JPH04267656A - Ｆｓｋ信号受信回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば携帯・自動車無
線電話システムやコードレス電話システム、選択呼出通
信システム等の移動無線通信システムや光通信システム
で使用される通信装置において、ＦＳＫ信号を受信し復
調するために用いられるＦＳＫ信号受信回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】例えば移動無線通信システムでは、ディ
ジタル信号の変調方式として例えばＦＳＫ（Ｆｒｅｑｕ
ｅｎｃｙ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）方式が多く使用
されている。図４は従来より使用されているＦＳＫ信号
受信回路の一例を示すものである。

【０００３】同図において、アンテナ１で受信されたＦ
ＳＫ信号は、高周波増幅器２で増幅されたのち二分岐さ
れてそれぞれ混合回路３Ｉ，３Ｑに入力される。これら
の混合回路３Ｉ，３Ｑではそれぞれ上記受信ＦＳＫ信号
が、局部発振器４から発生された局部発振信号およびこ
の局部発振信号を移相器５でπ／２移相した局部発振信
号と混合され周波数変換される。ここで、上記局部発振
信号の周波数は上記受信ＦＳＫ信号の搬送波周波数と略
等しく設定されている。このため、上記混合回路３Ｉ，
３Ｑからは中間周波信号ではなくベースバンド信号がそ
のまま出力される。すなわち、混合回路３Ｉ，３Ｑでは
ダイレクトコンバージョン方式による復調がなされる。 そして、上記混合回路３Ｉ，３Ｑにより得られた各ＦＳ
Ｋ復調信号は、それぞれ低域通過フィルタ６Ｉ，６Ｑで
高周波成分が除去され、しかるのち低周波増幅器７Ｉ，
７Ｑで増幅されたのち振幅制限器８Ｉ，８Ｑで振幅が制
限されて復調回路９に入力される。尚、振幅制限器８Ｉ
，８Ｑを用いる理由は、移動無線通信システムで使用し
た場合、電波の伝播状態の変化や伝送データの符号パタ
ーンの変化によって受信ＦＳＫ信号の包絡線が変動する
ので、この包絡線の変動の影響を抑圧するためである。

【０００４】ここで、この受信回路の動作原理を簡単に
説明する。いま仮に図６のスペクトラム特性に示したよ
うに搬送波周波数がｆｃ　、ディジタル信号の“１”，
“０”に対応する周波数偏移が＋δ，−δにそれぞれ設
定されたＦＳＫ信号が受信されたとする。そうすると、
局部発振信号の周波数ｆＬ　は予め上記搬送波周波数ｆ
ｃと等しく設定されており、かつ混合回路３Ｉ，３Ｑに
供給される局部発振信号にはπ／２の位相差が与えられ
ているため、低域通過フィルタ６Ｉ，６Ｑからは基本周
波数が上記周波数偏移δに等しくかつ位相が互いに直交
した２つのベースバンド信号がそれぞれ得られる。これ
らのベースバンド信号はそれぞれ ａ（ｔ）　ＣＯＳ（２πδｔ）　 ａ（ｔ）　ＣＯＳ（２πδｔ＋π／２）＝−ａ（ｔ）　
ｓｉｎ（２πδｔ） で表される。尚、ａ（ｔ）　は、受信回路への入力電圧
、高周波増幅器２の利得、混合回路３Ｉ，３Ｑおよび低
域通過フィルタ６Ｉ，６Ｑの特性により決まる振幅であ
る。

【０００５】上記低域通過フィルタ６Ｉ，６Ｑから出力
された各ベースバンド信号は、それぞれ低周波増幅器７
Ｉ，７Ｑおよび振幅制限器８Ｉ，８Ｑで波形整形される
。図７の（ａ），（ｂ）はこの波形整形されたベースバ
ンド信号ＩＳ，ＱＳの波形を示すものである。この図か
ら明らかなように、伝送データの“１”，“０”はベー
スバンド信号ＩＳ，ＱＳ相互の位相関係、つまりベース
バンド信号ＩＳ，ＱＳのいずれが進み位相（遅れ位相）
であるかに現れる。このため、例えば一方のベースバン
ド信号ＩＳの立ち上がり時点で他方のベースバンド信号
ＱＡの振幅レベルを判定することにより、各ベースバン
ド信号ＩＳ，ＱＳ相互の位相関係を判定でき、この判定
結果から受信データが“１”であるかまたは“０”であ
るかを判断できる。

