JPH04275745A - 直交変調回路 - Google Patents
直交変調回路Info
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- JPH04275745A JPH04275745A JP3037617A JP3761791A JPH04275745A JP H04275745 A JPH04275745 A JP H04275745A JP 3037617 A JP3037617 A JP 3037617A JP 3761791 A JP3761791 A JP 3761791A JP H04275745 A JPH04275745 A JP H04275745A
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- waveform shaping
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は直交変調回路に係り、特
に、ディジタル無線通信における直交変調回路に関する
。
に、ディジタル無線通信における直交変調回路に関する
。
【０００２】
【従来の技術】移動通信において、現在のアナログ自動
車電話の移動機、携帯機では、送信部シングルコンバー
ジョン、受信部タブルコンバージョンの周波数構成にな
っている。図５はシングルコンバージョンタイプの送信
回路の構成のブロック図を示す。この送信回路の構成は
、入力端子２０１、出力端子２０２、シリアル／パラレ
ル（Ｓ／Ｐ）変換器２０３、ＲＯＭフィルタ２０４，２
０５、Ｄ／Ａ変換器２０６，２０７、低域通過フィルタ
２０８，２０９、直交変調器２２１、帯域パスフィルタ
２１５，２１９、増幅器２１６、ミクサ２１７、周波数
センセサイザ２１８、電力増幅器２２０により構成され
る。このうち、直交変調器２２１はミクサ２１０，２１
１と加算器２１３、９０度移相器２１２、局発発振器２
１４により構成される。帯域パスフィルタ２１５は、直
交変調器２２１の出力から生じる高調波不要成分を除去
するためのフィルタである。
車電話の移動機、携帯機では、送信部シングルコンバー
ジョン、受信部タブルコンバージョンの周波数構成にな
っている。図５はシングルコンバージョンタイプの送信
回路の構成のブロック図を示す。この送信回路の構成は
、入力端子２０１、出力端子２０２、シリアル／パラレ
ル（Ｓ／Ｐ）変換器２０３、ＲＯＭフィルタ２０４，２
０５、Ｄ／Ａ変換器２０６，２０７、低域通過フィルタ
２０８，２０９、直交変調器２２１、帯域パスフィルタ
２１５，２１９、増幅器２１６、ミクサ２１７、周波数
センセサイザ２１８、電力増幅器２２０により構成され
る。このうち、直交変調器２２１はミクサ２１０，２１
１と加算器２１３、９０度移相器２１２、局発発振器２
１４により構成される。帯域パスフィルタ２１５は、直
交変調器２２１の出力から生じる高調波不要成分を除去
するためのフィルタである。
【０００３】この構成の送信回路の動作は入力端子２０
１から入力された信号が、Ｓ／Ｐ変換器２０３を介して
ＲＯＭフィルタ２０４，２０５に入力され、帯域制限さ
れる。次にＲＯＭフィルタ２０４、２０５からの出力信
号はＤ／Ａ変換器２０６，２０７でアナログ信号に変換
され、低域通過フィルタ２０８，２０９で高調波成分を
除去し、直交変調器２２１に入力される。直交変調器２
２１で変調された信号は帯域パスフィルタ２１５で、高
調波不要成分を除去し、増幅器２１６で増幅され、周波
数シンセサイザ２１８の出力と乗算回路２１７で乗算さ
れ、無線周波数（ＲＦ）帯信号に周波数変換される。周
波数変換されたＲＦ変調信号は電力増幅器２２０により
増幅され、出力される。
１から入力された信号が、Ｓ／Ｐ変換器２０３を介して
ＲＯＭフィルタ２０４，２０５に入力され、帯域制限さ
れる。次にＲＯＭフィルタ２０４、２０５からの出力信
号はＤ／Ａ変換器２０６，２０７でアナログ信号に変換
され、低域通過フィルタ２０８，２０９で高調波成分を
除去し、直交変調器２２１に入力される。直交変調器２
２１で変調された信号は帯域パスフィルタ２１５で、高
調波不要成分を除去し、増幅器２１６で増幅され、周波
数シンセサイザ２１８の出力と乗算回路２１７で乗算さ
れ、無線周波数（ＲＦ）帯信号に周波数変換される。周
波数変換されたＲＦ変調信号は電力増幅器２２０により
増幅され、出力される。
【０００４】次に、図６はシングルコンバージョンタイ
プの送信部回路の周波数関係を示す。ＲＯＭフィルタ２
０４，２０５で波形整形されたベースバンド信号６１は
、直交変調器２２１により中間周波数（ＩＦ）６２の変
調信号に変換される。周波数シンセサイザ２１８はチャ
ネル数の発振周波数６３で、チャネル間隔の周波数間隔
で発振する高搬送波帯雑音比（ＣＮＲ）の無線周波信号
（以下ＲＦ信号）を生成する。各チャネルに応じた周波
数シンセサイザ２１８の発振周波数と中間周波数（ＩＦ
）が乗算演算を行い、ＲＦ変調信号が生成される。
プの送信部回路の周波数関係を示す。ＲＯＭフィルタ２
０４，２０５で波形整形されたベースバンド信号６１は
、直交変調器２２１により中間周波数（ＩＦ）６２の変
調信号に変換される。周波数シンセサイザ２１８はチャ
ネル数の発振周波数６３で、チャネル間隔の周波数間隔
