JPH04267574A - レーザダイオードと使用するための二次予歪生成回路 - Google Patents
レーザダイオードと使用するための二次予歪生成回路Info
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- JPH04267574A JPH04267574A JP3329716A JP32971691A JPH04267574A JP H04267574 A JPH04267574 A JP H04267574A JP 3329716 A JP3329716 A JP 3329716A JP 32971691 A JP32971691 A JP 32971691A JP H04267574 A JPH04267574 A JP H04267574A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/50—Transmitters
- H04B10/501—Structural aspects
- H04B10/503—Laser transmitters
- H04B10/504—Laser transmitters using direct modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/50—Transmitters
- H04B10/58—Compensation for non-linear transmitter output
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、非線形デバイスを線形
化するための回路に関し、特定すると、非線形デバイス
の二次歪みを減じて、この種のデバイスのダイナミック
レンジを増大するための回路に関する。本発明の二次予
歪生成回路は、レーザダイオードを線形化するのに特に
有用であるが、この種の利用に限定されるものではない
。
化するための回路に関し、特定すると、非線形デバイス
の二次歪みを減じて、この種のデバイスのダイナミック
レンジを増大するための回路に関する。本発明の二次予
歪生成回路は、レーザダイオードを線形化するのに特に
有用であるが、この種の利用に限定されるものではない
。
【０００２】
【従来技術，発明の課題】通信システムのダイナミック
レンジは、システムに使用されるデバイスの非線形特性
によって制約を受けることが多い。非線形デバイスによ
り生成される調波、すなわち生成歪は、所望の信号の伝
送に干渉する。普通、生成二次歪は、通信システムの帯
域幅内にある可能性が高く、あるいはマルチチャンネル
における隣接の帯域にあることもあり得るから、きわめ
て厄介である。この種の非線形デバイスの例は、光通信
システムにおいてしばしば使用される直接的に変調され
るレーザダイオードである。レーザダイオードは光ビー
ムを発生し、そしてこの光は、情報搬送信号をレーザダ
イオードに加えることによって変調される。変調信号は
１または複数のチャンネルを備えることができる。
レンジは、システムに使用されるデバイスの非線形特性
によって制約を受けることが多い。非線形デバイスによ
り生成される調波、すなわち生成歪は、所望の信号の伝
送に干渉する。普通、生成二次歪は、通信システムの帯
域幅内にある可能性が高く、あるいはマルチチャンネル
における隣接の帯域にあることもあり得るから、きわめ
て厄介である。この種の非線形デバイスの例は、光通信
システムにおいてしばしば使用される直接的に変調され
るレーザダイオードである。レーザダイオードは光ビー
ムを発生し、そしてこの光は、情報搬送信号をレーザダ
イオードに加えることによって変調される。変調信号は
１または複数のチャンネルを備えることができる。
【０００３】予歪線形化は、周知の技術であり、そして
この技術にあっては、追加の非線形デバイスを含む予歪
生成回路が、非線形通信デバイスの特性を補償する。予
歪生成回路は生成歪を発生するが、この生成歪は、非線
形通信デバイスにより発生される生成歪に振幅がおおむ
ね等しく、位相が反対である。予歪生成回路の入力と非
線形デバイスの出力間の全伝達特性で、生成二次歪は減
ぜられ、除去される。
この技術にあっては、追加の非線形デバイスを含む予歪
生成回路が、非線形通信デバイスの特性を補償する。予
歪生成回路は生成歪を発生するが、この生成歪は、非線
形通信デバイスにより発生される生成歪に振幅がおおむ
ね等しく、位相が反対である。予歪生成回路の入力と非
線形デバイスの出力間の全伝達特性で、生成二次歪は減
ぜられ、除去される。
【０００４】大きなダイナミックレンジを有する通信シ
ステムを提供することが望まれる。これは、最高数ギガ
ヘルツまでの帯域幅を有し、マルチチャンネルを同時に
伝送することがある高帯域光通信システムにおいては特
に難しい。
ステムを提供することが望まれる。これは、最高数ギガ
ヘルツまでの帯域幅を有し、マルチチャンネルを同時に
伝送することがある高帯域光通信システムにおいては特
に難しい。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明に従うと、これら
およびその他の目的および利点が、式Ｆ＝Ｃ１Ｉ１−Ｃ
２（Ｉ１）２の形式の伝達関数を有する非線形デバイス
を線形化するための回路において達成される。ここで、
Ｉ１ は、非線形デバイスの入力に供給される電流であ
