JPH04277998A - ハウリングキャンセル装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、再生用スピーカと収
音用マイクロホンを有し、マイクロホンに入力された音
響信号がスピーカから出力される音響系に適用されるハ
ウリングキャンセル装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】この種のスピーカおよびマイクロホンを
有する音響系としては、コンサート、講演及び、会議用
の音響システムや例えば特開昭６１−２５７０９９号公
報に記載されたサウンドルームシステム（ＳＲＳ）があ
る。ＳＲＳは、一般家庭の部屋などでピアノその他の楽
器を演奏する際、あたかもホールなどの別の音響空間に
いるような臨場感を持たせるために、演奏音をマイクロ
ホンで収音し、得られた信号をソース信号としてディジ
タル信号処理により反射音や残響音の信号（以下、反射
音信号という）を付加し、これをスピーカから再生する
音場制御装置である。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな音場制御装置では、スピーカから再生された音がマ
イクロホンにフィードバックされるため、エコーの重畳
された音が再生されたり、また音場効果を高くするため
に再生音量を上げた場合、ハウリングと呼ばれる発振現
象が生じる。なお、このようにスピーカおよびマイクロ
ホンを有し、マイクロホンに入力された音響信号がスピ
ーカから出力されるような音響系を以後スピーカ〜マイ
クロホン系と称し、またスピーカからマイクロホンへの
フィードバックによって生じる現象をハウリングと総称
する。このようなハウリングが生じると、当然ながら意
図した音場再生はできなくなってしまうばかりでなく、
非常に聞き苦しいものとなってしまう。

【０００４】この発明は、上述した従来の問題点を解決
し、スピーカ〜マイクロホン系でのフィードバックによ
るハウリングを効果的に防止できるハウリングキャンセ
ル装置を提供することを目的とする。

【０００５】

【課題を解決するための手段】この発明によるハウリン
グキャンセル装置は、少なくとも一つの再生用スピーカ
と少なくとも一つの収音用マイクロホンとを有し、マイ
クロホンに入力された音響信号がスピーカから出力され
る音響系で生じるハウリングを防止するハウリングキャ
ンセル装置において、音響系のインパルスレスポンスに
基づいて係数を決定し、この係数に基づいて第１の演算
手段でスピーカへの入力信号を畳み込み演算するととも
に、第２の演算手段でマイクロホンの出力信号と第１の
演算手段の出力信号とを互いに位相反転して加算し、ス
ピーカへの入力信号を得るようにしたものである。第１
の演算手段は例えばＦＩＲ（ｆｉｎｉｔｅ　ｉｎｐｕｌ
ｓｅ　ｒｅｓｐｏｎｓｅ　）フィルタであり、また第２
の演算手段は例えばディジタル信号処理回路（ＤＳＰ）
により構成される。

【０００６】この発明において、第１の演算手段で用い
られる係数は、複数回求められたインパルスレスポンス
をアベレージングして決定されることが望ましい。また
、この発明においては音響系の温度を検出し、その検出
結果に対応してマイクロホンの出力信号に対する第１の
演算手段の出力信号の相対的な遅延時間を制御するか、
またはマイクロホンの出力信号をＡ／Ｄ変換する際のサ
ンプリング周波数を制御することが望ましい。さらに、
この発明においてはスピーカからの出力音量に応じて第
１の演算手段の出力レベルを制御することが望ましい。

【０００７】

【作用】音響系のインパルスレスポンスに基づいて決定
された係数をスピーカへの入力信号に畳み込み演算して
得られた第１の演算手段の出力は、スピーカからマイク
ロホンへのフィードバック成分に対応する。従って、こ
の第１の演算手段の出力信号を第２の演算手段において
マイクロホンの出力信号と互いに逆相にして加算すれば
、マイクロホンの出力信号に含まれるフィードバック成
分が除去され、ハウリングキャンセルが行なわれる。

【０００８】ここで、音響系のインパルスレスポンスを
複数回にわたって求め、それらをアベレージングして第
１の演算手段での係数を決定すれば、音響系のゆらぎに
よるインパルスレスポンスのＳ／Ｎに起因する係数誤差
が低減され、より精度よくハウリングキャンセルがなさ
れる。