で発振する高搬送波帯雑音比（ＣＮＲ）の無線周波信号
（以下ＲＦ信号）を生成する。各チャネルに応じた周波
数シンセサイザ２１８の発振周波数と中間周波数（ＩＦ
）が乗算演算を行い、ＲＦ変調信号が生成される。
【０００５】一方、送信回路の小型化を図るための技術
としてベースバンド信号から直接ＲＦ変調信号を得る直
接変調方法がある。図７は従来の直接変調の送信部の回
路構成を示す。この送信部の回路は入力端子４０１、出
力端子４０２、Ｓ／Ｐ変換器４０３、ＲＯＭフィルタ４
０４、４０５、ディジタルアナログ変換器４０６、４０
７、直交変調器４２０、周波数シンセサイザ４１４、帯
域パスフィルタ４１５、電力増幅器４１６により構成さ
れる。この直接変調はＳ／Ｐ変換器４０３で、Ｉ，Ｑチ
ャネルのベースバンド信号を直接ＲＦ信号に変調するた
めに、図５と比較するとＩＦ帯の帯域パスフィルタ２１
５、増幅器２１６、ミクサ回路２１７が省略できる。送
信部回路の大幅の小型化を図ることができる。最近では
８００ＭＨｚ帯の直交変調器がガリウムヒ素プロセスで
モノリシックＩＣ化されている。
としてベースバンド信号から直接ＲＦ変調信号を得る直
接変調方法がある。図７は従来の直接変調の送信部の回
路構成を示す。この送信部の回路は入力端子４０１、出
力端子４０２、Ｓ／Ｐ変換器４０３、ＲＯＭフィルタ４
０４、４０５、ディジタルアナログ変換器４０６、４０
７、直交変調器４２０、周波数シンセサイザ４１４、帯
域パスフィルタ４１５、電力増幅器４１６により構成さ
れる。この直接変調はＳ／Ｐ変換器４０３で、Ｉ，Ｑチ
ャネルのベースバンド信号を直接ＲＦ信号に変調するた
めに、図５と比較するとＩＦ帯の帯域パスフィルタ２１
５、増幅器２１６、ミクサ回路２１７が省略できる。送
信部回路の大幅の小型化を図ることができる。最近では
８００ＭＨｚ帯の直交変調器がガリウムヒ素プロセスで
モノリシックＩＣ化されている。
【０００６】図８は直交変調器の構成を示す。同図（Ａ
）に示すように、直交変調器は搬送波信号を９０度移相
させるための９０度移相器７０５と、差動増幅器７０６
、７０７、Ｉチャネルダブルバランストミクサ７０８、
Ｑチャネルダブルバランストミクサ７０９、０度合成器
７１０、バッファ増幅器７１１により構成される。 図５に示したシングルコンバージョンタイプの送信回路
の場合では、直交変調器２２１の搬送波周波数は固定で
あるので、周波数に依存する９０度移相器２１２は固定
の発振器である局発発振器２１４の発振周波数に対して
設定しておけばよく、直交変調器２２１の直交位相誤差
は固定であり、しかも小さい。
）に示すように、直交変調器は搬送波信号を９０度移相
させるための９０度移相器７０５と、差動増幅器７０６
、７０７、Ｉチャネルダブルバランストミクサ７０８、
Ｑチャネルダブルバランストミクサ７０９、０度合成器
７１０、バッファ増幅器７１１により構成される。 図５に示したシングルコンバージョンタイプの送信回路
の場合では、直交変調器２２１の搬送波周波数は固定で
あるので、周波数に依存する９０度移相器２１２は固定
の発振器である局発発振器２１４の発振周波数に対して
設定しておけばよく、直交変調器２２１の直交位相誤差
は固定であり、しかも小さい。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかるに、図７に示す
ように直接変調の場合には、直交変調器４２０の入力搬
送波周波数は周波数シンセサイザ４１４によって各チャ
ネルの中心周波数に応じて変化する。従って、主にこの
９０度移相器４１２によって、搬送波信号の同相成分、
直交成分の直交位相誤差が生じるようになる。
ように直接変調の場合には、直交変調器４２０の入力搬
送波周波数は周波数シンセサイザ４１４によって各チャ
ネルの中心周波数に応じて変化する。従って、主にこの
９０度移相器４１２によって、搬送波信号の同相成分、
直交成分の直交位相誤差が生じるようになる。
【０００８】この直交位相誤差について説明する。先ず
、直交変調器入力のＩチャネルデータ及びＱチャネルデ
ータを次式のように表す。
、直交変調器入力のＩチャネルデータ及びＱチャネルデ
ータを次式のように表す。
【０００９】
Ｉ（ｔ）＝Ｋｃｏｓ 〔φｉ＋Δωｎｔ〕
（１） Ｑ（ｔ）＝Ｋ（１＋ΔＭ） ｓｉｎ〔φ
ｉ＋Δωｎｔ〕
（２） ここで、Δωｎ＝２πΔｆｎ，ΔＭは直交成分
の振幅誤差である。Ｉチャネルデータ、Ｑチャネルデー
タを同相搬送波信号 ｃｏｓ〔ωｃｔ〕、直交搬送波信
号ｓｉｎ 〔ωｃｔ＋Δθ〕で直交変調すると、 Ｓ（ｔ）＝Ｋ ｃｏｓ〔φｉ ＋Δωｔ〕ｃｏｓ 〔ω
ｃｔ〕 −Ｋ（１＋ΔＭ） ｓｉｎ〔φ
ｉ ＋Δωｔ〕 ｓｉｎ 〔ωｃｔ＋Δθ〕
（３） となり、さらに、式
（３） を整理すると、 Ｓ（ｔ）＝〔Ｋ（１＋
ｃｏｓ Δθ＋ΔＭｃｏｓΔθ） ／２〕ｃｏｓ 〔φ
ｉ＋（ωｃ＋Δω）ｔ） −〔Ｋ （ｓｉ
ｎ Δθ＋ ΔＭｓｉｎ Δθ）／２ 〕ｓｉｎ 〔φ
ｉ＋（ ωｃ＋Δω）ｔ） ＋〔Ｋ （
１−ｃｏｓ Δθ− ΔＭｃｏｓ Δθ） ／ ２ 〕
ｃｏｓ 〔−φｉ ＋（ωｃ−Δω）ｔ〕
＋〔Ｋ （ｓｉｎ Δθ＋ ΔＭｓｉｎ Δθ）／２
〕ｓｉｎ 〔−φｉ＋（ ωｃ−Δω）ｔ）
（４） ＲＯＭフィルタの出
力ビット数を１０ビットとすると、振幅誤差は１最下位
ビット（ＬＳＢ）で表され、振幅誤差に起因するイメー
