JPH04265666A - 帰還ダイオード付き２石フォワードコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、小形化に有効な帰還ダ
イオード付き２石フォワードコンバータに関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】コンバータとは、スイッチ素子をスイッ
チングして直流電圧を一旦交流電圧に変え、トランスに
よって昇圧あるいは降圧した後、整流平滑して再び直流
電圧に変換することにより、効率の高い直流電圧の変換
を実現する電力変換器である。従来、この種のコンバー
タとしては、２個のスイッチ素子を用いた図８に示す帰
還ダイオード付き２石フォワードコンバータが知られて
いる。

【０００３】この従来例の２石フォワードコンバータの
構成部分として、図中の１は直流入力電源、２は第１の
スイッチ素子、３は第２のスイッチ素子、４はトランス
、５は第１のダイオード、６は第２のダイオード、７は
出力整流用素子、８は出力フライホイール用素子、９は
出力平滑用チョークコイル、１０は出力平滑用コンデン
サ、１１は負荷、１２は第１のスイッチ素子駆動回路、
１３は第２のスイッチ素子駆動回路、１４はトランス４
の１次巻線、１５はトランス４の２次巻線を示している
。

【０００４】上記におけるトランス４の１次巻線１４側
の接続においては、その巻き始めを第１のスイッチ素子
２を通して直流入力電源１のプラス端子に接続し、その
巻き終りを第２のスイッチ素子３を通して直流入力電源
１のマイナス端子に接続している。第１および第２のス
イッチ素子駆動回路１２，１３の入力にはスイッチ素子
駆動信号Ｄが接続され、各出力はそれぞれ対応する第１
および第２のスイッチ素子２，３のゲート端子に接続さ
れている。帰還用の第１のダイオード５は、直流入力電
源１のマイナス側からトランス４の１次巻線１４の巻き
始めに向かって順方向に接続され、帰還用の第２のダイ
オード６はトランス４の２次巻線４の巻き終りから直流
入力電源１のプラス側に向かって順方向に接続されてい
る。一方、トランス４の２次巻線１５側の接続において
は、２次巻線１５の巻き始め→出力整流用素子７→出力
平滑用チョークコイル９→出力平滑用コンデンサ１０→
２次巻線１５の巻き終りという回路が形成され、負荷１
１は出力平滑用コンデンサ１０に並列に接続されている
。また、出力フライホイール用素子８が、出力整流用素
子７と出力平滑用チョークコイル９との接続点と２次巻
線１５の巻き終りの間に接続されている。

【０００５】このように構成されている従来例の回路動
作を図９および図１０を参照して説明する。図９は上記
従来例の動作波形図を示し、（ａ）はスイッチ素子駆動
信号Ｄの波形であり、スイッチ素子２，３のオン／オフ
のスイッチングを一定周期で制御する。また、（ｂ）は
第１のスイッチ素子２の電圧ｖ１の波形、（ｃ）は第２
のスイッチ素子３の電圧ｖ２の波形、（ｄ）はトランス
４の１次巻線１４の電圧ｖｔの波形を示している。図中
のＶｉは直流入力電源１の電圧である。また、図１０は
トランス４のリセット動作を説明するための図１の等価
回路を示している。ここで、２１は第１のスイッチ素子
２の出力容量、３１は第２のスイッチ素子３の出力容量
、４１はトランス４の励磁インダクタンスである。図９
において、各スイッチ素子２，３、各駆動回路１２，１
３およびトランス４の１次巻線１４の特性がそろってい
る場合の回路動作について、以下に述べる。