り、Ｃ１およびＣ２は定数である。回路は、ゲート、ド
レインおよびソース電極を有する電界効果トランジスタ
と、おおむね二乗動作を行うように電界効果トランジス
タをバイアスするための手段と、電界効果トランジスタ
のゲートおよびソース電極間に、ドレイン電極にドレイ
ン電流を流させる入力電圧を印加するための手段と、電
界効果トランジスタのドレイン電極と非線形デバイスの
入力との間に結合されていて、電界効果トランジスタの
ドレイン電流に比例する入力信号を非線形デバイスに供
給するための手段とを備える。
およびその他の目的および利点が、式Ｆ＝Ｃ１Ｉ１−Ｃ
２（Ｉ１）２の形式の伝達関数を有する非線形デバイス
を線形化するための回路において達成される。ここで、
Ｉ１ は、非線形デバイスの入力に供給される電流であ
り、Ｃ１およびＣ２は定数である。回路は、ゲート、ド
レインおよびソース電極を有する電界効果トランジスタ
と、おおむね二乗動作を行うように電界効果トランジス
タをバイアスするための手段と、電界効果トランジスタ
のゲートおよびソース電極間に、ドレイン電極にドレイ
ン電流を流させる入力電圧を印加するための手段と、電
界効果トランジスタのドレイン電極と非線形デバイスの
入力との間に結合されていて、電界効果トランジスタの
ドレイン電流に比例する入力信号を非線形デバイスに供
給するための手段とを備える。
【０００６】普通、非線形デバイスはレーザダイオード
である。非線形デバイスに入力信号を供給するための手
段は、普通、入力電圧の関数として非線形デバイスにお
ける二次歪を最小化するように選択された利得を有する
増幅器である。電界効果トランジスタのソース電極と直
列に抵抗が任意的に接続されていて、回路の二次係数を
計数倍（スケーリング）する。電界効果トランジスタの
ドレイン電流は、好ましくは、ゲート−ソース電圧に二
乗関係で関係づけられるのがよい。しかしながら、ゲー
ト−ソース電圧とドレイン電流との間の関係の指数は、
約１．２ −２．７ の範囲にあってもよい。。
である。非線形デバイスに入力信号を供給するための手
段は、普通、入力電圧の関数として非線形デバイスにお
ける二次歪を最小化するように選択された利得を有する
増幅器である。電界効果トランジスタのソース電極と直
列に抵抗が任意的に接続されていて、回路の二次係数を
計数倍（スケーリング）する。電界効果トランジスタの
ドレイン電流は、好ましくは、ゲート−ソース電圧に二
乗関係で関係づけられるのがよい。しかしながら、ゲー
ト−ソース電圧とドレイン電流との間の関係の指数は、
約１．２ −２．７ の範囲にあってもよい。。
【０００７】
【実施例】以下図面を参照して本発明を好ましい実施例
について説明する。予歪生成線形化技術のブロック図が
第１図に示されている。デバイス１０は、出力が入力電
流Ｉ１の非線形関数であるように非線形伝達特性を有す
る。デバイス１０の伝達関数は下式より成る。すなわち
、
について説明する。予歪生成線形化技術のブロック図が
第１図に示されている。デバイス１０は、出力が入力電
流Ｉ１の非線形関数であるように非線形伝達特性を有す
る。デバイス１０の伝達関数は下式より成る。すなわち
、
【数１】
ここでＦ＝非線形デバイスの伝達関数、Ｉ１＝非線形デ
バイスに供給される電流、そしてＣ１およびＣ２は定数
である。式（１） において、二次より高い項は省略さ
れている。第１図において、予歪生成回路１２は、入力
電圧Ｖｉｎをを受け取り、出力電流Ｉ０ を供給する。 出力電流Ｉ０は増幅器１４により増幅され、非線形デバ
イス１０に入力電流Ｉ１ を供給する。予歪生成回路の
伝達関数は、下記の式により表される。すなわち、
バイスに供給される電流、そしてＣ１およびＣ２は定数
である。式（１） において、二次より高い項は省略さ
れている。第１図において、予歪生成回路１２は、入力
電圧Ｖｉｎをを受け取り、出力電流Ｉ０ を供給する。 出力電流Ｉ０は増幅器１４により増幅され、非線形デバ
イス１０に入力電流Ｉ１ を供給する。予歪生成回路の
伝達関数は、下記の式により表される。すなわち、
【数
２】 ここで、Ｉ０ ＝回路１２の出力電流、Ｖｉｎ＝回路１
２に対する入力電圧、そしてＫ１ およびＫ２ は定数
である。 好ましくは、予歪生成回路（１２）は、これまた通信シ
ステムのダイナミックレンジを抑制する可能性がある三
次歪を少ししかまたは全然発生しないのものとすべきで
ある。
２】 ここで、Ｉ０ ＝回路１２の出力電流、Ｖｉｎ＝回路１
２に対する入力電圧、そしてＫ１ およびＫ２ は定数
である。 好ましくは、予歪生成回路（１２）は、これまた通信シ
ステムのダイナミックレンジを抑制する可能性がある三
次歪を少ししかまたは全然発生しないのものとすべきで
ある。
【０００８】増幅器１４は、下式のような電流利得Ａを
有する。すなわち、
有する。すなわち、
【数３】
式（１） に式（３） を代入することによって、予歪
生成回路１２と、増幅器１４と非線形デバイス１０との
カスケード結合伝達関数は下式のようになる。すなわち
、
生成回路１２と、増幅器１４と非線形デバイス１０との
カスケード結合伝達関数は下式のようになる。すなわち
、
【数４】
増幅器１４の利得が下記のように選択されるとき、すな
わち
わち
【数５】
のうように選択されるとき、非線形デバイス１０により
生成される二次歪は、より高次の歪の増加を犠牲にして
除去される。一般の場合、単位またはそれ以下の増幅器
利得が必要とされよう。この場合、増幅器１４は、予歪