ジ成分の希望波信号に対する振幅比は−６０ｄＢ以下に
なるので、直交成分の振幅誤差ΔＭを含む項を無視する
と、 Ｓ（ｔ）＝〔Ｋ（１ ＋ｃｏｓ Δθ）／２〕ｃｏｓ
〔φｉ ＋（ωｃ ＋Δω）ｔ） −〔Ｋ
（ｓｉｎ Δθ）／２〕 ｓｉｎ〔φｉ ＋（ ωｃ
＋Δω）ｔ） ＋〔Ｋ （１ −ｃｏ
ｓ Δθ） ／ ２ 〕 ｃｏｓ〔−φｉ ＋ （ωｃ
−Δω）ｔ〕 ＋〔Ｋ （ｓｉｎ Δθ）
／２ 〕ｓｉｎ 〔−φｉ＋（ ωｃ −Δω）ｔ）
（５） となる。
（１） Ｑ（ｔ）＝Ｋ（１＋ΔＭ） ｓｉｎ〔φ
ｉ＋Δωｎｔ〕
（２） ここで、Δωｎ＝２πΔｆｎ，ΔＭは直交成分
の振幅誤差である。Ｉチャネルデータ、Ｑチャネルデー
タを同相搬送波信号 ｃｏｓ〔ωｃｔ〕、直交搬送波信
号ｓｉｎ 〔ωｃｔ＋Δθ〕で直交変調すると、 Ｓ（ｔ）＝Ｋ ｃｏｓ〔φｉ ＋Δωｔ〕ｃｏｓ 〔ω
ｃｔ〕 −Ｋ（１＋ΔＭ） ｓｉｎ〔φ
ｉ ＋Δωｔ〕 ｓｉｎ 〔ωｃｔ＋Δθ〕
（３） となり、さらに、式
（３） を整理すると、 Ｓ（ｔ）＝〔Ｋ（１＋
ｃｏｓ Δθ＋ΔＭｃｏｓΔθ） ／２〕ｃｏｓ 〔φ
ｉ＋（ωｃ＋Δω）ｔ） −〔Ｋ （ｓｉ
ｎ Δθ＋ ΔＭｓｉｎ Δθ）／２ 〕ｓｉｎ 〔φ
ｉ＋（ ωｃ＋Δω）ｔ） ＋〔Ｋ （
１−ｃｏｓ Δθ− ΔＭｃｏｓ Δθ） ／ ２ 〕
ｃｏｓ 〔−φｉ ＋（ωｃ−Δω）ｔ〕
＋〔Ｋ （ｓｉｎ Δθ＋ ΔＭｓｉｎ Δθ）／２
〕ｓｉｎ 〔−φｉ＋（ ωｃ−Δω）ｔ）
（４） ＲＯＭフィルタの出
力ビット数を１０ビットとすると、振幅誤差は１最下位
ビット（ＬＳＢ）で表され、振幅誤差に起因するイメー
ジ成分の希望波信号に対する振幅比は−６０ｄＢ以下に
なるので、直交成分の振幅誤差ΔＭを含む項を無視する
と、 Ｓ（ｔ）＝〔Ｋ（１ ＋ｃｏｓ Δθ）／２〕ｃｏｓ
〔φｉ ＋（ωｃ ＋Δω）ｔ） −〔Ｋ
（ｓｉｎ Δθ）／２〕 ｓｉｎ〔φｉ ＋（ ωｃ
＋Δω）ｔ） ＋〔Ｋ （１ −ｃｏ
ｓ Δθ） ／ ２ 〕 ｃｏｓ〔−φｉ ＋ （ωｃ
−Δω）ｔ〕 ＋〔Ｋ （ｓｉｎ Δθ）
／２ 〕ｓｉｎ 〔−φｉ＋（ ωｃ −Δω）ｔ）
（５） となる。
【００１０】また、第７図（Ｂ）に示す直交変調器の構
成では、モノリシックＩＣ化した場合に、ＦＥＴ（電界
効果トランジスタ）ダブルバランストミクサ７１７、７
１８の入力に必要な差動増幅器７１６が１個ですむため
、回路の低消費化が図られる。この構成では、局発搬送
波信号に対して、同相チャネル、直交チャネルそれぞれ
Δθ／２の位相誤差を有すると仮定する。この場合、直
交位相誤差は次式で表される。
成では、モノリシックＩＣ化した場合に、ＦＥＴ（電界
効果トランジスタ）ダブルバランストミクサ７１７、７
１８の入力に必要な差動増幅器７１６が１個ですむため
、回路の低消費化が図られる。この構成では、局発搬送
波信号に対して、同相チャネル、直交チャネルそれぞれ
Δθ／２の位相誤差を有すると仮定する。この場合、直
交位相誤差は次式で表される。
【００１１】
Ｓ（ｔ）＝〔Ｋ（ｃｏｓ Δθ ／２ 〕ｃｏ
ｓ 〔φｉ＋（ωｃ＋Δωｔ）ｔ 〕
−Ｋ 〔 ｓｉｎ（ Δθ）／２ ）〕ｓｉｎ 〔−φ
ｉ＋（ ωｃ −Δωｔ）ｔ 〕
（６）どの様な場合でも、直交変調器の直交
性が不完全であると、希望波成分〔φｉ＋（ωｃ＋Δω
ｔ）ｔ 〕の他にイメージ成分〔−φｉ＋（ ωｃ −
Δω）ｔ〕が生じ、この成分は自分のチャネルへのスプ
リアス波となるという問題がある。
ｓ 〔φｉ＋（ωｃ＋Δωｔ）ｔ 〕
−Ｋ 〔 ｓｉｎ（ Δθ）／２ ）〕ｓｉｎ 〔−φ
ｉ＋（ ωｃ −Δωｔ）ｔ 〕
（６）どの様な場合でも、直交変調器の直交
性が不完全であると、希望波成分〔φｉ＋（ωｃ＋Δω
ｔ）ｔ 〕の他にイメージ成分〔−φｉ＋（ ωｃ −
Δω）ｔ〕が生じ、この成分は自分のチャネルへのスプ
リアス波となるという問題がある。
【００１２】例えば、移動通信用の直交変調器ＩＣでは
バイポーラプロセスによって、１４０ＭＨｚの中心周波
数に対して、イメージ抑圧は３０ｄＢ程度であり、イメ
ージ成分を６０ｄＢ程度まで、低減させる必要がある。
バイポーラプロセスによって、１４０ＭＨｚの中心周波
数に対して、イメージ抑圧は３０ｄＢ程度であり、イメ
ージ成分を６０ｄＢ程度まで、低減させる必要がある。
【００１３】本発明は上記の点に鑑みなされたもので、
移動機、携帯機等の小型化を図るために、ＩＦ帯の増幅
機、フィルタ、ミクサ回路を省略でき、送信部回路の小
型化に有利な直接変調方法を用いて、直交変調器入力の
搬送波周波数が変化するために、直交変調器の直交位相
誤差に起因して直交変調器の出力に現れるイメージ信号
を補償した直接変調器を提供することを目的とする。
移動機、携帯機等の小型化を図るために、ＩＦ帯の増幅
機、フィルタ、ミクサ回路を省略でき、送信部回路の小
型化に有利な直接変調方法を用いて、直交変調器入力の
搬送波周波数が変化するために、直交変調器の直交位相
誤差に起因して直交変調器の出力に現れるイメージ信号
を補償した直接変調器を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】図１は本発明の直交変調
器の原理構成を示す図である。入力端子（１）より入力
されたチャネルデータを帯域制限する第１の波形整形手
段（３）と、入力端子（１）より入力されたチャネルデ