【０００９】また、音響系の温度検出結果に対応してマ
イクロホンの出力信号に対する第１の演算手段の出力信
号の相対的な遅延時間を制御したり、あるいはマイクロ
ホンの出力信号をＡ／Ｄ変換する際のサンプリング周波
数を制御することによって、音響系の温度変化に伴う音
速変動に起因するインパルスレスポンスの変化の影響が
補正される。これにより温度変化に対しても、正確なハ
ウリングキャンセルが可能となる。

【００１０】さらに、スピーカの出力音量を変えると、
音響系のループゲインが変化し、それに伴いフィードバ
ック成分の振幅も大きくなるので、第１の演算手段のゲ
インが一定の場合、フイードバック成分のキャンセル誤
差が生じる。出力音量に応じて第２の演算出力に入力さ
れる第１の演算手段の出力レベルを制御すれば、このよ
うなキャンセル誤差が生じなくなり、出力音量の変化に
よらず正しいハウリングキャンセルが行なわれる。

【００１１】

【実施例】以下、この発明のハウリングキャンセル装置
をスピーカ〜マイクロホン系を有する音場制御装置に適
用した実施例について説明する。図１は、この発明の一
実施例に係る単チャンネル音場制御装置の概略構成を示
すブロック図である。

【００１２】この音場制御装置は再生用スピーカ１、収
音用マイクロホン２、マイクミキシング回路（ＭＩＸ）
３、入力ボリューム４、ローパスフイルタ（ＬＰＦ）５
、Ａ／Ｄ変換器６、ディジタル信号処理回路（ＤＳＰ）
７、ＦＩＲフィルタ８、Ｄ／Ａ変換器９、ローパスフィ
ルタ１０、出力ボリューム１１、アンプ１２、温度セン
サ１３、温度補償回路１４、ワイヤレスリモコン１５、
リモコンインタフェース（Ｉ／Ｆ）１６、マイクロコン
ピュータ１７およびＲＯＭ１８によって構成されている
。

【００１３】再生用スピーカ１は反射音を再生するため
のもので、部屋の適当な位置に設置される。収音用マイ
クロホン２は楽器などの音を収音するためのものであり
、その出力はマイクミキシング回路３で増幅され、さら
に必要に応じて他のソース信号と所望の比率で混合され
た後、入力ボリューム４で信号レベルが調整されるよう
になっている。ローパスフィルタ５は、不要な高周波数
成分（Ａ／Ｄ変換器６のサンプリング周波数の２倍以上
の周波数成分）を除去するためのものであり、その出力
はＡ／Ｄ変換器６でサンプリングされディジタル信号に
変換された後、ディジタル信号処理回路７に入力されて
いる。

【００１４】ディジタル信号処理回路７は、マイクロコ
ンピュータ１７からの制御により指定された処理を行う
回路であり、具体的には後述するインパルスレスポンス
測定モードと反射音再生モードとを選択的にプログラム
できるように構成されている。ディジタル信号処理回路
７の出力は、Ｄ／Ａ変換器９でアナログ信号に変換され
、さらにローパスフィルタ回路１０で平滑化されて不要
な高周波成分が除去された後、出力ボリューム１１およ
びアンプ１２を介してスピーカ１に供給されるようにな
っている。

【００１５】なお、ＲＯＭ１８にはホール等の各種音響
空間について予め求めた反射音パラメータと、反射音に
周波数特性を付与するためのディジタル信号処理回路７
内のディジタルフイルタの周波数特性パラメータおよび
ディジタル信号処理回路７のプログラム等が格納されて
いる。そして、ワイヤレスリモコン１５の操作に従って
、マイクロコンピュータ１７によりＲＯＭ１８から所定
のホール等の反射音パラメータや、周波数特性パラメー
タあるいはプログラムが読み出されるようになっている
。

【００１６】この音場制御装置は、マイクロコンピュー
タ１７からの制御により、同一のディジタル信号処理シ
ステム上で部屋の特性を含めたスピーカ１〜マイクロホ
ン２の系の伝送特性（インパルスレスポンス）を測定す
るインパルスレスポンス測定モードと、反射音再生モー
ドの二つの動作モードを選択できる。従って、両モード
での系の伝送特性の相違による誤差を最小にすることが
できる。以下、これらの各動作モードについて説明する
。

