組合せは、８個の
連続する信号点のうちの４個がΩ１から、２個がΩ２か
ら、残りの２個がΩ３から選択されるという要求をそれ
ぞれ満足する４２０個の可能な領域組合せから任意に選
択される。
【００３８】表２は、クラス１〜１３のそれぞれに許容
される領域シーケンスの例を示す。例えば、クラス８で
は、表１に示されるように、８個の連続する信号点のう
ちの任意の５個がΩ１から、２個がΩ２から、１個がΩ
３から選択されるように要求されるが、領域シーケンス
の例は、表２の列ＩＩに示されるように、（Ｓ１Ｓ２Ｓ
３Ｓ４Ｓ１’Ｓ２’Ｓ３’Ｓ４’）＝（Ｒ２Ｒ１Ｒ３Ｒ
２Ｒ１Ｒ１Ｒ１Ｒ１）である。
【００３９】すなわち、これらの信号点はそれぞれ、Ｓ
１およびＳ４がΩ２から、Ｓ３がΩ３から選択される以
外は、Ω１から選択される。（１６７個の他の領域シー
ケンスの例は、ここには図示されないが、それぞれクラ
ス８領域選択条件を満たす。これらの他の領域シーケン
スは、当業者にはここまでの説明に基づいて明らかであ
るため、それらの特別の組合せについてはここで説明を
要しない。）
【００４０】領域セレクタ１２４は、８個の連続する信
号点のそれぞれに対する領域情報を表す２進ビットで領
域シーケンスを出力する。本実施例では、領域シーケン
スの２進ビットはペアで配置され、ビット・ペアは、次
のように対応する領域情報を表す：Ｚ９およびＺ１０は
Ｓ１、Ｚ１１およびＺ１２はＳ２、Ｚ１３およびＺ１４
はＳ３、Ｚ１５およびＺ１６はＳ４、Ｚ９’およびＺ１
０’はＳ１’、Ｚ１１’およびＺ１２’はＳ２’、Ｚ１
３’およびＺ１４’はＳ３’、Ｚ１５’およびＺ１６’
はＳ４’。
【００４１】ビット・ペアには、付随する信号点がＲ１
である場合に２進数００、信号点がＲ２である場合は０
１、信号点がＲ３である場合は１０がそれぞれ割り当て
られる。従って、引き続き上記のクラス８の例では、領
域セレクタ１２４によって出力される対応する領域シー
ケンスは、列ＩＩＩに示されるように（Ｚ９Ｚ１０Ｚ１
１Ｚ１２Ｚ１３Ｚ１４Ｚ１５Ｚ１６Ｚ９’Ｚ１０’Ｚ１
１’Ｚ１２’Ｚ１３’Ｚ１４’Ｚ１５’Ｚ１６’）＝（
０１００１００１００００００００）である。
【００４２】実際、この２進シーケンスは次のことを示
す：Ｓ１およびＳ４は、それぞれのビット・ペア（Ｚ９
Ｚ１０）および（Ｚ１５Ｚ１６）がそれぞれ（０１）に
等しいため、Ｒ２である；Ｓ３は、（Ｚ１３Ｚ１４）が
（１０）に等しいため、Ｒ３である；そして、残りの信
号点はすべて、それぞれのビット・ペアが（００）に等
しいため、Ｒ１である。同様に、他のクラス内のの領域
シーケンスが同じ原理に基づいて形成される。
【００４３】上記のコード化方式の使用から、本配列は
０．５８ｄＢの形利得を達成することが示される。（こ
の形利得は、領域の数を増加させることによって改善で
きることも示される。実際、領域の数が十分大きく選択
された場合、実質的に漸近形利得（１．５３ｄＢ）に到
達することが可能である。）また、この配列とともに本
コード化方式を使用することによって、２．７７のＰＡ
Ｒが達成される。
【００４４】形利得とＰＡＲのこの組合せは、従来の信
号方式によって達成される組合せに比べて優れている。 この優越性は、信号配列を複数の領域へ分割することを
広く包含し、各領域が等しい数の信号点を含むという本
発明の概念に帰せられる。本発明の概念はさらに、任意
の１領域内の信号点が等確率で伝送のために選択される
ように、コード化方式の設計による確率分布に従って信
号点の選択を制御することを包含する。
【００４５】他方、１領域内の任意の信号点を選択する
確率は他の領域とは異なる。本発明によれば、確率分布
は、比較的低い伝送パワーを要する信号点がより頻繁に
伝送されるように選択され、これによって配列の平均信
号パワーが所望されるように低く保持される。本実施例
では、上記のコード化方式の使用から生じる確率分布は
、Ｒ１（Ω１からの信号点）、Ｒ２（Ω２からの信号点