【０００６】まず、２個のスイッチ素子２，３が同時に
オンすると、トランス４の２次巻線１５に電力を供給す
ると共に、トランス４の励磁インダクタンス４１にはオ
ン期間に比例した励磁エネルギーが蓄積される。次に、
２個のスイッチ素子２，３が共にオフすると、直流入力
電源１のプラス側→出力容量２１→トランス１次巻線１
４→出力容量３１→直流入力電源１のマイナス側のルー
トで負荷電流に比例した電流が流れ、出力容量２１と出
力容量３１は急速に充電され、電圧ｖ１，ｖ２が発生す
る。ｖ１とｖ２の和の電圧が直流入力電源１の電圧Ｖｉ
と等しくなると、トランス４がリセット動作を開始する
。次に、オン期間に蓄えられたトランス４の励磁電流が
、トランス４の１次巻線１４の巻き終わり→出力容量３
１→直流入力電源１→出力容量２１→トランス４の１次
巻線１４の巻き始めのルートで流れ、スイッチ素子２，
３の出力容量２１，２３を更に充電し、トランス４の励
磁インダクタンス４１は励磁インダクタンス４１と出力
容量２１と出力容量３１の直列回路の共振によるリセッ
ト電圧ｖｔを発生する。出力容量２１の電圧と出力容量
３１の電圧が直流入力電源１の電圧を超え、第１のダイ
オード５と第２のダイオード６がオンすると、スイッチ
素子２，３に印加される電圧とリセット電圧は直流入力
電源１の電圧と等しくなる。次に、励磁インダクタンス
４１が励磁エネルギーの全てを放出した後、出力容量２
１，３１が放電を開始する。この放電が進むとトランス
４の１次巻線１４の電圧は０になり、スイッチ素子２と
スイッチ素子３の電圧の和が直流入力電源１の電圧に等
しくなり、再びオンするまで、一定の電圧を維持する。 この一連の動作において、ｖ１，ｖ２は常に等しい。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の技術における２石フォワードコンバータでは、実際
には２個のスイッチ素子のオフタイミングのズレや、２
個のスイッチ素子の出力容量のアンバランスなどがある
ため、前述の様な動作は示さない。このことと、このこ
とによる問題点を以下に述べる。

【０００８】上記従来例において、各スイッチ素子２，
３、各駆動回路１２，１３およびトランス４の１次巻線
１４の特性にアンバランスがある場合の回路は、次によ
うに動作する。第１のスイッチ素子２が第２のスイッチ
素子３よりわずかに早くオフしたと仮定すると、図１０
において、直流入力電源１のプラス側→出力容量２１→
トランス４の１次巻線１４→スイッチ素子３→直流入力
電源１のマイナス側のルートで負荷電流に比例した電流
が流れ、出力容量２１は急速に充電され、電圧ｖ１が発
生する。次に、第２のスイッチ素子３がわずかに遅れて
オフすると、電流の流れが、直流入力電源１のプラス側
→出力容量２１→トランス４の１次巻線１４→出力容量
３１→直流入力電源１のマイナス側のルートとなり、出
力容量３１を充電し、電圧ｖ２が発生すると共に出力容
量２１を更に充電する。そして、ｖ１とｖ２の和の電圧
が直流入力電源１の電圧に等しくなると、トランス４が
リセット動作を開始する。ここで、リセット開始時の出
力容量２１と出力容量３１の初期電圧値ｖ１（ｔ１），
ｖ２（ｔ２）を比較すると出力容量２１の電圧であるｖ
１（ｔ１）の方が高い。

【０００９】次に、図９のｔ１〜ｔ２の期間において、
オン期間に蓄えられたトランスの励磁電流が、トランス
４の１次巻線１４の巻き終わり→出力容量３１→直流入
力電源１→出力容量２１→トランス４の１次巻線１４の
巻き始めのルートで流れ、スイッチ素子の出力容量２１
，３１を更に充電する。この期間におけるリセット電圧
の上昇は電圧ｖ１の上昇と電圧ｖ２の上昇の和である。 次に、図９の時刻ｔ２において、出力容量２１のリセッ
ト開始時の初期電圧値ｖ１（ｔ１）が出力容量３１の初
期電圧値ｖ２（ｔ２）より高かったことから、第１のス
イッチ素子２の電圧が第２のスイッチ素子３の電圧より
先に直流入力電源の電圧を超え、第１のダイオード５が
オンする。次に、図９のｔ２〜ｔ３の期間では、第１の
ダイオード５がオンすることからリセット電圧の上昇が
ｖ２の上昇に等しくなる。次に、励磁インダクタンスが
励磁エネルギーの全てを放出した後、出力容量２１，３
１が放電を開始しリセット電圧が低下する。ここで、リ
セット電圧の最大値はｔ２〜ｔ３の期間においてリセッ
ト電圧の上昇が少なかったことから、直流入力電源１の
電圧に達しないことがあり、リセット電圧が低く抑制さ
れることになる。