【００１７】（１）インパルスレスポンス測定モード図
２は、インパルスレスポンス測定モードでの状態を示す
図である。なお、この図２は図１の主要部のみを示して
いる。このモードでは、まずマイクロコンピュータ１７
によりＲＯＭ１８からインパルスレスポンス測定のプロ
グラムがロードされる。このプログラムがロードされる
と、ディジタル信号処理回路７からパルス電圧（インパ
ルス）が出力され、Ｄ／Ａ変換器９、ローパスフィルタ
１０、出力ボリューム１１およびアンプ１２を通してス
ピーカ１から再生される。

【００１８】スピーカ１からのパルス出力は、直接およ
び部屋で反射された後、マイクロホン２により収音され
る。マイクロホン２の出力はマイクミキシング回路３、
入力ボリューム４およびローパスフィルタ５を経てＡ／
Ｄ変換器６によりディジタル信号に変換され、ディジタ
ル信号処理回路７に入力される。ディジタル信号処理回
路７では、この入力信号をスピーカ１からマイクロホン
２間での部屋の特性を含めた伝送特性を示すインパルス
レスポンス測定結果として取込み、内蔵のＲＡＭ（図示
せず）に記憶する。

【００１９】ところで、インパルスレスポンスは音場（
部屋）のゆらぎのために安定しないので、１回の測定だ
けでは精度の良いインパルスレスポンス測定結果が得ら
れない。そこで、測定されるインパルスレスポンスのＳ
／Ｎを改善するため、上記のインパルスレスポンス測定
動作がランダムに複数回繰り返され、それら複数回の測
定結果の平均がとられ（アベレージング）、最終的なイ
ンパルスレスポンス測定結果とされる。この最終的なイ
ンパルスレスポンス測定結果がＦＩＲフィルタ８にバッ
クワード方向から転送され、ＦＩＲフィルタ８に係数デ
ータとしてセットされることにより、このインパルスレ
スポンス測定モードが終了する。

【００２０】（２）反射音再生モード 図３は、反射音再生モードでの状態を示す図である。な
お、この図３は図１の主要部のみを示している。このモ
ードでは、まずマイクロコンピュータ１７によりＲＯＭ
１８から反射音再生のプログラムがロードされる。この
プログラムがロードされると、ディジタル信号処理回路
７においてはマイクロホン２からマイクミキシング回路
３、入力ボリューム４、ローパスフィルタ５およびＡ／
Ｄ変換器６を経て入力されたソース信号に基づいて、反
射音生成回路２３で反射音信号が生成される。

【００２１】この反射音信号の生成方法は、例えば特開
昭６１−２５７０９９号公報に記載されている方法と基
本的には同じでよい。その詳細は同公報に記載されてい
るので簡単に説明すると、まずＲＯＭ１８からワイヤレ
スリモコン１６を通してユーザの指定した反射音パラメ
ータ（遅延時間およびゲインのデータ）が読み出され、
反射音生成回路２３内に設けられたＲＡＭ（パラメータ
メモリ、図示せず）に一旦転送される。反射音生成回路
２３内では、このＲＡＭに保持された反射音パラメータ
に基づいて、Ａ／Ｄ変換器６の出力信号をソース信号と
してソース信号から種々の遅延時間と振幅レベルを持つ
信号群を作り、それらを畳み込み演算によって合成する
ことにより反射音信号を生成する。

【００２２】また、ディジタル信号処理回路７内に反射
音信号に周波数特性を付与するために設けられたディジ
タルフィルタ（図示せず）の周波数特性は、ＲＯＭ１８
から読み出されるワイヤレスリモコン１６を通してユー
ザにより指定された周波数特性パラメータに従って制御
される。なお、ＲＯＭ１８から読み出された周波数特性
パラメータは、一旦ＲＡＭ（図示せず）に転送される。 このＲＡＭに保持された周波数特性パラメータは、ワイ
ヤレスリモコン１６を通してユーザが好みに応じて調整
することが可能となっている。