）およびＲ３（Ω３からの信号点）を選択する確率がそ
れぞれ１２０５／２０４８，１０５３／４０９６および
６３３／４０９６となるようなものである。
【００４６】本発明によれば、形利得とＰＡＲの所望さ
れる組合せは、現在の８次元配列を複数の８次元領域に
分割し、ある確率分布に従ってそれらの領域からの８次
元信号点の選択を制御することによっても達成される。 しかし、この方法は、これまで説明されたように各構成
２Ｄ配列を領域に分割することを含む方法よりも実現す
るには複雑であることが示される。これは、後者の方法
が単純な参照テーブルを使用して容易に実現されるとい
う事実による。
【００４７】上記の信号ｘ（ｔ）は、チャネル１５内で
、ガウス型ノイズ、位相ジッタ、周波数オフセットおよ
びシンボル間干渉のような障害によって損傷を受ける。 図３に示されるように、受信機３０は、ｘ（ｔ）に付随
する信号ｘ’（ｔ）を受信する。周知の方法によって、
この信号ｘ’（ｔ）は受信機３０内で、エイリアス除去
フィルタおよび自動利得制御（ＡＧＣ）回路からなるア
ナログ・インタフェース３０７に送られる。
【００４８】その結果生じた信号は次に、入力のディジ
タル・サンプルを形成するＡ／Ｄ変換器３０９に送られ
る。このディジタル・サンプルは帯域フィルタ／分相器
３１４に送られる。帯域フィルタ／分相器３１４は、デ
ィジタル・サンプルのディジタル帯域フィルタリングさ
れたバージョンとそのヒルベルト変換を、それぞれケー
ブル３１５および３１６上に発生する。
【００４９】これらのケーブルは等化器／復調器３３１
の入力に達する。各ボー間隔に対し、等化器／復調器３
３１は、現在処理されている受信された２次元キャリア
・パルスの同相および直交成分の値をそれぞれ表現する
等化されたベースバンド出力のペアを発生する。等化器
は、例えば、全チャネルの障害を完全に補償することは
できないため、この値は一般にはちょうど整数にはなら
ない。従って、等化器／復調器３３１の出力から、伝送
された値として最も可能性のあるものは何かを決定する
ことが残る。
【００５０】この目的のため、８Ｄシンボル・グループ
同期装置３３０が、等化器／復調器の出力の４個のペア
をまとめて８次元シンボル・グループを形成する。８Ｄ
シンボル・グループ同期装置３３０の出力はヴィテルビ
・デコーダ３３４に送られる。ヴィテルビ・デコーダ３
３４は、通常の方法で、すべての許容される可能性から
８次元シンボル値の最も可能性のあるシーケンスを決定
し出力する。
【００５１】チャネル・デコーダ３４５は、図１のチャ
ネル・コーダ１３２によって実行されたのとは逆の機能
を実行する。特に、デコーダ３４５は、ヴィテルビ・デ
コーダ３３４によって決定された８次元シンボルに付随
するパルス成分の４個の同相および直交振幅のセットに
対応して、３２ビットのディジタル・ワードを回復する
。続いてチャネル・デコーダ３４５は、回復されたワー
ドから、図１の冗長ビットＹ１に対応する１ビットを除
去し、残りの３１ビットをソース・デコーダ３５０に送
る。
【００５２】ソース・デコーダ３５０も、図１のソース
・コーダ１１１によって実行されるのとは逆の機能を実
行する。この目的のため、ソース・デコーダ３５０によ
って受信された３１ビットは、ビット・デコンバータ３
５４、領域デコーダ３５９およびデスクランブラ３６２
にそれぞれ７ビット、８ビットおよび１６ビット配分さ
れる。ビット・デコンバータ３５４からのデコンバート
された７ビットのうちの５ビットはデスクランブラ３６
２に送られ、残りの２個のデコンバートされたビットは
、デスクランブラ３６２に送られる前にさらに差動デコ
ーダ３５８によってデコードされる。
【００５３】領域デコーダ３５９は、図１の領域セレク
タ１２４によって実行されるのと逆の機能を実行し、付
加的な５ビットをデスクランブラ３６２に送る。結果と
して、デスクランブラ３６２は全部で２８ビットを受信
し、デスクランブルする。デスクランブルされたビット