【０００６】この原理に基づいて復調回路９は例えば次
のように構成されている。図５はその回路構成を示すも
ので、４個のＤフリップフロップ１１〜１４を有する振
幅レベル判定回路１０と、演算増幅器を使用したアナロ
グ加算回路２０とを備えている。上記振幅レベル判定回
路１０では、Ｄフリップフロップ１１により第１のベー
スバンド信号ＩＳの立ち上がりにおける第２のベースバ
ンド信号ＱＳの振幅レベルが判定され、またＤフリップ
フロップ１２により第１のベースバンド信号ＩＳをイン
バータ１５で論理反転した信号の立ち上がり、つまり第
１のベースバンド信号ＩＳの立ち下がりにおける第２の
ベースバンド信号ＱＳの振幅レベルが判定される。さら
にＤフリップフロップ１３では、第２のベースバンド信
号ＱＳの立ち上がりにおける第１のベースバンド信号Ｉ
Ｓの振幅レベルが判定され、またＤフリップフロップ１
４では、第２のベースバンド信号ＱＳをインバータ１６
で論理反転した信号の立ち上がり、つまり第２のベース
バンド信号ＱＳの立ち下がりにおける第１のベースバン
ド信号ＩＳの振幅レベルが判定される。すなわち、これ
らのＤフリップフロップ１１〜１４では、第１および第
２のベースバンド信号ＩＳ，ＱＳの相互の位相関係が、
各ベースバンド信号ＩＳ，ＱＳの異なる４通りの組み合
わせを用いてそれぞれ判定される。

【０００７】一方上記アナログ加算回路２０では、上記
各Ｄフリップフロップ１１〜１４の検出出力が各々入力
抵抗２１〜２４を介して演算増幅器２５に入力され、こ
の演算増幅器２５で相互に加算される。そして、その加
算信号が復調されたベースバンド信号として出力される
。

【０００８】このような復調回路を用いると、４個のＤ
フリップフロップ１１〜１４の検出出力に含まれる雑音
成分には相関がないため、１個のＤフリップフロップの
検出出力をそのまま復調されたベースバンド信号として
出力する場合に比べて、Ｓ／Ｎを高めることができ、ま
た誤り率を低減することができる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】ところが、このような
従来より考えられている復調回路では、各Ｄフリップフ
ロップ１１〜１４の検出出力を加算するために演算増幅
器２５を用いているため、この演算増幅器２５で定常的
に大きい電流が流れて、この結果回路の消費電力が大き
くなり、またＤフリップフロップに対応する数の抵抗２
１〜２４を必要とするため、回路を集積化した場合にチ
ップの面積が大きくなって、これが受信回路を小形化す
る上での大きな障害になるという問題点があった。さら
に、この種の受信回路では、復調されたベースバンド信
号から不要な雑音成分を除去するために、復調回路の後
段に例えばディジタルフィルタを配置する場合がある。 しかし、上記従来の復調回路では、復調されたベースバ
ンド信号はアナログ信号であるため、この信号をディジ
タルフィルタに入力するためにはＡ／Ｄ変換器を設けな
ければならず、これにより受信回路の回路規模が著しく
大きくなるという問題点があった。

【００１０】本発明は上記事情に着目し、複数の判定器
から出力された信号の加算処理を演算増幅器を用いずに
行なえるようにし、これによりＳ／Ｎを高く保持すると
ともに誤り率を低く保持した上で、集積化された回路の
小形化および低消費電力化を図り、しかもディジタルフ
ィルタとの整合性のあるＦＳＫ信号受信回路を提供する
ことを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明は、受信ＦＳＫ信号を二分岐して局部発振信号
と混合することにより位相が互いに直交する第１および
第２の信号を得、これら第１および第２の信号の相互の
位相関係を復調回路で判定することにより復調されたベ
ースバンド信号を得るＦＳＫ信号受信回路において、前
記復調回路を複数の判定器と、ディジタル加算回路とを
備えた構成とし、上記複数の判定器により、前記第１お
よび第２の信号の相互の位相関係を少なくとも判定基準
となる側の信号と判定される側の信号とを異ならせた複
数の組み合わせでそれぞれ判定し、これらの複数の判定
器の判定出力を上記ディジタル加算回路によりディジタ
ル加算処理することにより、復調されたベースバンド信
号を出力するようにしたものである。