ータを帯域制限し、且つ複数の各チャネルに対応して周
波数オフセットしたチャネルデータを出力する第２の波
形整形手段（４）と、チャネル接続時にチャネルデータ
を第２の波形整形手段（４）に入力し、信号伝送時には
チャネルデータを第１の波形整形手段（３）に入力させ
るよう入力信号の切り替えを行う入力切り替え手段（２
）と、第１の波形整形手段（３）及び第２の波形整形手
段（４）よりチャネルデータを取り込み位相変調を行い
、変調信号を生成し出力する直交変調手段（６）と、第
２の波形整形手段（４）の出力のチャネルデータと直交
変調手段の出力信号より干渉信号成分の振幅を検出する
ことにより、直交位相誤差を検出し、直交位相誤差によ
り第１の波形整形手段（３）から出力されるチャネルデ
ータに予め直交位相誤差を補償する直交位相誤差補償手
段（５）とを有する。また、直交位相誤差補償手段（５
）は、直交変調手段（６）の出力信号と直交変調手段の
局発発振信号を入力し、周波数変換された信号を出力す
る第１の乗算手段（７）と、第１の乗算手段（７）の出
力信号をディジタル値に変換し、ディジタル信号を出力
するディジタル変換手段（８）と、第２の波形整形手段
（４）の出力と、ディジタル変換手段（８）の出力を入
力とし、直交位相誤差成分を出力する第２の乗算手段（
９）と、第２の乗算手段（９）の出力に対応して直交位
相補償データを出力する直交位相誤差出力手段（１１）
と、第１の波形整形手段（３）から出力されるチャネル
データに対して直交位相補償データにより直交位相誤差
補償演算を行う演算手段（１２）とを有し構成する。
器の原理構成を示す図である。入力端子（１）より入力
されたチャネルデータを帯域制限する第１の波形整形手
段（３）と、入力端子（１）より入力されたチャネルデ
ータを帯域制限し、且つ複数の各チャネルに対応して周
波数オフセットしたチャネルデータを出力する第２の波
形整形手段（４）と、チャネル接続時にチャネルデータ
を第２の波形整形手段（４）に入力し、信号伝送時には
チャネルデータを第１の波形整形手段（３）に入力させ
るよう入力信号の切り替えを行う入力切り替え手段（２
）と、第１の波形整形手段（３）及び第２の波形整形手
段（４）よりチャネルデータを取り込み位相変調を行い
、変調信号を生成し出力する直交変調手段（６）と、第
２の波形整形手段（４）の出力のチャネルデータと直交
変調手段の出力信号より干渉信号成分の振幅を検出する
ことにより、直交位相誤差を検出し、直交位相誤差によ
り第１の波形整形手段（３）から出力されるチャネルデ
ータに予め直交位相誤差を補償する直交位相誤差補償手
段（５）とを有する。また、直交位相誤差補償手段（５
）は、直交変調手段（６）の出力信号と直交変調手段の
局発発振信号を入力し、周波数変換された信号を出力す
る第１の乗算手段（７）と、第１の乗算手段（７）の出
力信号をディジタル値に変換し、ディジタル信号を出力
するディジタル変換手段（８）と、第２の波形整形手段
（４）の出力と、ディジタル変換手段（８）の出力を入
力とし、直交位相誤差成分を出力する第２の乗算手段（
９）と、第２の乗算手段（９）の出力に対応して直交位
相補償データを出力する直交位相誤差出力手段（１１）
と、第１の波形整形手段（３）から出力されるチャネル
データに対して直交位相補償データにより直交位相誤差
補償演算を行う演算手段（１２）とを有し構成する。
【００１５】
【作用】本発明はチャネル設定当初時において、入力チ
ャネルデータを第２の波形整形手段に入力し、その入力
信号を直交変調手段により希望波信号成分と干渉信号成
分とに分離して出力する。さらに、チャネルデータ伝送
時にチャネルデータを第１の波形整形手段に入力する。 第２の波形整形手段からの出力信号を直交変調手段から
の出力信号と乗算して干渉信号成分の振幅を検出するこ
とにより、直交位相誤差を検出する。この直交位相誤差
を用いて第１の波形整形手段の出力信号との直交位相誤
差補償演算を行い、第１の波形整形手段の出力信号を予
め補償しておくことにより、直交変調器の不完全な直交
性に起因する干渉信号成分を抑圧することができる。
ャネルデータを第２の波形整形手段に入力し、その入力
信号を直交変調手段により希望波信号成分と干渉信号成
分とに分離して出力する。さらに、チャネルデータ伝送
時にチャネルデータを第１の波形整形手段に入力する。 第２の波形整形手段からの出力信号を直交変調手段から
の出力信号と乗算して干渉信号成分の振幅を検出するこ
とにより、直交位相誤差を検出する。この直交位相誤差
を用いて第１の波形整形手段の出力信号との直交位相誤
差補償演算を行い、第１の波形整形手段の出力信号を予
め補償しておくことにより、直交変調器の不完全な直交
性に起因する干渉信号成分を抑圧することができる。
【００１６】
【実施例】図２は本発明の直交変調器の基本構成を示す
。同図の直交変調器の構成は入力端子１０１、出力端子
１０２、シリアル／パラレル変換器（以下Ｓ／Ｐ変換器
）１０３、スイッチ回路６０、第１の波形整形回路１０
、第２の波形整形回路２０、直交位相誤差補償回路５０
、Ｄ／Ａ変換器１０４、低域通過フィルタ１０５、直交
変調器３０、ミクサ３１、３２、加算器３３、９０度移
相器３４、周波数シンセサイザ３５、ミクサ１０６，１
０９、低域通過フィルタ１０７，１１０、Ａ／Ｄ変換器
１０８、メモリ回路４０、ラッチ回路１１１により構成