【００１０】以上のように、２個のスイッチ素子２，３
のオフタイミングに微妙なずれがある実際の動作では、
図１０の回路の電圧ｖ１，ｖ２は等しくならず、リセッ
ト電圧ｖｔが低く抑制されるため、トランス４のリセッ
ト期間が長くなる。また、各スイッチ素子２，３および
トランス４の１次巻線１４の特性にアンバランスがある
場合についても、同様にリセット電圧ｖｔが低く抑制さ
れるためトランス４のリセット期間が長くなる。このよ
うに、従来例ではリセット期間を長く見込む必要がある
ため、コンバータの小形化に有効な変換周波数の高周波
化を進めるさまたげとなっていた。

【００１１】本発明は、上記問題点を解決するためにな
されたものであり、その目的は、トランスのリセット期
間を最小とすることによって、変換周波数の高周波化が
図れる帰還ダイオード付き２石フォワードコンバータを
提供することにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明の帰還ダイオード付き２石フォワードコン
バータにおいては、トランスの１次巻線の一端に第１の
スイッチ素子を接続し、前記トランスの１次巻線の他端
に第２のスイッチ素子を接続し、前記第１のスイッチ素
子と前記トランスの１次巻線と前記第２のスイッチ素子
の直列回路を直流入力電源に接続し、第１のダイオード
のカソードを前記トランスの１次巻線の一端と前記第１
のスイッチ素子の接続点に接続し、前記第１のダイオー
ドのアノードを直流入力電源のマイナス側に接続し、前
記第２のダイオードのアノードを前記トランスの１次巻
線の他端と前記第２のスイッチ素子の接続点に接続し、
前記第２のダイオードのカソードを直流入力電源のプラ
ス側に接続し、前記第１および第２のスイッチ素子をス
イッチングして、前記トランスの２次巻線側で整流平滑
を行う帰還ダイオード付き２石フォワードコンバータに
おいて、前記トランスの１次巻線にセンタータップを設
け、該センタータップと前記直流入力電源のプラス側ま
たはマイナス側のいずれかの端子との間に、コンデンサ
または少なくともコンデンサもしくは直列接続のコンデ
ンサと抵抗を含む回路を接続することを特徴としている
。

【００１３】

【作用】本発明の帰還ダイオード付き２石フォワードコ
ンバータでは、トランスの１次巻線にセンタータップを
設け、このセンタータップをコンデンサまたは少なくと
もコンデンサもしくは直列接続のコンデンサと抵抗を含
む回路で入力直流電源のプラス側またはマイナス側に接
続して、第１および第２の２個のスイッチ素子両端の電
圧をそのオン，オフの状態に関わらず等しくする。これ
によって、２個のスイッチ素子のオン，オフの時点にず
れがあってもトランスのリセット電圧が低く抑制される
ことのないようにし、リセット時間の増大をなくす。こ
のことによって、従来必要としたリセット時間のバラツ
キによるマージンを不用とし、高速動作を可能として、
変換周波数の高周波化を可能にする。

【００１４】

【実施例】以下、本発明の実施例を、図面を参照して詳
細に説明する。

【００１５】図１は本発明の第１の実施例の構成を示す
回路図である。本実施例を構成するものとして、図中の
１は直流入力電源、２は第１のスイッチ素子、３は第２
のスイッチ素子、４はトランス、５は第１のダイオード
、６は第２のダイオード、７は出力整流用素子、８は出
力フライホイール用素子、９は出力平滑用チョークコイ
ル、１０は出力平滑用コンデンサ、１１は負荷、１２は
第１のスイッチ素子駆動回路、１３は第２のスイッチ素
子駆動回路、１４はトランス４の１次巻線、１５はトラ
ンス４の２次巻線、１６はトランス４の１次巻線１４の
センタータップ、１７はコンデンサである。