【００２３】こうして生成された反射音信号は、Ｄ／Ａ
変換器９でアナログ信号に変換された後、ローパスフィ
ルタ１０、出力ボリューム１１およびアンプ１２を通し
てスピーカ１に供給され、反射音が再生される。一方、
反射音生成回路２３からの反射音信号は、さらにＦＩＲ
フィルタ８にも入力される。ＦＩＲフィルタ８の出力信
号は、位相反転回路２１を介して加算回路２２に供給さ
れ、Ａ／Ｄ変換器６の出力信号と加算される。この加算
回路器２２の出力信号が反射音生成回路２３に入力され
る。

【００２４】ここで、ＦＩＲフィルタ８には前述のイン
パルスレスポンス測定モードにおいて、スピーカ１から
マイクロホン２までの系の部屋の特性を含めたインパル
スレスポンス測定結果が係数として設定されている。こ
のため、ＦＩＲフィルタ８を通して得られた反射音信号
は、スピーカ１から発生された反射音がマイクロホン２
で収音された後、マイクミキシング回路３、入力ボリュ
ーム４、ローパスフィンタ５およびＡ／Ｄ変換器６を経
て得られた信号とほぼ同一になる。従って、位相反転回
路２１および加算回路２２を用いてＦＩＲフィルタ８の
出力信号の逆相信号をＡ／Ｄ変換器６の出力信号に加え
ることにより、スピーカ１から再生された音がマイクロ
ホン２に入ることによってＡ／Ｄ変換器６の出力に生じ
るフィードバック成分（エコー成分）がキャンセルされ
、ハウリングが制御されることになる。

【００２５】次に、この実施例における１チャンネル（
スピーカ１個、マイクロホン１個）でのハウリングキャ
ンセルの原理を図４を参照してさらに詳しく説明する。 図４において、ｙ（ｔ）はマイクロホン２の入力信号、
Ｒ（ｔ）はスピーカ１の出力、ｓ（ｔ）は音源である。 ＥＲ（ｔ）を反射音生成回路２３から出力される初期反
射音列、ｈ（ｔ）を部屋の特性を含めたスピーカ１から
マイクロホン２までの系のインパルスレスポンス、ｈ′
（ｔ）をこのインパルスレスポンスｈ（ｔ）の測定結果
であるＦＩＲフィルタ８の係数とし、Ｋを定数、Ｃ（ｔ
）をＦＩＲフィルタ８の出力とすると、次の関係式が得
られる。但し、＊は畳み込み演算（コンボリューション
）を示す。

【００２６】

【数１】 　　　　ｙ（ｔ）＝ｓ（ｔ）＋ｈ（ｔ）＊Ｒ（ｔ）　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１）　　　　
Ｒ（ｔ）＝｛ｙ（ｔ）−Ｋ・Ｃ（ｔ）｝＊ＥＲ（ｔ）　
　　　　　　　　　（２）　　　　Ｃ（ｔ）＝Ｒ（ｔ）
＊ｈ′（ｔ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　（３）

【００２７】これを変形して
、スピーカ１の出力Ｒ（ｔ）は、次のように書き換えら
れる。

【００２８】

【数２】 　　　　Ｒ（ｔ）＝ｓ（ｔ）　＊ＥＲ（ｔ）　＋　［｛
ｈ（ｔ）−Ｋ・ｈ　′（ｔ）　｝＊Ｒ（ｔ）］　＊ＥＲ
（ｔ）　（４）

【００２９】ここで、（４）式の右辺第
１項は本来のスピーカ１の出力であり、第２項はスピー
カ１の出力が再びマイクロホン２に戻る、いわゆるエコ
ー成分及びＦＩＲフィルタ８の出力である。インパルス
レスポンスｈ（ｔ）とＦＩＲフィルタ８の出力を互いに
逆相にして加算し、さらに定数Ｋを適当な値に設定すれ
ば、（４）式の右辺第２項は零にすることができる。こ
れがこの発明におけるエコーキャンセル、すなわちハウ
リングキャンセルの原理であり、エコー成分を含まない
本来の反射音のみの再生を行うことができる。