生成回路１２と非線形デバイス１０との間の直接結合ま
たは減衰器で置き代えられよう。
生成される二次歪は、より高次の歪の増加を犠牲にして
除去される。一般の場合、単位またはそれ以下の増幅器
利得が必要とされよう。この場合、増幅器１４は、予歪
生成回路１２と非線形デバイス１０との間の直接結合ま
たは減衰器で置き代えられよう。
【０００９】予歪生成回路１２は、式（２） に示され
る形式の二次項を発生する非線形回路である。これらの
二次項は、非線形デバイス１０により生成され式（１）
により表わされる二次歪を補償する。二次予歪生成回
路１２は、特に、かなりの二次歪を生ずるような直接変
調ダイオードを線形化するのに有用である。予歪生成回
路の使用は、直接変調レーザダイオードを使用する光学
的通信システムのダイナミックレンジを大幅に増大させ
る。
る形式の二次項を発生する非線形回路である。これらの
二次項は、非線形デバイス１０により生成され式（１）
により表わされる二次歪を補償する。二次予歪生成回
路１２は、特に、かなりの二次歪を生ずるような直接変
調ダイオードを線形化するのに有用である。予歪生成回
路の使用は、直接変調レーザダイオードを使用する光学
的通信システムのダイナミックレンジを大幅に増大させ
る。
【００１０】本発明の二次予歪生成回路の簡単化された
概略図が第２図に示されている。この回路は、生成二次
を発生するため、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ） 二
乗またはほぼ二乗の特性を利用する。ＦＥＴ２０は、ゲ
ート電極２２、ソース電極２４およびドレイン電極２６
を含む。任意的抵抗２８が、二次係数Ｋ２を係数倍する
ため（式（２） 参照）ソース電極２４と直列に接続さ
れよう。 入力信号電圧Ｖｉｎが、ゲート電極２２と、抵抗２８の
一端子に接続されたノード３０との間に印加される。入
力信号電圧Ｖｉｎは、信号源３２により表わされている
。抵抗２８が省略されると、入力電圧Ｖｉｎは、ゲート
電極２２とソース電極２４との間に直接接続される。
概略図が第２図に示されている。この回路は、生成二次
を発生するため、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ） 二
乗またはほぼ二乗の特性を利用する。ＦＥＴ２０は、ゲ
ート電極２２、ソース電極２４およびドレイン電極２６
を含む。任意的抵抗２８が、二次係数Ｋ２を係数倍する
ため（式（２） 参照）ソース電極２４と直列に接続さ
れよう。 入力信号電圧Ｖｉｎが、ゲート電極２２と、抵抗２８の
一端子に接続されたノード３０との間に印加される。入
力信号電圧Ｖｉｎは、信号源３２により表わされている
。抵抗２８が省略されると、入力電圧Ｖｉｎは、ゲート
電極２２とソース電極２４との間に直接接続される。
【００１１】ゲート電極２２およびノード３０のいずれ
かは接地に接続されてよく、それによりソース共通形態
またはゲート共通形態をそれぞれ提供する。ゲート共通
形態においては、信号源３２の出力インピーダンスが抵
抗２８とともに含まれる。ソース共通形態においては、
信号源３２の出力インピーダンスは、普通、ＦＥＴ ２
０の高入力インピーダンスに起因して省略し得る。
かは接地に接続されてよく、それによりソース共通形態
またはゲート共通形態をそれぞれ提供する。ゲート共通
形態においては、信号源３２の出力インピーダンスが抵
抗２８とともに含まれる。ソース共通形態においては、
信号源３２の出力インピーダンスは、普通、ＦＥＴ ２
０の高入力インピーダンスに起因して省略し得る。
【００１２】ＦＥＴ ２０のドレイン電流Ｉｄは、生成
二次歪を含んであり、これが非線形デバイス１０により
生成される歪を補償する。第２図の回路には、回路の基
本的動作を変えることなくインピーダンス整合をなすた
め、追加の抵抗を含むことができる。第２図にはＤＣバ
イアス素子は示されていないが、ＦＥＴ２０は、飽和ド
レイン電流で動作するように十分のドレインバイアス電
圧が加えられており、二乗領域にバイアスされている。
二次歪を含んであり、これが非線形デバイス１０により
生成される歪を補償する。第２図の回路には、回路の基
本的動作を変えることなくインピーダンス整合をなすた
め、追加の抵抗を含むことができる。第２図にはＤＣバ
イアス素子は示されていないが、ＦＥＴ２０は、飽和ド
レイン電流で動作するように十分のドレインバイアス電
圧が加えられており、二乗領域にバイアスされている。
【００１３】ドレイン電極２６は、負荷抵抗、増幅器入
力または低電流利得または損失をもつ他の受動的または
能動的回路に接続できる。ドレイン電極２６は、約１の
電流利得をもつベース共通またはゲート共通トランジス
タのような能動デバイスに接続してよく、それにより周
知のカスケード構造を提供する。ゲート共通ＦＥＴをＦ
ＥＴ２０と一体化してよく、それにより２つのＦＥＴよ
り成る一体化カスケードに等価な二重ゲートＦＥＴを提
供する。予歪生成回路の出力電流は、下式により与えら
れる。すなわち、
力または低電流利得または損失をもつ他の受動的または
能動的回路に接続できる。ドレイン電極２６は、約１の
電流利得をもつベース共通またはゲート共通トランジス
タのような能動デバイスに接続してよく、それにより周
知のカスケード構造を提供する。ゲート共通ＦＥＴをＦ
ＥＴ２０と一体化してよく、それにより２つのＦＥＴよ
り成る一体化カスケードに等価な二重ゲートＦＥＴを提