【００１６】本実施例におけるトランス４の１次巻線１
４側の接続においては、１次巻線１４の巻き始めを第１
のスイッチ素子２を通して直流入力電源１のプラス端子
に接続し、その巻き終りを第２のスイッチ素子３を通し
て直流入力電源１のマイナス端子に接続し、その１次巻
線１４のセンタータップ１６をコンデンサ１７を通して
直流入力電源１のマイナス端子側に接続する。また、第
１のダイオード５は、カソードをトランス４の１次巻線
１４の巻き始めと第１のスイッチ素子２の接続点に接続
し、アノードを直流入力電源１のマイナス側に接続する
。第２のダイオード６は、アノードをトランス４の１次
巻線１４の巻き終わりと第２のスイッチ素子３の接続点
に接続し、カソードを直流電源１のプラス側に接続する
。スイッチ素子２，３としてはＦＥＴ（電界効果トラン
ジスタ）などの半導体スイッチ素子が好適であり、その
場合にはスイッチ素子駆動回路１２，１３の出力を各ス
イッチ素子２，３のゲート端子に接続する。スイッチ素
子駆動回路１２，１３の入力には、同一のスイッチ素子
駆動信号Ｄを接続する。このように本実施例では、図８
の従来例に比較して、トランス４の１次巻線１４にセン
タータップ１６を設け、そのセンタータップ１６と直流
入力電源１のマイナス端子との間をコンデンサ１７を接
続する点が異っている。一方、トランス４の２次巻線１
５側の接続は、図８の従来例と同様である。即ち、２次
巻線１５の巻き始め→出力整流用素子７→出力平滑用チ
ョークコイル９→出力平滑用コンデンサ１０→２次巻線
１５の巻き終りという回路を形成し、負荷１１を出力平
滑用コンデンサ１０に並列に接続する。また、出力フラ
イホイール用素子８を、出力整流用素子７と出力平滑用
チョークコイル９との接続点と２次巻線１５の巻き終り
の間に接続する。

【００１７】以上のように構成した第１の実施例の動作
および作用を図２および図３を参照して述べる。

【００１８】図２は本実施例の動作波形例を示す図であ
り、（ａ）はスイッチ素子駆動信号Ｄの波形であり、ス
イッチ素子２，３のオン／オフを一定周期で制御する。 また、（ｂ）は第１のスイッチ素子３の電圧ｖ１の波形
、（ｃ）は第２のスイッチ素子３の電圧ｖ２の波形、（
ｄ）はトランス４の１次巻線１４の電圧ｖｔの変化を示
している。ここで、図中のＶｉは直流入力電源１の電圧
である。また、図３はトランス４のリセット動作を説明
するための図１の等価回路図を示す。図中の符号のうち
、図１と同じ構成部分は同一符号で示してある。ここで
、２１は第１のスイッチ素子２の出力容量、３１は第２
のスイッチ素子３の出力容量、４１はトランス４の励磁
インダクタンスである。

【００１９】まず、図３の第１のスイッチ素子２と第２
のスイッチ素子３が共にオンしている期間において、前
記センタータップ１６と直流入力電源１のマイナス側と
の電圧は、直流入力電源１の電圧の１／２である。従っ
てコンデンサ１７は直流入力電源１の電圧Ｖｉの１／２
の電圧になる。

【００２０】次に第１のスイッチ素子２が第２のスイッ
チ素子３より先にオフした場合においては、コンデンサ
１７の電圧が前記センタータップ１６とトランス４の１
次巻線１４の巻き終りの間に印加され、コンデンサ１７
が負荷電流に比例した電流で放電し、コンデンサ１７の
静電エネルギーが負荷へ供給される。また、逆に第２の
スイッチ素子３が第１のスイッチ素子２より先にオフし
た場合においては、直流入力電源１のプラス側→出力容
量２１→トランス４の１次巻線１４の巻き始め→トラン
ス４の１次巻線１４のセンタータップ１６→コンデンサ
１７→直流入力電源１のマイナス側という閉回路で、直
流入力電源１のエネルギーが負荷へ供給されると共に、
コンデンサ１７が負荷電流に比例した電流で充電される
。ここで、コンデンサ１７の容量が、スイッチ素子２，
３の駆動タイミングのズレている期間に負荷電流に比例
した電流で充放電しても、電圧がほぼ一定値であると見
なせる値以上であれば、直流入力電源１のマイナス側と
前記センタータップ１６との間の電圧は、スイッチ素子
２，３が共にオンしていた時に引き続き直流入力電源１
の電圧Ｖｉの１／２に維持される。