はデータ受信装置３７１（例えば、コンピュータ端末）
に送られる。
【００５４】以上が本発明の原理の実施例であるが、多
くの変更が可能である。例えば、本発明の実施例の変形
は、データを搬送するための相異なる、または、相異な
る数のシンボル（相異なる同相および直交成分値を含む
）の選択を包含する。さらに、本発明は、実質的に任意
の型の配列（直線で囲まれたもの以外の配列（例えば、
円形）や、データ・シンボルが２次元よりも大きい配列
を含む）に適用可能である。さらに、本発明は、ブロッ
ク、重畳およびその他の種類のコード化アプリケーショ
ンや、例えばＱＡＭ、位相シフト・キーイングなどを含
むさまざまな種類の変調方式において等しく使用可能で
ある。
【００５５】多くの可能な方法はそれぞれ利点と欠点を
有する。以上の説明から明らかなように、個々のアプリ
ケーションに対して使用される本発明の実施例は、もち
ろん、そのアプリケーションの要求および特性に基づい
て選択されるべきである。
【００５６】
【発明の効果】以上述べたごとく、本発明によれば、低
いＰＡＲおよび高い形利得を有するのみならず、信号点
を効率的にアドレッシングすることが可能な技術が実現
される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理を実現するデータ通信送信機のブ
ロック図である。
【図２】本発明に従ってデータを通信するために使用さ
れる、８次元信号配列を構成する４個の同一の２次元信
号配列のうちの１つの図である。
【図３】本発明の原理を実現し、図１の送信機からのデ
ータを受信するデータ通信受信機のブロック図である。
【符号の説明】
１０　　送信機 １５　　通信チャネル ３０　　受信機 １０１　　データ送信装置 １０４　　スクランブラ １０６　　８Ｄシンボル・グループ同期装置１１０　　
差動エンコーダ １１１　　ソース・コーダ １１８　　トレリス・エンコーダ １２２　　ビット変換器 １２４　　領域セレクタ １３２　　チャネル・コーダ １４１　　変調器 ３０７　　アナログ・インタフェース ３０９　　Ａ／Ｄ変換器 ３１４　　帯域フィルタ／分相器 ３３０　　８Ｄシンボル・グループ同期装置３３１　　
等化器／復調器 ３３４　　ヴィテルビ・デコーダ ３４５　　チャネル・デコーダ ３５０　　ソース・デコーダ ３５４　　ビット・デコンバータ ３５８　　差動デコーダ ３５９　　領域デコーダ ３６２　　デスクランブラ ３７１　　データ受信装置

Claims (34)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】　　入力データに応じて信号配列内の信号
    点を選択する手段（１２４，１３２）と、前記信号配列
    は複数の領域からなり、各領域は等しい数の信号点を有
    し、前記選択手段は、任意の１領域内の信号点の選択が
    等しい確率であり、１領域内の任意の信号点の選択の確
    率が他の領域とは異なるように、所定の信号点確率分布
    に従って前記選択を実行し、選択された信号点を表す信
    号を伝送する手段（１５）とからなることを特徴とする
    データ伝送装置。
  2. 【請求項２】　　前記選択手段が、前記入力データ内の
    第１数のビットを第２数のビットに写像する手段からな
    り、前記第２数が前記第１数よりも大きいことを特徴と
    する請求項１の装置。
  3. 【請求項３】　　前記第２数のビットの所定のサブセッ
    トが前記所定の確率分布を決定することを特徴とする請
    求項２の装置。
  4. 【請求項４】　　前記信号配列が多次元であることを特
    徴とする請求項１の装置。
  5. 【請求項５】　　前記入力データがトレリス・コードで
    エンコードされることを特徴とする請求項１の装置。
  6. 【請求項６】　　前記所定の確率分布が、ピーク対平均
    パワー比（ＰＡＲ）を減少させ、前記信号配列に付随す