される。
。同図の直交変調器の構成は入力端子１０１、出力端子
１０２、シリアル／パラレル変換器（以下Ｓ／Ｐ変換器
）１０３、スイッチ回路６０、第１の波形整形回路１０
、第２の波形整形回路２０、直交位相誤差補償回路５０
、Ｄ／Ａ変換器１０４、低域通過フィルタ１０５、直交
変調器３０、ミクサ３１、３２、加算器３３、９０度移
相器３４、周波数シンセサイザ３５、ミクサ１０６，１
０９、低域通過フィルタ１０７，１１０、Ａ／Ｄ変換器
１０８、メモリ回路４０、ラッチ回路１１１により構成
される。
【００１７】この構成の動作について説明する。図２に
おいて、第１の波形整形回路１０は入力端子１０１から
入力されたＩ，Ｑチャネルデータを帯域制限する。第２
の波形整形回路２０はＩ，Ｑチャネルデータを帯域制限
し、各チャネル毎に周波数オフセットさせる。スイッチ
回路６０はチャネル接続初期時にデータを第２の波形整
形回路２０に入力させ、さらに、チャネルデータ伝送時
にはチャネルデータを第１の波形整形回路１０に入力す
る。Ｄ／Ａ変換器１０４はＩ，Ｑチャネルデータをアナ
ログ値に変換する。低域通過フィルタ１０５は高調波成
分を除去する。直交変調器３０はミクサ３１、３２、加
算器３３、９０度移相器３４、周波数シンセサイザ３５
により構成される。直交変調器３０は低域通過フィルタ
１０５の出力を入力とし、変調信号を生成し、出力する
。ミクサ１０６は直交変調器３０の出力信号と、周波数
シンセサイザ３５の出力信号を入力とする。低域通過フ
ィルタ１０７はミクサ１０６の出力信号の高調波成分を
除去する。Ａ／Ｄ変換器１０８は低域通過フィルタ１０
７の出力信号をディジタル値に変換する。ミクサ１０９
は第２の波形整形回路２０の出力信号と、Ａ／Ｄ変換器
１０８の出力信号であるディジタル信号を入力とし、直
交位相誤差成分を算出する。算出された直交位相誤差成
分を低域通過フィルタ１１０が高調波成分を除去し、メ
モリ回路４０に入力する。メモリ回路４０はミクサ１０
９の出力信号である直交位相誤差成分に応じて直交位相
誤差補償データを出力する。次に直交位相誤差補償回路
５０はメモリ回路４０の出力データを第１の波形整形回
路１０のＩ，Ｑチャネルデータ出力信号に直交位相誤差
補償データを用いて直交位相誤差補償演算を行う。
おいて、第１の波形整形回路１０は入力端子１０１から
入力されたＩ，Ｑチャネルデータを帯域制限する。第２
の波形整形回路２０はＩ，Ｑチャネルデータを帯域制限
し、各チャネル毎に周波数オフセットさせる。スイッチ
回路６０はチャネル接続初期時にデータを第２の波形整
形回路２０に入力させ、さらに、チャネルデータ伝送時
にはチャネルデータを第１の波形整形回路１０に入力す
る。Ｄ／Ａ変換器１０４はＩ，Ｑチャネルデータをアナ
ログ値に変換する。低域通過フィルタ１０５は高調波成
分を除去する。直交変調器３０はミクサ３１、３２、加
算器３３、９０度移相器３４、周波数シンセサイザ３５
により構成される。直交変調器３０は低域通過フィルタ
１０５の出力を入力とし、変調信号を生成し、出力する
。ミクサ１０６は直交変調器３０の出力信号と、周波数
シンセサイザ３５の出力信号を入力とする。低域通過フ
ィルタ１０７はミクサ１０６の出力信号の高調波成分を
除去する。Ａ／Ｄ変換器１０８は低域通過フィルタ１０
７の出力信号をディジタル値に変換する。ミクサ１０９
は第２の波形整形回路２０の出力信号と、Ａ／Ｄ変換器
１０８の出力信号であるディジタル信号を入力とし、直
交位相誤差成分を算出する。算出された直交位相誤差成
分を低域通過フィルタ１１０が高調波成分を除去し、メ
モリ回路４０に入力する。メモリ回路４０はミクサ１０
９の出力信号である直交位相誤差成分に応じて直交位相
誤差補償データを出力する。次に直交位相誤差補償回路
５０はメモリ回路４０の出力データを第１の波形整形回
路１０のＩ，Ｑチャネルデータ出力信号に直交位相誤差
補償データを用いて直交位相誤差補償演算を行う。
【００１８】図３は本発明の直交変調器の直交位相誤差
補償の説明図を示す。ベースバンド信号（ａ）が周波数
オフセットしていない場合、直交変調器の直交位相誤差
に起因するイメージ信号成分は自チャネルの帯域内に落
ち込むため、信号成分とイメージ成分を分離できない。 そこで、ベースバンド信号（ａ）をディジタル処理で周
波数オフセットしておく。Δｆ周波数オフセットした信
号を直交変調すると、シンセサイザも発振周波数（ｂ）
に対して＋Δｆ離れた周波数に希望波成分（ｄ）が生じ
，−Δｆ離れた周波数にイメージ成分（ｃ）が生じる。 本発明はこのイメージ成分（ｃ）を抽出し、直交変調器
の各素子に対応した直交位相誤差を検出し、周波数オフ
セットされたＩチャネル、Ｑチャネルのそれぞれのデー
タに対して予め補償信号データの演算を行い、直交変調
器の直交誤差の補償をベースバンドディジタル処理で行
うものである。
補償の説明図を示す。ベースバンド信号（ａ）が周波数
オフセットしていない場合、直交変調器の直交位相誤差
に起因するイメージ信号成分は自チャネルの帯域内に落
ち込むため、信号成分とイメージ成分を分離できない。 そこで、ベースバンド信号（ａ）をディジタル処理で周
波数オフセットしておく。Δｆ周波数オフセットした信
号を直交変調すると、シンセサイザも発振周波数（ｂ）
に対して＋Δｆ離れた周波数に希望波成分（ｄ）が生じ