【００２１】次にスイッチ素子２と３が共にオフした場
合、オン期間に蓄えられたトランス４の励磁電流が主に
、トランス４の１次巻線１４の巻き終わり→出力容量３
１→入力電源１→スイッチ素子２→トランス４の１次巻
線１４の巻き始めのルートで流れ、スイッチ素子２，３
の出力容量２１，３１が充電されるため、電圧ｖ１，ｖ
２が発生する。ここで、コンデンサ１７の電圧Ｖｃは引
き続きＶｉ／２であるため以下の式、ｖ１−ｖｔ１＝Ｖ
ｉ−Ｖｉ／２＝Ｖｉ／２…（１）、ｖ２−ｖｔ２＝Ｖｉ
／２…（２）が成立する。ｖｔ１，ｖｔ２が発生してい
る巻線はターン数が同一であるため、電圧も等しくｖｔ
１＝ｖｔ２…（３）である。従って（１），（２），（
３）式より、ｖ１＝ｖ２となる。この関係はスイッチ素
子２，３の出力容量２１，３１が異なった値でも維持さ
れる。

【００２２】従って、リセット電圧の上昇は２個のスイ
ッチ素子２，３にオフのタイミングのズレがあっても、
常にｖ１の上昇とｖ２の上昇の和の電圧であることから
リセット電圧が低く抑制されることがない。以上述べた
ように、コンデンサ１７はスイッチ素子２の電圧と、ス
イッチ素子３の電圧を常に等しく、リセット電圧が低く
抑制されないことからリセット時間の増大がなく、変換
周波数の高周波化が図れる。

【００２３】次に、本発明の第２の実施例を説明する。 図４は、その構成を示す回路図である。本実施例を構成
する部材として、１８は抵抗であり、その他の部材の記
号は図１の第１の実施例と同一であって、本実施例の基
本的な構成は、第１の実施例と同様である。この第２の
実施例が第１の実施例と異なる点は、トランス４のセン
タータップ１６と直流入力電源１のマイナス側の間の接
続をコンデンサ１７と抵抗１８の直列回路で行っている
点である。これ以外の接続構成は第１の実施例と同一で
ある。上記の抵抗１８はスイッチ素子２，３が共にオン
している期間において、コンデンサ１７に流れる突入電
流を抑制するためのものである。従って、基本的には本
実施例も第１の実施例と同様に動作するので、コンデン
サ１７はスイッチ素子２，３がいかなる状態においても
、スイッチ素子２の電圧と、スイッチ素子３の電圧を常
に等しくし、リセット電圧が低く抑制されないことから
リセット時間の増大がなく、変換周波数の高周波化が図
れる。

【００２４】次に、本発明の第３の実施例を説明する。 図５は、その構成を示す回路図である。本実施例を構成
する部材は図１の第１の実施例と同一である。この第３
の実施例が第１の実施例と異なる点は、コンデンサ１７
を、トランス４のセンタータップ１６と直流入力電源１
のプラス側に接続している点である。これ以外の接続構
成は、第１の実施例と同一である。このようにセンター
タップ１６を接続した場合でも、第１の実施例と同様に
動作できる。すなわち、本実施例もコンデンサ１７はス
イッチ素子２，３がいかなる状態においても、スイッチ
素子２の電圧と、スイッチ素子３の電圧を常に等しくし
、リセット電圧が低く抑制されないことからリセット時
間の増大がなく、変換周波数の高周波化が図れる。

【００２５】次に、本発明の第４の実施例を説明する。 図６は、その構成を示す回路図である。本実施例の構成
部材は、図１の第１の実施例における同一符号の部材と
同一である。本実施例が第１の実施例と異なる点は、第
１のダイオード５を省略している点である。本実施例に
よる動作では、２個のスイッチ素子２，３がオフしてい
る期間において、励磁インダクタンス（図示省略、図３
の４１に相当）の励磁エネルギー放出により、スイッチ
素子２の出力容量（図示省略、図３の２１に相当）とス
イッチ素子３の出力容量（図示省略、図３の３１に相当
）が充電される。そして、出力容量３１の電圧が直流入
力電源の電圧を超えた場合には第２のダイオード６がオ
ンし、第２のスイッチ素子３に印加される電圧を直流入
力電源１の電圧に抑制する。ここで、本実施例において
も実施例１と同様、コンデンサ１７はスイッチ素子２，
３がいかなる状態においても、スイッチ素子２の電圧と
、スイッチ素子３の電圧を常に等しくすることから、第
２のダイオード６がオンすることによって、第２のスイ
ッチ素子３に印加される電圧だけでなく、第１のスイッ
チ素子２に印加される電圧も直流入力電源１の電圧に抑
制される。従って、本実施例でもリセット電圧が低く抑
制されないことから、リセット時間の増大がなく、変換
周波数の高周波化が図れると共に、ダイオードを１本省
略して回路の簡素化が図れる。