【００１２】

【作用】この結果本発明によれば、複数の判定器から出
力された信号は例えば全加算器を用いたディジタル加算
回路でディジタル的に加算処理される。このため、加算
回路において演算増幅器や多くの入力抵抗は不要となり
、これにより消費電力は低減されかつ高密度の集積化が
可能となって回路を小形化することができる。また、消
費電力の低減および集積回路の小形化を図るために判定
器の数を減らす必要がないので、Ｓ／Ｎを高く保持する
ことができ、また誤り率を低く保つことができる。さら
に、ディジタル加算回路からはディジタル信号からなる
復調ベースバンド信号が出力されるので、復調回路の後
段にディジタルフィルタを配置している場合には、上記
復調ベースバンド信号をそのままディジタルフィルタに
入力することができる。このため、Ａ／Ｄ変換器は不要
となり、その分回路規模を小さくすることができる。

【００１３】

【実施例】図１は、本発明の一実施例におけるＦＳＫ信
号受信回路の復調回路の構成を示す回路図である。尚、
同図において前記図３と同一部分には同一符号を付して
詳しい説明は省略する。

【００１４】復調回路９０は、４個のＤフリップフロッ
プ１１〜１４を有する振幅レベル判定回路１０と、３個
の全加算器３１〜３３を有するディジタル加算回路３０
とから構成されている。上記全加算器３１〜３３のうち
、全加算器３１では上記４個のＤフリップフロップ１１
〜１４のうちのＤフリップフロップ１１，１２から出力
された各判定信号が相互に加算される。また全加算器３
２では、上記４個のＤフリップフロップ１１〜１４のう
ちのＤフリップフロップ１３，１４から出力された各判
定信号が相互に加算される。さらに全加算器３３では、
上記各全加算器３１，３２から出力された各加算値が相
互に加算される。

【００１５】上記全加算器３３から出力された復調デー
タは、ディジタルフィルタ４０で不要な周波数成分が除
去されたのちコンパレータ５０により二値化され、この
二値化された信号が受信ディジタルデータとして出力さ
れる。

【００１６】この様な構成であるから、振幅制限器８Ｉ
，８Ｑから出力された第１および第２の各ベースバンド
信号ＩＳ，ＱＳは、復調回路９０において先ず振幅レベ
ル判定回路１０の４個のＤフリップフロップ１１〜１４
により、４通りの異なる組合わせに従いその振幅レベル
が判定される。そして、その各判定信号はディジタル加
算回路３０において、先ず全加算器３１，３２によりそ
れぞれＤフリップフロップ１１，１２の判定出力どうし
およびＤフリップフロップ１３，１４の判定出力どうし
が加算される。このとき全加算器３１，３２における入
力と出力との対応関係は図２に示される。尚、同図にお
いてＳは加算出力，Ｃ０　はキャリイ出力である。

【００１７】次に、上記各全加算器３１，３２から出力
された加算値はさらに全加算器３３により相互に加算さ
れる。この全加算器３３における入力と出力との対応関
係は図３に示される。すなわち、ディジタル加算回路３
０では、上記各Ｄフリップフロップ１１〜１４の判定出
力のうちの“１”の数の合計値が得られる。例えば、い
ま受信されたＦＳＫ信号の品質が極めて良好で、各Ｄフ
リップフロップ１１〜１４からすべて“１”が出力され
たとすると、ディジタル加算回路３０からは十進数の「
４」に相当する合計値が得られる。つまり、１個のＤフ
リップフロップの判定出力をそのまま復調信号として使
用する場合に比べて、振幅レベルが４倍に増幅された信
号が得られることになる。これに対し各Ｄフリップフロ
ップ１１〜１４の判定出力相互間に雑音成分の相関はな
い。したがって、上記ディジタル加算回路３０から出力
された加算信号のＳ／Ｎは高いものとなる。

【００１８】そうして得られた二進データからなる加算
信号は、そのままディジタルフィルタ４０に入力され、
このディジタルフィルタ４０で基本周波数成分を抽出す
るための演算処理を受ける。そして、このディジタルフ
ィルタ４０から出力された信号は、コンパレータ５０に
より予め設定されたしきい値に従って二値化され、これ
により復調されたベースバンド信号が得られる。

【００１９】この様に本実施例であれば、Ｄフリップフ
ロップ１１〜１４の判定出力を３個の全加算器３１〜３
３を用いたディジタル加算回路３０で加算するようにし
ているので、容易に高集積度の集積化を行なうことが可
能となり、これにより受信回路の回路規模を小形化する
ことができる。また、演算増幅器を用いる場合に比べて
消費電力を低減することができる。これらの効果は、小
型軽量化および低消費電力化が重要な課題となっている
例えば携帯無線電話機やコードレス電話機、選択呼出受
信機等の移動無線機器において極めて有効である。