供する。予歪生成回路の出力電流は、下式により与えら
れる。すなわち、
【数６】
ここでＣは出力電流結合回路により決定される定数であ
る。
る。
【００１４】ＦＥＴ２０は、二乗関係により近似される
電流−電圧特性を有する任意のＦＥＴ構造とし得る。Ｆ
ＥＴは、例えば、ＪＦＥＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＭＥＳＦＥ
ＴまたはＨＥＭＴとし得る。ＦＥＴ２０のドレインにお
ける信号電圧が低い場合、電流−電圧特性は、下記のよ
うに近似できる。すなわち、
電流−電圧特性を有する任意のＦＥＴ構造とし得る。Ｆ
ＥＴは、例えば、ＪＦＥＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＭＥＳＦＥ
ＴまたはＨＥＭＴとし得る。ＦＥＴ２０のドレインにお
ける信号電圧が低い場合、電流−電圧特性は、下記のよ
うに近似できる。すなわち、
【数７】
ここで、β＝定数、Ｉｄ ＝ドレイン電流、Ｖｇｓ＝Ｆ
ＥＴのゲート−ソース電圧、ＶＴ ＝ＦＥＴスレッショ
ルド電圧、そしてＮ＝定数（理想的二乗に対して２）で
ある。 指数Ｎは、理想的には一定のキャリヤ易動度に対して２
に等しいが、キャリヤ易動度の電界およびドーピング依
存性の変動に起因して約１．０ − ２．７ の間で
変化し得る。短チャンネルＭＥＳＦＥＴにおける高電界
効果は、一般に、１ないし１．５ の値を提供する。本
発明の二次予歪生成回路の場合、三次歪を最小にするた
めに約２の指数Ｎが望まれる。長チャンネルＦＥＴにお
いては、約２の指数Ｎが達成され得る。しかしながら、
多くの応用に対して適当な性能は、得られた三次歪が許
容され得るならば、約１．２ −１．７ の範囲の指数
Ｎで得ることができる。
ＥＴのゲート−ソース電圧、ＶＴ ＝ＦＥＴスレッショ
ルド電圧、そしてＮ＝定数（理想的二乗に対して２）で
ある。 指数Ｎは、理想的には一定のキャリヤ易動度に対して２
に等しいが、キャリヤ易動度の電界およびドーピング依
存性の変動に起因して約１．０ − ２．７ の間で
変化し得る。短チャンネルＭＥＳＦＥＴにおける高電界
効果は、一般に、１ないし１．５ の値を提供する。本
発明の二次予歪生成回路の場合、三次歪を最小にするた
めに約２の指数Ｎが望まれる。長チャンネルＦＥＴにお
いては、約２の指数Ｎが達成され得る。しかしながら、
多くの応用に対して適当な性能は、得られた三次歪が許
容され得るならば、約１．２ −１．７ の範囲の指数
Ｎで得ることができる。
【００１５】すべての物理的に実現可能なＦＥＴは、オ
ーミック接触およびゲート電極下にないチャンネル領域
に起因して若干の寄生的ソース抵抗を有する。ソース抵
抗２８は、得られる三次歪が許容され得るならば、二次
係数Ｋ２を係数倍するのに有益である。所与の二次係数
に対して、ソース抵抗２８を含むことは出力電流振幅を
増し、それにより得られる信号対雑音費を改善する。
ーミック接触およびゲート電極下にないチャンネル領域
に起因して若干の寄生的ソース抵抗を有する。ソース抵
抗２８は、得られる三次歪が許容され得るならば、二次
係数Ｋ２を係数倍するのに有益である。所与の二次係数
に対して、ソース抵抗２８を含むことは出力電流振幅を
増し、それにより得られる信号対雑音費を改善する。
【００１６】本発明に従う二次予歪生成回路の概略図が
第３図に示されている。外部ソース抵抗がない場合、Ｆ
ＥＴ４０はソース共通形態で使用される。砒化ガリウム
ＭＥＳＥＥＴ、７２０型、が使用された。このデバイス
は約１．５ の指数を有するが、ある種の応用に対して
は許容レベルの三次歪が提供される。第３図の回路は、
約５０ＭＨｚ ないし５５０ＭＨｚの周波数範囲で動作
するように設計されている。抵抗４２、４４および４６
が、−１０．７ Ｖの負電源と接地間に直列に接続され
ている。抵抗４２、４４および４６は、関係のある入力
周波数において５０ｏｈｍ の入力インピーダンスを提
供し、ＦＥＴ４０のゲート電極を約−２．２８ Ｖにバ
イアスする。コンデンサ５０がノード５２と接地間に接
続されている。入力信号Ｖｉｎは、コンデンサ５４を介
して、ノード５６に、そしてＦＥＴ４０のゲート電極に
結合される。抵抗６０および６２が、正の５ボルト電源
とＦＥＴ４０のドレイン電極との間に接続されている。 ノード６６と接地間にはコンデンサ６４が接続されてい
る。抵抗６０および６２は、関係する周波数にて５０ｏ
ｈｍ の出力インピーダンスを提供し、ＦＥＴ４０のド
レイン電極を約＋３Ｖにバイアスする。出力は、コンデ
ンサ６８を介して５０ｏｈｍ の出力インピーダンス増
幅器（図示せず）に結合される。コンデンサ６８は、関
係する全周波数にて５０ｏｈｍよりずっと低いインピー
ダンスを有する。ＦＥＴ４０の小信号ドレイン電流Ｉｄ
は抵抗６０、６２と増幅器入力との間にほぼ等しく分割
され、そしてこれは式（６） のＣに対して０．５ の
値をもたらす。第３図に示される予歪生成回路の出力は
、約３１ｄＢの利得を有する第１図に示される増幅器に
接続された。増幅器の出力は、インピーダンス整合回路
を介してレーザダイオード１０（三菱製ＦＵ−４５ＳＤ
ＥＤＦ−３型） に供給された。レーザダイオードの二
次および三次歪は、第３図に示される予歪生成回路を用
いたものと用いないものについて複合的歪み測定技術を
使用して約５０乃至４２５ ＨＨｚ のＣＡＴＶビデオ
帯域にわたって測定された。複合二次歪（ＣＳＯ） お