【００２６】次に、本発明の第５の実施例を説明する。 図７は、その構成を示す回路図である。本実施例の構成
部材は、図１の第１の実施例における同一符号の部材と
同一である。本実施例が第１の実施例と異なる点は、第
２のダイオード６を省略している点である。このように
しても、前述の第４の実施例と同様に動作可能である。 すなわち、リセット電圧が低く抑制されないことからリ
セット時間の増大がなく、変換周波数の高周波化が図れ
ると共に、ダイオードを１本省略して回路の簡素化が図
れる。

【００２７】なお、第３，第４，第５の実施例において
、コンデンサ１７に突入電流を阻止するための抵抗を第
２の実施例と同様に挿入することが可能である。また、
第２の実施例から、第１のダイオード５または第２のダ
イオード６のいずれかを省略しても、第４または第５の
実施例と同様に動作が可能である。このように本発明は
、その主旨に沿って種々に応用され、種々の実施態様を
取り得るものである。

【００２８】

【発明の効果】以上の説明で明らかなように、本発明の
帰還ダイオード付き２石フォワードコンバータは、スイ
ッチ素子のオフタイミングのわずかなズレや、出力容量
のアンバランスが存在する場合においてもリセット電圧
が低く抑制されないことからリセット時間の増大がなく
、変換周波数の高周波化が図れ、コンバータの小形化が
実現できるという利点がある。

【００２９】また、本発明の請求項２の発明によれば、
特に回路構成を簡略化することができ、より一層小形化
できる利点が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例を示す回路図

【図２】上
記第１の実施例の動作波形例を示す図

【図３】上記第１
の実施例の等価回路図

【図４】本発明の第２の実施例を
示す回路図

【図５】本発明の第３の実施例を示す回路図

【図６】本発明の第４の実施例を示す回路図

【図７】本
発明の第５の実施例を示す回路図

【図８】従来例を示す
回路図

【図９】上記従来例の動作波形例を示す図

【図１０】上
記従来例の等価回路図

【符号の説明】

１…直流入力電源、２…第１のスイッチ素子、３…第２
のスイッチ素子、４…トランス、５…第１のダイオード
、６…第２のダイオード、７…出力整流素子、８…出力
フライホイール用素子、９…出力平滑用チョークコイル
、１０…出力平滑用コンデンサ、１１…負荷、１２…第
１のスイッチ素子駆動回路、１３…第２のスイッチ素子
の駆動回路、１４…トランス４の１次巻線、１５…トラ
ンス４の２次巻線、１６…トランス４の１次巻線１４の
センタータップ、１７…コンデンサ、１８…抵抗。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　トランスの１次巻線の一端に第１のス
   イッチ素子を接続し、前記トランスの１次巻線の他端に
   第２のスイッチ素子を接続し、前記第１のスイッチ素子
   と前記トランスの１次巻線と前記第２のスイッチ素子の
   直列回路を直流入力電源に接続し、第１のダイオードの
   カソードを前記トランスの１次巻線の一端と前記第１の
   スイッチ素子の接続点に接続し、前記第１のダイオード
   のアノードを直流入力電源のマイナス側に接続し、前記
   第２のダイオードのアノードを前記トランスの１次巻線
   の他端と前記第２のスイッチ素子の接続点に接続し、前
   記第２のダイオードのカソードを直流入力電源のプラス
   側に接続し、前記第１および第２のスイッチ素子をスイ
   ッチングして、前記トランスの２次巻線側で整流平滑を
   行う帰還ダイオード付き２石フォワードコンバータにお
   いて、前記トランスの１次巻線にセンタータップを設け
   、該センタータップと前記直流入力電源のプラス側また
   はマイナス側のいずれかの端子との間に、コンデンサま
   たは少なくともコンデンサもしくは直列接続のコンデン
   サと抵抗を含む回路を接続することを特徴とする帰還ダ
   イオード付き２石フォワードコンバータ。
2. 【請求項２】　　請求項１記載の帰還ダイオード付フォ
   ワードコンバータにおいて、第１のダイオードまたは第
   ２のダイオードのいずれかを省略したことを特徴とする
   帰還ダイオード付き２石フォワードコンバータ。