【００３０】なお、定数Ｋはインパルスレスポンス測定
時と反射音再生時のループゲインの比と考えられ、その
値は通常１である。また、インパルスレスポンス測定時
と反射音再生時にマイクロホン２の出力のボリューム（
入力ボリューム４）が一定であれば、ｈ（ｔ）とｈ′（
ｔ）とはほぼ等しくなる。また、スピーカ１〜マイクロ
ホン２系のループゲインを上げてゆくとハウリング現象
が起こるが、そのループゲインに対応してＫの値を変え
ることで（２）式の右辺第２項を消去でき、ハウリング
を制御することができる。

【００３１】次に、温度補償について説明する。一般に
、空気の中を伝搬する音の速度、つまり音速はその場所
の温度に依存して変化する。この音速の温度依存性は、
次の式で表わされる。

【００３２】

【数３】 　　　　Ｃ＝３３１．４５＋０．６・θ（ｍ／ｓ）　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（５
）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　Ｃ：音速
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　θ：摂氏温
度

【００３３】すなわち、温度が１℃変化すると約０．
６ｍ／ｓ　に相当する分だけ音の到達距離が異なってく
ることになる。上述のようにディジタル信号処理により
部屋の特性を含めたスピーカ１からマイクロホン２まで
のインパルスレスポンスを測定し、ハウリングキャンセ
ルを行う場合、理想的には測定時と再生時とで室温が同
じであることが必要である。もし測定時と再生時で室温
が異なる場合、インパルスレスポンス波形は音速の違い
によって異なってくる。その音速の違いは、（５）式か
ら概算できる。

【００３４】ここで、例えばＡ／Ｄ変換器６でのサンプ
リング周波数ｆｓ（＝Ｄ／Ａ変換器９での変換クロック
周波数）を４４．１ｋＨｚ、測定時の音速Ｃを３４０ｍ
／ｓ　とすれば、温度が１℃変化した場合、Ａ／Ｄ変換
器６の出力信号（ディジタル信号処理回路７の入力信号
）は、測定時と再生時とで１秒間当たり４４，１００×
０．６　／３４０　≒７７サンプル分だけ波形がずれる
ことになる。この様子を図示したのが図５である。この
実施例のようにディジタル信号処理回路７とＦＩＲフィ
ルタ８を用いてハウリングキャンセルを行う場合、上記
のような測定時と再生時のディジタル信号処理回路７の
入力信号の波形のいずれがハウリングキャンセル動作の
誤差を起こすことになり、問題となる。従って、ハウリ
ングキャンセルに際しては、このような測定時の再生時
との温度変化による音速の違いの影響を防ぐために、何
らかの温度補償が必要となる。

【００３５】ＦＩＲフィルタ８の時間長は一般に有限長
であるが、ハウリングキャンセルに用いる場合は、部屋
の残響時間（ＲＴ）に対応した長さのものを用いればよ
い。例えば残響の少ないＲＴ＝０．２秒以下の部屋に対
しては、ＦＩＲフィルタ８の時間長は実験的に７０ｍｓ
ｅｃの時間幅で十分なハウリングキャンセル効果が得ら
れる。これより長い残響時間を持つ部屋に対しては、Ｆ
ＩＲフィルタ８の時間長を更に長くすることで対応でき
る。この事柄を踏まえて、ハウリングキャンセルにおけ
る温度補償の方法を以下に説明する。

【００３６】まず、部屋の残響時間が短い場合について
は、ＦＩＲフィルタ８の時間長が短いため、温度変化に
応じてＦＩＲフィルタ８の出力信号波形を数サンプル遅
延させることで対応できる。

【００３７】図６は、この第１の方法に基づく温度補償
手段を備えた実施例を示す図であり、ディジタル信号処
理回路７内のＦＩＲフィルタ８からの出力信号の入力側
に遅延回路２４が挿入されている。遅延回路２４はディ
ジタルデータを扱うものであるため、例えばＲＡＭ（ラ
ンダムアクセスメモリ）が好適である。一方、温度セン
サ１３からの出力は温度検出回路２５に供給され、ここ
で温度データに変換されてマイクロコンピュータ１７に
入力される。マイクロコンピュータ１７は、入力された
温度データからインパルスレスポンス測定時と再生時と
の温度変化を知り、それに応じて遅延回路２４の遅延時
間、つまりマイクロホン２の出力信号（Ａ／Ｄ変換器６
の出力信号）に対するＦＩＲフィルタ８の出力信号の相
対的な遅延時間を制御する。すなわち、再生時に測定時
に比べて温度が上がり音速が速くなった時は、Ａ／Ｄ変
換器６の出力波形のタイミングがＦＩＲフィルタ８の出
力信号波形より相対的に速くなるため、遅延回路８の遅
延時間を短くし、温度が下がった時は逆に遅延時間を長
くする。