よび複合三重ビート（ＣＴＢ） は、全ビデオ帯域にわ
たって生成される二次および三次歪の最悪のケースの和
の測定値である。それゆえ、ＣＴＢ およびＣＳＤ は
、周波数依存性の歪が生成されるシステムにおいて歪の
有用な尺度を提供する。ＣＳＯ およびＣＴＢ につい
ての代表的ＡＭビデオ伝送系の必要条件は、−６０ ｄ
Ｂｃ である。
第３図に示されている。外部ソース抵抗がない場合、Ｆ
ＥＴ４０はソース共通形態で使用される。砒化ガリウム
ＭＥＳＥＥＴ、７２０型、が使用された。このデバイス
は約１．５ の指数を有するが、ある種の応用に対して
は許容レベルの三次歪が提供される。第３図の回路は、
約５０ＭＨｚ ないし５５０ＭＨｚの周波数範囲で動作
するように設計されている。抵抗４２、４４および４６
が、−１０．７ Ｖの負電源と接地間に直列に接続され
ている。抵抗４２、４４および４６は、関係のある入力
周波数において５０ｏｈｍ の入力インピーダンスを提
供し、ＦＥＴ４０のゲート電極を約−２．２８ Ｖにバ
イアスする。コンデンサ５０がノード５２と接地間に接
続されている。入力信号Ｖｉｎは、コンデンサ５４を介
して、ノード５６に、そしてＦＥＴ４０のゲート電極に
結合される。抵抗６０および６２が、正の５ボルト電源
とＦＥＴ４０のドレイン電極との間に接続されている。 ノード６６と接地間にはコンデンサ６４が接続されてい
る。抵抗６０および６２は、関係する周波数にて５０ｏ
ｈｍ の出力インピーダンスを提供し、ＦＥＴ４０のド
レイン電極を約＋３Ｖにバイアスする。出力は、コンデ
ンサ６８を介して５０ｏｈｍ の出力インピーダンス増
幅器（図示せず）に結合される。コンデンサ６８は、関
係する全周波数にて５０ｏｈｍよりずっと低いインピー
ダンスを有する。ＦＥＴ４０の小信号ドレイン電流Ｉｄ
は抵抗６０、６２と増幅器入力との間にほぼ等しく分割
され、そしてこれは式（６） のＣに対して０．５ の
値をもたらす。第３図に示される予歪生成回路の出力は
、約３１ｄＢの利得を有する第１図に示される増幅器に
接続された。増幅器の出力は、インピーダンス整合回路
を介してレーザダイオード１０（三菱製ＦＵ−４５ＳＤ
ＥＤＦ−３型） に供給された。レーザダイオードの二
次および三次歪は、第３図に示される予歪生成回路を用
いたものと用いないものについて複合的歪み測定技術を
使用して約５０乃至４２５ ＨＨｚ のＣＡＴＶビデオ
帯域にわたって測定された。複合二次歪（ＣＳＯ） お
よび複合三重ビート（ＣＴＢ） は、全ビデオ帯域にわ
たって生成される二次および三次歪の最悪のケースの和
の測定値である。それゆえ、ＣＴＢ およびＣＳＤ は
、周波数依存性の歪が生成されるシステムにおいて歪の
有用な尺度を提供する。ＣＳＯ およびＣＴＢ につい
ての代表的ＡＭビデオ伝送系の必要条件は、−６０ ｄ
Ｂｃ である。
【００１７】５０チャンネルＡＭビデオ信号を回路入力
に印加した。中心チャンネル（２２３．２５ＭＨｚ）
近傍におけるＣＴＢ および帯域縁部（４８および４５
８．５ＭＨｚ） におけるＣＳＤ の測定を可能にする
ため、ノッチ付きフィルタを使用してＣＳＣ およびＣ
ＴＢの測定を行なった。第３図の予歪生成線形化回路を
使用すると、単位チャンネル当り約４．２％の固定の変
調深さに対して、−４８ｄＢｃないし−６０ｄＢｃの複
合二次歪の低減が得られた。予歪生成回路が使用された
場合、ＣＴＢ は−６２ｄＢｃから−６０ｄＢｃに若干
増加した。異なるＦＥＴの使用を通じて三次歪の増加は
最小となし得るが、三次歪の増加は、ＣＡＴＶビデオ分
配の分野に対して許容し得る。
に印加した。中心チャンネル（２２３．２５ＭＨｚ）
近傍におけるＣＴＢ および帯域縁部（４８および４５
８．５ＭＨｚ） におけるＣＳＤ の測定を可能にする
ため、ノッチ付きフィルタを使用してＣＳＣ およびＣ
ＴＢの測定を行なった。第３図の予歪生成線形化回路を
使用すると、単位チャンネル当り約４．２％の固定の変
調深さに対して、−４８ｄＢｃないし−６０ｄＢｃの複
合二次歪の低減が得られた。予歪生成回路が使用された
場合、ＣＴＢ は−６２ｄＢｃから−６０ｄＢｃに若干
増加した。異なるＦＥＴの使用を通じて三次歪の増加は
最小となし得るが、三次歪の増加は、ＣＡＴＶビデオ分
配の分野に対して許容し得る。
【００１８】本発明の予歪生成回路は、レーザダイオー
ドの線形化との関連において記述した。しかしながら、
第２図および第３図に図示され上述された予歪生成回路
は、式（１） に与えられる形式の伝達関数を有する任
意の非線形デバイスにおける生成二次歪を低減または除
去するのに使用され得る。
ドの線形化との関連において記述した。しかしながら、
第２図および第３図に図示され上述された予歪生成回路
は、式（１） に与えられる形式の伝達関数を有する任
意の非線形デバイスにおける生成二次歪を低減または除
去するのに使用され得る。
【００１９】以上本発明を好ましい実施例について説明
したが、当技術に精通したものであれば、本発明の技術
思想から逸脱することなく、種々の変形および変更をな
し得ることは明らかである。
したが、当技術に精通したものであれば、本発明の技術
思想から逸脱することなく、種々の変形および変更をな
し得ることは明らかである。
【図１】本発明の予歪生成線形化技術のブロック図であ
る。
る。
【図２】本発明の予歪生成回路の簡単化された概略線図
である。
である。
【図３】本発明に従う予歪生成回路の実施例の概略線図
である。
である。
１０ デバイス