    る形利得を増加させるように設計されることを特徴とす
    る請求項１の装置。
  7. 【請求項７】　　信号配列内の複数の信号点を伝送する
    装置において、前記複数の信号点がそれぞれ入力データ
    を表し、前記装置が、前記配列内の複数の領域を定義す
    る手段（図２）（前記領域はそれぞれ等しい数の信号点
    を含む）と、前記の各領域に前記確率の相異なる値が割
    り当てられるように前記領域に複数の確率値を割り当て
    、前記領域のうちの任意の１領域内の信号点を、その１
    領域に割り当てられた確率値に等しい確率で選択する手
    段（１２４）とからなることを特徴とするデータ伝送装
    置。
  8. 【請求項８】　　前記装置が、前記入力データ内の第１
    数のビットを第２数のビットに写像する手段からなり、
    前記第２数が前記第１数よりも大きいことを特徴とする
    請求項７の装置。
  9. 【請求項９】　　前記信号配列が多次元であることを特
    徴とする請求項７の装置。
  10. 【請求項１０】　　前記入力データがトレリス・コード
    でエンコードされることを特徴とする請求項７の装置。
  11. 【請求項１１】　　前記複数の確率値が、ＰＡＲを減少
    させ、前記信号配列に付随する形利得を増加させるよう
    に決定されることを特徴とする請求項７の装置。
  12. 【請求項１２】　　データを通信するための、複数の信
    号点からなる信号配列を使用した通信システムにおいて
    、伝送のために前記信号配列内の前記信号点のうちのい
    くつかを選択する手段（１２４，１３２）と、前記信号
    配列は複数の領域からなり、各領域は等しい数の信号点
    を有し、前記選択手段は、任意の１領域内の信号点の選
    択が等しい確率であり、１領域内の任意の信号点の選択
    の確率が他の領域とは異なるように、所定の信号点確率
    分布に従って前記選択を実行し、選択された信号点を表
    す信号を伝送する手段（１５）と、前記信号に応じて前
    記選択された信号点を回復する手段（３５０）とからな
    ることを特徴とする通信システム。
  13. 【請求項１３】　　前記選択手段が、前記入力データ内
    の第１数のビットを第２数のビットに写像する手段から
    なり、前記第２数が前記第１数よりも大きいことを特徴
    とする請求項１２の装置。
  14. 【請求項１４】　　前記第２数のビットの所定のサブセ
    ットが前記所定の確率分布を決定することを特徴とする
    請求項１３の装置。
  15. 【請求項１５】　　前記信号配列が多次元であることを
    特徴とする請求項１２の装置。
  16. 【請求項１６】　　前記データがトレリス・コードでエ
    ンコードされることを特徴とする請求項１２の装置。
  17. 【請求項１７】　　前記所定の確率分布が、ＰＡＲを減
    少させ、前記信号配列に付随する形利得を増加させるよ
    うに設計されることを特徴とする請求項１２の装置。
  18. 【請求項１８】　　入力データに応じて信号配列内の信
    号点を選択するステップ（１２４，１３２）と、前記信
    号配列は複数の領域からなり、各領域は等しい数の信号
    点を有し、前記選択手段は、任意の１領域内の信号点の
    選択が等しい確率であり、１領域内の任意の信号点の選
    択の確率が他の領域とは異なるように、所定の信号点確
    率分布に従って前記選択を実行し、選択された信号点を
    表す信号を伝送するステップ（１５）とからなることを
    特徴とするデータ伝送方法。
  19. 【請求項１９】　　前記選択ステップが、前記入力デー
    タ内の第１数のビットを第２数のビットに写像するステ
    ップからなり、前記第２数が前記第１数よりも大きいこ
    とを特徴とする請求項１８の方法。