【００３８】温度補償の第２の方法としては、温度変化
による音速変化に対応してサンプリング周波数ｆｓを可
変する方法がある。図５で説明したように、ハウリング
キャンセルのためのＦＩＲフィルタ８の係数であるイン
パルスレスポンスの波形は、ディジタル信号処理の中で
はサンプリング周波数が変化しない限り一定である。こ
れに対し、再生時において部屋の温度がインパルスレス
ポンス測定時より変化した場合、スピーカ１〜マイクロ
ホン２系のインパルスレスポンス波形は、伸縮した形で
異なってくる。これはハウリングキャンセルを行う場合
に、キャンセル波形の誤差が生じる原因となる。

【００３９】このような場合、音速の変化に対応してＡ
／Ｄ変換器６のサンプリング周波数ｆｓ（Ｄ／Ａ変換器
９の変換クロック周波数）を変更することにより、見掛
け上のインパルスレスポンス波形が同一となる。例えば
再生時にインパルスレスポンス測定時より温度が上昇し
た場合は、サンプリング周波数ｆｓをその温度上昇に見
合った適当な量だけ上げれば、Ａ／Ｄ変換器６の出力信
号に含まれるインパルスレスポンス波形成分が測定時の
それと同一となり、正しくハウリングキャンセルを行う
ことができる。測定時より温度が下降した場合は、逆に
サンプリング周波数ｆｓを下げればよい。

【００４０】図１における温度補償回路１４は、この第
２の方法による温度補償を行う回路であり、例えば図７
に示すように構成される。図７において、温度センサ１
３の出力はＤＣアンプ３１により直流電圧に変換され、
クロック発生回路３２に印加される。クロック発生回路
３２においては、ＤＣアンプ３１からの直流電圧を基に
して抵抗Ｒ１、Ｒ２、可変抵抗器ＲＶおよびコンデンサ
Ｃ１によりバリキャップＶＣへのバイアス電圧ＣＶを生
成する。可変抵抗器ＲＶは、サンプリング周波数の基準
値設定のために用いられる。バイアス電圧ＣＶによって
バリキャップＶＣの容量値が決定され、それによりセラ
ミックス振動子ＸＬ、コンデンサＣ２、Ｃ３、抵抗Ｒ３
およびインバータＩ１、Ｉ２で構成される発振回路の発
振周波数が決定される。この発振回路の発振出力がクロ
ック発生回路３２からシステムクロックとして出力され
、システムの各部に供給されるとともに、分周回路３３
で分周され、サンプリング周波数ｆｓが得られる。

【００４１】図８に、バイアス電圧ＶＣに対するクロッ
ク発生回路３２の出力周波数ｆの変化ｆ／ｆｏ（ｆｏ：
中心周波数）の一例を示す。この図８に示すような変化
範囲内であれば、温度変化による音速変動に比例したサ
ンプリング周波数ｆｓを作り出すことは容易である。

【００４２】音速の温度依存性は先の（３）式に示した
通りであるが、温度変化に対してサンプリング周波数ｆ
ｓをインパルスレスポンス測定時のサンプリング周波数
からどの程度変化させれば温度補償ができるかを逆算し
た結果を図９に示す。但し、測定時の周囲温度θを１５
℃、サンプリング周波数ｆｓを４４．１ｋＨｚとした。 再生時の部屋の温度は、測定時に対して大きくとも±２
℃程度の増減と考えれば、図９よりサンプリング周波数
ｆｓの変化は±０．３５％程度で十分である。これは図
８より十分に実現可能な範囲である。また、季節や現在
の室温に応じて中心周波数ｆｏを設定すれば、部屋の温
度が大きく変化しない限り、前記のような温度補償は可
能である。