１２ 予歪生成回路
１４ 増幅器
２０ ＦＥＴ
２２ ゲート電極
２４ ソース電極
２６ ドレイン電極
２８ 抵抗
３０ ノード
３２ 信号源
Claims (5)
- 【請求項１】 式Ｆ＝Ｃ１Ｉ１−Ｃ２（Ｉ１）２、こ
こにＩ１ は非線形デバイスの入力に供給される電流、
Ｃ１ およびＣ２ は定数である、の伝達関数を有する
非線形デバイスの出力の二次歪を最小化するための回路
において、ゲート、ドレインおよびソース電極を有する
電界効果トランジスタと、該電界効果トランジスタをほ
ぼ二乗動作を行うようにバイアスするための手段と、前
記電界効果トランジスタのゲート電極とソース電極との
間に前記ドレイン電極にドレイン電流を流させる入力電
圧を印加する手段と、前記電界効果トランジスタのドレ
イン電極と前記非線形デバイスの入力の間に結合されて
、前記非線形デバイスに対して入力信号を供給する手段
とを備え、前記非線形デバイスの出力における二次歪が
最小化されるように、前記非線形デバイスに対する前記
入力信号が前記電界効果トランジスタのドレイン電流に
比例するように選択されるたことを特徴とする二次歪最
小化回路。 - 【請求項２】 前記非線形デバイスに入力信号を供給
するための前記手段が増幅手段より成る請求項１記載の
二次歪最小化回路。 - 【請求項３】 前記電界トランジスタのドレイン電流
およびゲート−ソース電圧が、約１．２ ないし２．７
の範囲の指数Ｎにより関係づけられる請求項１記載の
二次歪最小化回路。 - 【請求項４】 前記回路の二次係数を係数倍するため
、電界効果トランジスタのソース電極と直列の抵抗を備
える請求項１記載の二次歪最小化回路。 - 【請求項５】 非線形デバイスがレーザダイオードで
ある請求項１記載の二次歪最小化回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US616503 | 1985-05-09 | ||
| US07/616,503 US5119392A (en) | 1990-11-21 | 1990-11-21 | Second-order predistortion circuit for use with laser diode |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04267574A true JPH04267574A (ja) | 1992-09-24 |
Family
ID=24469747
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3329716A Withdrawn JPH04267574A (ja) | 1990-11-21 | 1991-11-20 | レーザダイオードと使用するための二次予歪生成回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5119392A (ja) |
| EP (1) | EP0486953A3 (ja) |
| JP (1) | JPH04267574A (ja) |
| CA (1) | CA2055723A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5600472A (en) * | 1993-04-14 | 1997-02-04 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Distortion generating circuit |
Families Citing this family (29)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5243613A (en) * | 1991-11-05 | 1993-09-07 | Synchronous Communications, Inc. | Method and apparatus to compensate for distortion in optical transmission systems |
| US5282072A (en) * | 1991-11-19 | 1994-01-25 | Harmonic Lightwaves, Inc. | Shunt-expansive predistortion linearizers for optical analog transmitters |
| DE4226494A1 (de) * | 1992-08-11 | 1994-02-17 | Sel Alcatel Ag | Schaltungsanordnung zur frequenzabhängigen Kompensation des Klirrens zweiter Ordnung in einem Übertragungssystem |
| DE4226493A1 (de) * | 1992-08-11 | 1994-02-17 | Sel Alcatel Ag | Schaltungsanordnung zur Kompensation nichtlinearer Verzerrungen in einem Übertragungssystem |
| FR2694862B1 (fr) * | 1992-08-14 | 1994-09-16 | Cit Alcatel | Source optique semiconductrice à prédistorsion. |