，−Δｆ離れた周波数にイメージ成分（ｃ）が生じる。 本発明はこのイメージ成分（ｃ）を抽出し、直交変調器
の各素子に対応した直交位相誤差を検出し、周波数オフ
セットされたＩチャネル、Ｑチャネルのそれぞれのデー
タに対して予め補償信号データの演算を行い、直交変調
器の直交誤差の補償をベースバンドディジタル処理で行
うものである。
【００１９】このように、本発明では、先ず、第２の波
形整形回路２０でベースバンド信号を周波数オフセット
して、直交変調器３０でＲＦ帯で希望信号成分と、イメ
ージ信号成分を分離する。直交変調器３０に位相誤差Δ
θがある場合には、直交変調器３０の出力変調信号は図
８に示す直交変調器を用いた場合に、式（５） で表さ
れる。
形整形回路２０でベースバンド信号を周波数オフセット
して、直交変調器３０でＲＦ帯で希望信号成分と、イメ
ージ信号成分を分離する。直交変調器３０に位相誤差Δ
θがある場合には、直交変調器３０の出力変調信号は図
８に示す直交変調器を用いた場合に、式（５） で表さ
れる。
【００２０】直交変調後の信号を同相搬送波信号 ｃｏ
ｓ〔ωｃｔ〕で乗算をを行い、低域通過フィルタで、高
周波成分を除去すると、 Ｒ（ｔ）＝Ｋ ｃｏｓ〔φｉ ＋Δωｔ〕−Ｋ（
ｓｉｎΔθ）ｓｉｎ 〔φｉ ＋Δωｔ〕
（７） となる。これを図２の構
成で説明すると、式（７） の出力成分をＡ／Ｄ変換器
１０８でディジタルデータに変換し、このディジタルデ
ータと第２の波形整形回路２０のＲＯＭフィルタの出力
とで、ミクサ１０９においてＫ ｓｉｎ〔φｉ ＋Δω
ｔ〕を乗算すると、ミクサ１０９の出力である直交位相
誤差成分Ｔ（ｔ）は、 Ｔ（ｔ）＝Ｋ２／２ ｓｉｎ〔２ φｉ ＋２
Δωｔ〕 −Ｋ２（ ｓｉｎΔ
θ） ／２｛１− ｃｏｓ〔２φｉ＋２Δωｔ〕
（８）となる。このミクサ１０９の出力信号Ｔ（ｔ）を
低域通過フィルタ１１０で帯域制限すると、直交変調器
３０の直交位相誤差角度に比例する直交移送誤差補償の
直流成分を検出することができる。この直流成分Ｕ（ｔ
）は Ｕ（ｔ）＝−Ｋ２（ ｓｉｎΔθ） ／２
（９）次にメモリ回路４０において、当該
直交変調器３０の直交性補償成分 ｓｉｎΔθから実際
の補正値（この値で帯域制限されたデータに演算を施す
） α＝ ｔａｎΔθ β＝−１＋１／ ｃｏｓΔθ が得られる。入力データを帯域制限し、また、第１の波
形整形回路１０の各チャネルに対応したオフセット周波
数とメモリ回路４０で得られた補正値α、βとを直交位
相誤差補償回路５０で乗算し、さらに、その値に第１の
波形整形回路１０の出力信号との加算を行い、直交位相
誤差を補償する。
ｓ〔ωｃｔ〕で乗算をを行い、低域通過フィルタで、高
周波成分を除去すると、 Ｒ（ｔ）＝Ｋ ｃｏｓ〔φｉ ＋Δωｔ〕−Ｋ（
ｓｉｎΔθ）ｓｉｎ 〔φｉ ＋Δωｔ〕
（７） となる。これを図２の構
成で説明すると、式（７） の出力成分をＡ／Ｄ変換器
１０８でディジタルデータに変換し、このディジタルデ
ータと第２の波形整形回路２０のＲＯＭフィルタの出力
とで、ミクサ１０９においてＫ ｓｉｎ〔φｉ ＋Δω
ｔ〕を乗算すると、ミクサ１０９の出力である直交位相
誤差成分Ｔ（ｔ）は、 Ｔ（ｔ）＝Ｋ２／２ ｓｉｎ〔２ φｉ ＋２
Δωｔ〕 −Ｋ２（ ｓｉｎΔ
θ） ／２｛１− ｃｏｓ〔２φｉ＋２Δωｔ〕
（８）となる。このミクサ１０９の出力信号Ｔ（ｔ）を
低域通過フィルタ１１０で帯域制限すると、直交変調器
３０の直交位相誤差角度に比例する直交移送誤差補償の
直流成分を検出することができる。この直流成分Ｕ（ｔ
）は Ｕ（ｔ）＝−Ｋ２（ ｓｉｎΔθ） ／２
（９）次にメモリ回路４０において、当該
直交変調器３０の直交性補償成分 ｓｉｎΔθから実際
の補正値（この値で帯域制限されたデータに演算を施す
） α＝ ｔａｎΔθ β＝−１＋１／ ｃｏｓΔθ が得られる。入力データを帯域制限し、また、第１の波
形整形回路１０の各チャネルに対応したオフセット周波
数とメモリ回路４０で得られた補正値α、βとを直交位
相誤差補償回路５０で乗算し、さらに、その値に第１の
波形整形回路１０の出力信号との加算を行い、直交位相
誤差を補償する。
【００２１】図４は本発明の直交変調器の一実施例の構
成を示す。同図中、図２と同一構成部分には同一符号を
付す。同図の構成は、データ入力信号端子１０１、Ｓ／
Ｐ変換器１０３、データ入力切り替えスイッチ６０、帯
域制限を行う波形整形ＲＯＭフィルタ１１、帯域制限と
周波数オフセットを行うＲＯＭフィルタ２２と、加算器
２１、乗算器５１，加算器５２から構成される直交位相
誤差補償回路５０、Ｄ／Ａ変換器１０４、低域通過フィ
ルタ１０５、ミクサ３１，３２，０度合成器３３、９０
度移相器３４，周波数センセサイザ３５より構成される
直交変調器３０、ミクサ１０６、低域通過フィルタ１０
７、Ａ／Ｄ変換器１０８、ミクサ１０９、低域通過フィ
ルタ１１０、ＲＯＭ４１、ラッチ回路１１１から構成さ
れる。
成を示す。同図中、図２と同一構成部分には同一符号を
付す。同図の構成は、データ入力信号端子１０１、Ｓ／
Ｐ変換器１０３、データ入力切り替えスイッチ６０、帯
域制限を行う波形整形ＲＯＭフィルタ１１、帯域制限と
周波数オフセットを行うＲＯＭフィルタ２２と、加算器
２１、乗算器５１，加算器５２から構成される直交位相
誤差補償回路５０、Ｄ／Ａ変換器１０４、低域通過フィ