【００４３】図１０は、第２の方法による温度補償回路
１４の他の構成例を示している。この例は原理的には図
７と同じであるが、発振部にＶＣＯ（電圧制御発振器）
３４を用いて直接サンプリング周波数ｆｓを作り出して
いる。一方、ＶＣＯ３４の出力をＰＬＬ（位相ロックル
ープ）３６に入力して適宜周波数を逓倍することにより
、システムクロックを作っている。

【００４４】ところで、音場再生の効果を大きくするた
めに、出力ボリューム１１によりスピーカ１からの出力
音量を上げてゆくと、スピーカ１〜マイクロホン２系の
ループゲインが大きくなるため、フィードバック成分（
エコー成分）の振幅も大きくなる。そこで、この実施例
では図３に示すように、出力ボリューム１１に連動して
例えば位相反転回路２１のゲインを制御し、スピーカ１
からの出力音量に応じて位相反転回路２１の出力レベル
、すなわちＦＩＲフィルタ８の出力レベルを制御してい
る。これにより、出力音量の変化によるフィードバック
成分の振幅レベルの変化に対しても、正しくハウリング
キャンセルを行なうことができる。

【００４５】次に、多チャンネル音場制御装置の実施例
について説明する。図１１は、この発明に係る４チャン
ネル音場制御装置の概略構成を示す図であり、図１に示
した単チャンネル音場制御装置と同一部分には同一符号
を付して、相違点のみについて説明する。

【００４６】図１１に示す４チャンネル音場制御装置で
は、再生用スピーカ１として前方左（ＦＬ）チャンネル
用、前方右（ＦＲ）チャンネル用、後方左（ＲＬ）チャ
ンネル用および後方右（ＲＲ）チャンネル用の４個のス
ピーカが配置され、これに対応してディジタル信号処理
回路７、ＦＩＲフィルタ８、ローパスフィルタ１０、出
力ボリューム１１およびアンプ１２もそれぞれ４個ずつ
設けられている。また、４個のＦＩＲフィルタ８の出力
信号は加算器１９を介してディジタル信号処理回路８に
共通に入力されている。

【００４７】この音場制御装置は、インパルスレスポン
ス測定モードでは測定を各チャンネル毎にそれぞれ独立
して行って、各チャンネルのＦＩＲフィルタ８に対して
個別に係数を転送し、反射音再生モードでは加算器１９
で各チャンネルのＦＩＲフィルタ８の出力信号の総和を
とり、これを各チャンネルのディジタル信号処理回路７
に共通に入力することによって、ハウリングキャンセル
を行う。

【００４８】次に、この実施例における４チャンネル（
スピーカ４個、マイクロホン１個）でのハウリングキャ
ンセルの原理を図１２を参照してさらに詳しく説明する
。

【００４９】スピーカ１が２個（２チャンネル）以上の
場合には、他のチャンネルのスピーカ再生による部屋の
インパルスレスポンスがチャンネル間で相互に影響する
と考えられる。この場合のハウリングキャンセルの手順
として、まず各チャンネル毎に独立してインパルスレス
ポンスを測定し、これらを各チャンネル毎のＦＩＲフィ
ルタ８の係数とする。次に、各チャンネルのＦＩＲフィ
ルタ８の畳み込み演算結果を加算器１９で全て加算し、
その加算した信号でマイクロホン２からの信号のエコー
成分をキャンセルすることにより、多チャンネルのスピ
ーカを用いた場合のハウリングキャンセルが可能となる
。

【００５０】図１２において、ｙ（ｔ）はマイクロホン
２の入力信号、ＲＦＬ（ｔ），ＲＦＲ（ｔ），ＲＲＬ（
ｔ），ＲＲＲ（ｔ）　は各チャンネルのスピーカ１の出
力、ｓ（ｔ）は音源である。ＥＲＦＬ（ｔ），ＥＲＦＲ
（ｔ），ＥＲＲＬ（ｔ），ＥＲＲＲ（ｔ）　を各チャン
ネルの反射音生成回路２３から出力される初期反射音列
、ｈＦＬ（ｔ），ｈＦＲ（ｔ），ｈＲＬ（ｔ），ｈＲＲ
（ｔ）　を各チャンネルのスピーカ１から出力した時の
部屋の特性を含めたスピーカ１からマイクロホン２まで
の系のインパルスレスポンス、ｈ′ＦＬ（ｔ），ｈ′Ｆ
Ｒ（ｔ），ｈ′ＲＬ（ｔ），ｈ′ＲＲ（ｔ）　をこれら
のインパルスレスポンスの測定結果としての各チャンネ
ルのＦＩＲフィルタ８のコンボルバ係数とし、ＫＦＬ，
ＫＦＲ，　ＫＲＬ，ＫＲＲを定数、Ｃ（ｔ）を全チャン
ネルのＦＩＲフィルタ８の出力の総和である加算器１９
の出力とすると、次の関係式が得られる。但し、＊は畳
み込み演算（コンボリューション）を示す。