  20. 【請求項２０】　　前記第２数のビットの所定のサブセ
    ットが前記所定の確率分布を決定することを特徴とする
    請求項１９の方法。
  21. 【請求項２１】　　前記信号配列が多次元であることを
    特徴とする請求項１８の方法。
  22. 【請求項２２】　　前記入力データがトレリス・コード
    でエンコードされることを特徴とする請求項１８の方法
    。
  23. 【請求項２３】　　前記所定の確率分布が、ＰＡＲを減
    少させ、前記信号配列に付随する形利得を増加させるよ
    うに設計されることを特徴とする請求項１８の方法。
  24. 【請求項２４】　　信号配列内の複数の信号点を伝送す
    る方法において、前記複数の信号点がそれぞれ入力デー
    タを表し、前記方法が、前記配列内の複数の領域を定義
    するステップ（図２）（前記領域はそれぞれ等しい数の
    信号点を含む）と、前記の各領域に前記確率の相異なる
    値が割り当てられるように前記領域に複数の確率値を割
    り当てるステップ（１２４）と、前記領域のうちの任意
    の１領域内の信号点を、その１領域に割り当てられた確
    率値に等しい確率で選択するステップ（１３２）とから
    なることを特徴とするデータ伝送方法。
  25. 【請求項２５】　　前記方法が、前記入力データ内の第
    １数のビットを第２数のビットに写像するステップから
    なり、前記第２数が前記第１数よりも大きいことを特徴
    とする請求項２４の方法。
  26. 【請求項２６】　　前記信号配列が多次元であることを
    特徴とする請求項２４の方法。
  27. 【請求項２７】　　前記入力データがトレリス・コード
    でエンコードされることを特徴とする請求項２４の方法
    。
  28. 【請求項２８】　　前記複数の確率値が、ＰＡＲを減少
    させ、前記信号配列に付随する形利得を増加させるよう
    に決定されることを特徴とする請求項２７の方法。
  29. 【請求項２９】　　データを通信するための信号配列を
    使用した通信システムにおいて使用される方法において
    、前記信号配列が複数の信号点を含み、前記方法が、伝
    送のために前記信号配列内の前記信号点のうちのいくつ
    かを選択するステップ（１２４，１３２）と、前記信号
    配列は複数の領域からなり、各領域は等しい数の信号点
    を有し、前記選択ステップは、任意の１領域内の信号点
    の選択が等しい確率であり、１領域内の任意の信号点の
    選択の確率が他の領域とは異なるように、所定の信号点
    確率分布に従って前記選択を実行し、選択された信号点
    を表す信号を伝送するステップ（１５、３５０）と、前
    記信号に応じて前記選択された信号点を回復するステッ
    プとからなることを特徴とするデータ通信方法。
  30. 【請求項３０】　　前記選択ステップが、前記入力デー
    タ内の第１数のビットを第２数のビットに写像するステ
    ップからなり、前記第２数が前記第１数よりも大きいこ
    とを特徴とする請求項２９の方法。
  31. 【請求項３１】　　前記第２数のビットの所定のサブセ
    ットが前記所定の確率分布を決定することを特徴とする
    請求項３０の方法。
  32. 【請求項３２】　　前記信号配列が多次元であることを
    特徴とする請求項２９の方法。
  33. 【請求項３３】　　前記データがトレリス・コードでエ
    ンコードされることを特徴とする請求項２９の方法。
  34. 【請求項３４】　　前記所定の確率分布が、ＰＡＲを減
    少させ、前記信号配列に付随する形利得を増加させるよ
    うに設計されることを特徴とする請求項２９の装置。
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