| KR940025290A (ko) * | 1993-04-21 | 1994-11-19 | 배순훈 | 트랜지스터의 증폭도를 이용한 감마 보정회로 |
| JP3342746B2 (ja) * | 1993-06-30 | 2002-11-11 | 富士通株式会社 | 線形増幅器 |
| AU708748B2 (en) * | 1994-05-19 | 1999-08-12 | Ortel Corporation | In-line predistorter for linearization of electronic and optical signals |
| US5473460A (en) * | 1994-07-25 | 1995-12-05 | At&T Corp. | Adaptive equalizer for analog optical signal transmission |
| AU729252B2 (en) * | 1996-07-31 | 2001-02-01 | Alcatel Australia Limited | Transfer function compensation |
| US6091295A (en) * | 1997-06-27 | 2000-07-18 | The Whitaker Corporation | Predistortion to improve linearity of an amplifier |
| US6133790A (en) | 1998-09-17 | 2000-10-17 | Motorola, Inc. | In-line, unbalanced amplifier, predistortion circuit |
| US6057737A (en) * | 1998-10-14 | 2000-05-02 | Pritchard; Eric K. | Non-linear asymmetrical audio amplifiers |
| US6577177B2 (en) | 1999-04-01 | 2003-06-10 | General Instrument Corporation | Non-linear distortion generator |
| US6570430B1 (en) | 1999-04-01 | 2003-05-27 | General Instrument Corporation | Non-linear distortion generator for both second and third order distortion |
| EP1061644A1 (fr) * | 1999-06-15 | 2000-12-20 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Amplificateur destiné a un réseau de distribution |
| US6587243B1 (en) * | 1999-12-10 | 2003-07-01 | General Instrument Corporation | Second order predistortor for a return laser transmitter |
| US6466084B1 (en) | 2000-01-24 | 2002-10-15 | General Instrument Corporation | Circuit for reducing third order intermodulation distortion for a broadband RF amplifier |
| US6509789B1 (en) | 2000-01-24 | 2003-01-21 | General Instrument Corporation | Circuit for reducing second and third order intermodulation distortion for a broadband RF amplifier |
| DE10051076C2 (de) * | 2000-10-14 | 2003-12-18 | Daimler Chrysler Ag | Verfahren zur Herstellung eines elektromagnetischen Aktuators |
| DE10065838C2 (de) * | 2000-12-29 | 2003-06-26 | Infineon Technologies Ag | Elektronische Treiberschaltung für einen direkt modulierten Halbleiterlaser |
| US6985020B2 (en) | 2002-07-09 | 2006-01-10 | General Instrument Corporation | Inline predistortion for both CSO and CTB correction |
| US20040052536A1 (en) * | 2002-09-17 | 2004-03-18 | General Instrument Corporation | Second order predistortion circuit |