ルタ１０５、ミクサ３１，３２，０度合成器３３、９０
度移相器３４，周波数センセサイザ３５より構成される
直交変調器３０、ミクサ１０６、低域通過フィルタ１０
７、Ａ／Ｄ変換器１０８、ミクサ１０９、低域通過フィ
ルタ１１０、ＲＯＭ４１、ラッチ回路１１１から構成さ
れる。
【００２２】本実施例では通話チャネルが確定し、周波
数シンセサイザ３５の発振周波数が中心周波数に設定さ
れる。この場合、チャネルデータ信号はスイッチ回路６
０により第２の波形整形回路２０に入力する。第２の波
形整形回路２０に入力された信号は帯域制限され、Δｆ
だけ周波数オフセットされる。周波数オフセットされた
信号はＤ／Ａ変換器１０４でアナログ信号に変換された
後、低域通過フィルタ１０５が高調波成分を除去し、直
交変調器３０で直交変調される。直交変調器３０に直交
位相誤差がある場合には、図３で示したように、ＲＦ帯
で局発周波数に対して−Δｆ離れた周波数にイメージ信
号成分が現れる。
数シンセサイザ３５の発振周波数が中心周波数に設定さ
れる。この場合、チャネルデータ信号はスイッチ回路６
０により第２の波形整形回路２０に入力する。第２の波
形整形回路２０に入力された信号は帯域制限され、Δｆ
だけ周波数オフセットされる。周波数オフセットされた
信号はＤ／Ａ変換器１０４でアナログ信号に変換された
後、低域通過フィルタ１０５が高調波成分を除去し、直
交変調器３０で直交変調される。直交変調器３０に直交
位相誤差がある場合には、図３で示したように、ＲＦ帯
で局発周波数に対して−Δｆ離れた周波数にイメージ信
号成分が現れる。
【００２３】次にミクサ１０６は直交変調器３０の出力
信号を周波数シンセサイザ３５の出力信号を周波数変換
し、Δｆ周波数オフセットされた信号を低域通過フィル
タ１０７で高周波成分を除去し、Ａ／Ｄ変換器１０８で
ディジタル値に変換する。このディジタル変換された信
号はミクサ１０９によって第２の波形整形回路２０の出
力データと乗算される。ミクサ１０９の出力信号は低域
通過フィルタ１１０で帯域制限され、直交変調器３０の
直交位相誤差角度に比例する直流成分が得られる。低域
通過フィルタ１１０の出力信号はメモリ回路４０に入力
される。メモリ回路４０は直交位相誤差補償データを求
める。
信号を周波数シンセサイザ３５の出力信号を周波数変換
し、Δｆ周波数オフセットされた信号を低域通過フィル
タ１０７で高周波成分を除去し、Ａ／Ｄ変換器１０８で
ディジタル値に変換する。このディジタル変換された信
号はミクサ１０９によって第２の波形整形回路２０の出
力データと乗算される。ミクサ１０９の出力信号は低域
通過フィルタ１１０で帯域制限され、直交変調器３０の
直交位相誤差角度に比例する直流成分が得られる。低域
通過フィルタ１１０の出力信号はメモリ回路４０に入力
される。メモリ回路４０は直交位相誤差補償データを求
める。
【００２４】次にスイッチ回路６０が切り替えられ、入
力データが第１の波形整形回路１０に入力される。入力
された入力データは第１の波形整形回路１０のＲＯＭフ
ィルタ１１により帯域制限され、直交位相誤差補償回路
５０に入力される。直交位相誤差補償回路５０に入力さ
れた入力データはミクサ５１、加算器５２でメモリ回路
４０で得られた直交位相誤差データと乗算及び加算が行
われる。直交位相誤差補償回路５０の出力信号はＤ／Ａ
変換器１０４でアナログ信号に変換され、低域通過フィ
ルタ１０５で帯域制限され、直交変調器３０で直交変調
されて出力される。
力データが第１の波形整形回路１０に入力される。入力
された入力データは第１の波形整形回路１０のＲＯＭフ
ィルタ１１により帯域制限され、直交位相誤差補償回路
５０に入力される。直交位相誤差補償回路５０に入力さ
れた入力データはミクサ５１、加算器５２でメモリ回路
４０で得られた直交位相誤差データと乗算及び加算が行
われる。直交位相誤差補償回路５０の出力信号はＤ／Ａ
変換器１０４でアナログ信号に変換され、低域通過フィ
ルタ１０５で帯域制限され、直交変調器３０で直交変調
されて出力される。
【００２５】なお、ＲＦのミクサ１０６は直交変調器３
０のミクサ３１、３２、９０度移相器３４、０度合成器
３３と共にモノリシックＩＣ化される。また、低域通過
フィルタ１０７を除く、新たに増加したベースバンド回
路は、帯域制限のためのＲＯＭフィルタ、Ｄ／Ａ変換器
と共にＣＭＯＳプロセスで１チップＬＳＩ化される。従
って、本実施例で新たに増加した直交位相誤差補償回路
は、従来の直接変調回路に比較してそれほど回路規模の
増大は招かない。
０のミクサ３１、３２、９０度移相器３４、０度合成器
３３と共にモノリシックＩＣ化される。また、低域通過
フィルタ１０７を除く、新たに増加したベースバンド回
路は、帯域制限のためのＲＯＭフィルタ、Ｄ／Ａ変換器
と共にＣＭＯＳプロセスで１チップＬＳＩ化される。従
って、本実施例で新たに増加した直交位相誤差補償回路
は、従来の直接変調回路に比較してそれほど回路規模の
増大は招かない。
【００２６】
【発明の効果】上述のように本発明によれば、直接変調
方法において、問題となる直交変調器の直交位相誤差に
起因するイメージ信号が直交変調器の出力に現れてしま
う直交位相誤差を直交位相誤差補償回路で補正すること
により、同一チャネルに対して干渉となる不要成分を低
減できる。また、モノリシックＩＣ化直交変調器を用い