【００２０】また、ディジタル加算回路３０を使用した
ことによって、加算出力をそのまま後段のディジタルフ
ィルタ４０に入力することができるので、従来の回路の
ようなＡ／Ｄ変換器を不要にすることができ、これによ
り受信回路の構成をより一層簡単かつ小形化することが
できる。

【００２１】尚、本発明は上記実施例に限定されるもの
ではない。例えば、上記実施例ではディジタル加算回路
を全加算器を使用して構成したが、全加算器の代わりに
カウンタを用いて構成してもよい。また、全加算器３３
の後段に補数変換回路を設け、全加算器３３の加算出力
を２の補数表示に変換したのちディジタルフィルタ４０
に出力するようにしてもよい。この様にすると、ディジ
タルフィルタに供給する前段階において、加算出力を０
レベルを中心とした２値のデータで表現することができ
る。例えば、全加算器３３の加算出力が先に述べたよう
に十進数の０〜４に対応する値の場合には、これら０〜
４の各値はそれぞれ−２，−１，０，＋１，＋２の各値
に変換される。その他、ディジタル加算回路の回路構成
は勿論のこと、第１および第２の信号の相互の位相関係
を判定するための判定器の回路構成やその数、周波数変
換回路の回路構成（ダイレクトコンバージョン方式以外
に、スーパーヘテロダイン方式のように高周波信号を一
旦中間周波数に変換したのちベースバンド周波数に変換
する方式を適用したものでもよい）、適用する無線通信
装置あるいはシステムの種類等についても、本発明の要
旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施できる。

【００２２】

【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、復
調回路を複数の判定器と、ディジタル加算回路とを備え
た構成とし、周波数変換により得られた相互に位相が直
交する第１および第２の信号の位相関係を、上記複数の
判定器により、少なくとも判定基準となる側の信号と判
定される側の信号とを異ならせた複数の組み合わせでそ
れぞれ判定し、これらの複数の判定器の判定出力を上記
ディジタル加算回路によりディジタル加算処理すること
により、復調されたベースバンド信号を出力するように
したことによって、複数の判定器から出力された信号の
加算処理を演算増幅器を用いずに行なうことができ、こ
れによりＳ／Ｎを高く保持するとともに誤り率を低く保
持した上で、集積化された回路の小形化および低消費電
力化を図り、しかもディジタルフィルタとの整合性のあ
るＦＳＫ信号受信回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例におけるＦＳＫ信号受信回路
の復調回路の構成を示す回路図。

【図２】図１に示した復調回路の全加算器の入力と出力
との対応関係を示した図。

【図３】図１に示した復調回路の全加算器の入力と出力
との対応関係を示した図。

【図４】ＦＳＫ信号受信回路の構成の一例を示す回路ブ
ロック図。

【図５】従来における復調回路の構成を示す回路図。

【図６】ＦＳＫ信号の搬送波周波数と周波数偏移との関
係を示す周波数スペクトラム図。

【図７】図４に示した受信回路の動作原理を説明するた
めに使用するタイミング図。

【符号の説明】

１…アンテナ、２…高周波増幅器、３Ｉ，３Ｑ…混合回
路、４…局部発振器、 ５…π／２移相器、６Ｉ，６Ｑ…低域通過フィルタ、９
，９０…復調回路、 １０…振幅レベル判定回路、１１〜１４…Ｄフリップフ
ロップ、１５，１６…インバータ、３０…ディジタル加
算回路、３１，３２，３３…全加算器、４０…ディジタ
ルフィルタ、５０…コンパレータ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　受信ＦＳＫ信号を二分岐して局部発振
   信号と混合することにより位相が互いに直交する第１お
   よび第２の信号を得、これら第１および第２の信号の相
   互の位相関係を復調回路で判定することにより復調され
   たベースバンド信号を得るＦＳＫ信号受信回路において
   、前記復調回路は、前記第１および第２の信号の相互の
   位相関係を、少なくとも判定基準となる側と判定される
   側とを異ならせた複数の組み合わせでそれぞれ判定する
   ための複数の判定器と、これらの複数の判定器の判定出
   力をディジタル加算処理し、復調されたベースバンド信
   号を出力するためのディジタル加算回路とを具備したこ
   とを特徴とするＦＳＫ信号受信回路。