| ES2258924B1 (es) * | 2005-02-21 | 2007-11-16 | Universitat Politecnica De Catalunya | Receptor para comunicaciones opticas con ecualizador no lineal. |
| US7734184B2 (en) * | 2006-08-04 | 2010-06-08 | Finisar Corporation | Optical transceiver module having an active linear optoelectronic device |
| US7646988B2 (en) * | 2006-08-04 | 2010-01-12 | Finisar Corporation | Linear amplifier for use with laser driver signal |
| EP1978635B1 (en) * | 2007-04-04 | 2013-01-23 | TELEFONAKTIEBOLAGET LM ERICSSON (publ) | Circuitry and method for reducing second and third-order nonlinearities |
| US8305142B2 (en) * | 2010-12-03 | 2012-11-06 | Linear Technology Corporation | Third order intermodulation cancellation by in-line generated signal |
| WO2016036292A1 (en) * | 2014-09-04 | 2016-03-10 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Optical communication system and device for linearizing non-linear signal transmission characteristics |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4046961A (en) * | 1976-03-04 | 1977-09-06 | Burroughs Corporation | Conditioning system for transducer signals |
| US4465980A (en) * | 1982-09-23 | 1984-08-14 | Rca Corporation | Predistortion circuit for a power amplifier |
| FR2552285B1 (fr) * | 1983-09-15 | 1986-07-18 | Telecommunications Sa | Systeme de linearisation d'emetteurs optiques |
| US4564816A (en) * | 1984-05-09 | 1986-01-14 | Rca Corporation | Predistortion circuit |
| US4992754B1 (en) * | 1989-09-07 | 1997-10-28 | Ortel Corp | Predistorter for linearization of electronic and optical signals |
| US5012475A (en) * | 1990-04-17 | 1991-04-30 | Wavelength Lasers, Inc. | Analog compensation system for linear lasers |
-
1990
- 1990-11-21 US US07/616,503 patent/US5119392A/en not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-11-14 EP EP19910119478 patent/EP0486953A3/en not_active Withdrawn
- 1991-11-18 CA CA002055723A patent/CA2055723A1/en not_active Abandoned
- 1991-11-20 JP JP3329716A patent/JPH04267574A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5600472A (en) * | 1993-04-14 | 1997-02-04 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Distortion generating circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA2055723A1 (en) | 1992-05-22 |
| EP0486953A2 (en) | 1992-05-27 |
| US5119392A (en) | 1992-06-02 |
| EP0486953A3 (en) | 1992-11-25 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19990204 |