てＲＦでの直接直交変調が可能であり、従来のダブルコ
ンバージョン回路におけるＩＦ帯回路が省略できるので
、送信回路の小型化を図ることができる。
方法において、問題となる直交変調器の直交位相誤差に
起因するイメージ信号が直交変調器の出力に現れてしま
う直交位相誤差を直交位相誤差補償回路で補正すること
により、同一チャネルに対して干渉となる不要成分を低
減できる。また、モノリシックＩＣ化直交変調器を用い
てＲＦでの直接直交変調が可能であり、従来のダブルコ
ンバージョン回路におけるＩＦ帯回路が省略できるので
、送信回路の小型化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の直交変調器の原理構成図である。
【図２】本発明の直交変調器の基本構成図である。
【図３】本発明の直交変調器の直交位相誤差補償の説明
図である。
図である。
【図４】本発明の直交変調器の一実施例の構成図である
。
。
【図５】シングルコンバージョンタイプの送信回路の構
成のブロック図である。
成のブロック図である。
【図６】シングルコンバージョンタイプの送信部回路の
周波数関係を示す図である。
周波数関係を示す図である。
【図７】従来の直接変調の送信部の回路構成図である。
【図８】直交変調器の構成図である。
１ 入力端子
２ 入力切り替え手段
３ 第１の波形整形手段
４ 第２の波形整形手段
５ 直交位相誤差補償手段
６ 直交変調手段
７ 第１の乗算手段
８ ディジタル変換手段
９ 第２の乗算手段
１０ 第１の波形整形回路
１１ 直交位相誤差出力手段
１２ 演算手段
１３ 出力端子
２０ 第２の波形整形回路
３０ 直交変調器
３１、３２ ミクサ
３３ ０度合成器
３４ ９０度移相器
３５ 周波数シンセサイザ
４０ メモリ回路
５０ 直交位相誤差補償回路
５１ 乗算器
５２ 加算器
６０ スイッチ回路
１０６ 乗算回路
１０７ 低域通過フィルタ
１０８ Ａ／Ｄ変換器
１０９ 乗算回路
１１０ 低域通過フィルタ
Claims (2)
- 【請求項１】 入力端子より入力されたチャネルデー
タを帯域制限する第１の波形整形手段と、前記入力端子
より入力されたチャネルデータを帯域制限し、且つ複数
の各チャネルに対応して周波数オフセットした該チャネ
ルデータを出力する第２の波形整形手段と、チャネル接
続時に前記チャネルデータを前記第２の波形整形手段に
入力し、信号伝送時には前記チャネルデータを第１の波
形整形手段に入力させるよう入力信号の切り替えを行う
入力切り替え手段と、前記第１の波形整形手段及び前記
第２の波形整形手段より前記チャネルデータを取り込み
位相変調を行い、変調信号を生成し出力する直交変調手
段と、前記第２の波形整形手段の出力の前記チャネルデ
ータと前記直交変調手段の出力信号より干渉信号成分の
振幅を検出することにより、直交位相誤差を検出し、該
直交位相誤差により前記第１の波形整形手段から出力さ
れる前記チャネルデータに予め直交位相誤差を補償する
直交位相誤差補償手段とを有することを特徴とする直交
変調回路。 - 【請求項２】 前記直交位相誤差補償手段は、前記直
交変調手段の出力信号と前記直交変調手段の局発発振信
号を入力し、周波数変換された信号を出力する第１の乗
算手段と、前記第１の乗算手段の出力信号をディジタル
値に変換し、ディジタル信号を出力するディジタル変換
手段と、前記第２の波形整形手段の出力と、前記ディジ
タル変換手段の出力を入力とし、直交位相誤差成分を出
力する第２の乗算手段と、前記第２の乗算手段の出力に
対応して直交位相補償データを出力する直交位相誤差出
力手段と、前記第１の波形整形手段から出力される前記
チャネルデータに対して前記直交位相補償データにより
直交位相誤差補償演算を行う演算手段とを有することを
特徴とする請求項１記載の直交変調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3037617A JPH04275745A (ja) | 1991-03-04 | 1991-03-04 | 直交変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3037617A JPH04275745A (ja) | 1991-03-04 | 1991-03-04 | 直交変調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04275745A true JPH04275745A (ja) | 1992-10-01 |
Family
ID=12502586
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3037617A Pending JPH04275745A (ja) | 1991-03-04 | 1991-03-04 | 直交変調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04275745A (ja) |
-
1991
- 1991-03-04 JP JP3037617A patent/JPH04275745A/ja active Pending
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