【００５１】

【数４】 ｙ（ｔ）＝ｓ（ｔ）＋ｈ　ＦＬ（ｔ）　＊Ｒ　ＦＬ（ｔ
）　＋ｈ　ＦＲ（ｔ）　＊Ｒ　ＦＲ（ｔ）＋ｈ　ＲＬ（
ｔ）　＊Ｒ　ＲＬ（ｔ）　＋ｈ　ＲＲ（ｔ）　＊Ｒ　Ｒ
Ｒ（ｔ）Ｒ　ＦＬ（ｔ）　＝｛ｙ（ｔ）−Ｋ　ＦＬ・Ｃ
（ｔ）｝＊ＥＲＦＬ（ｔ）Ｒ　ＦＲ（ｔ）　＝｛ｙ（ｔ
）−Ｋ　ＦＲ・Ｃ（ｔ）｝＊ＥＲＦＲ（ｔ）Ｒ　ＲＬ（
ｔ）　＝｛ｙ（ｔ）−Ｋ　ＲＬ・Ｃ（ｔ）｝＊ＥＲＲＬ
（ｔ）Ｒ　ＲＲ（ｔ）　＝｛ｙ（ｔ）−Ｋ　ＲＲ・Ｃ（
ｔ）｝＊ＥＲＲＲ（ｔ）Ｃ（ｔ）＝ｈ　′ＦＬ（ｔ）　
＊Ｒ　ＦＬ（ｔ）　＋ｈ　′ＦＲ（ｔ）　＊Ｒ　ＦＲ（
ｔ）＋ｈ　′ＲＬ（ｔ）　＊Ｒ　ＲＬ（ｔ）　＋ｈ　′
ＲＲ（ｔ）　＊Ｒ　ＲＲ（ｔ）

【００５２】これらを変
形して、各スピーカ出力ＲＦＬ（ｔ），ＲＦＲ（ｔ），
ＲＲＬ（ｔ），ＲＲＲ（ｔ）を整理すると、次の関係式
が得られる。

【００５３】

【数５】 　　Ｒ　ＦＬ（ｔ）　＝ｓ（ｔ）＊ＥＲＦＬ（ｔ）　　
　　　　　　　　　＋［　｛ｈ　ＦＬ（ｔ）　−Ｋ　Ｆ
Ｌ・ｈ　′ＦＬ（ｔ）　｝＊Ｒ　ＦＬ（ｔ）　　　　　
　　　　　　＋　　｛ｈ　ＦＲ（ｔ）　−Ｋ　ＦＬ・ｈ
　′ＦＲ（ｔ）　｝＊Ｒ　ＦＲ（ｔ）　　　　　　　　
　　　＋　　｛ｈ　ＲＬ（ｔ）　−Ｋ　ＦＬ・ｈ　′Ｒ
Ｌ（ｔ）　｝＊Ｒ　ＲＬ（ｔ）　　　　　　　　　　　
＋　　｛ｈ　ＲＲ（ｔ）　−Ｋ　ＦＬ・ｈ　′ＲＲ（ｔ
）　｝＊Ｒ　ＲＲ（ｔ）］＊　ＥＲ　ＦＬ（ｔ）　　　
　（６）　　Ｒ　ＦＲ　（ｔ）＝ｓ（ｔ）＊　ＥＲ　Ｆ
Ｒ　（ｔ）　　　　　　　　　　＋［　｛ｈ　ＦＲ（ｔ
）　−Ｋ　ＦＲ・ｈ　′ＦＲ（ｔ）　｝＊Ｒ　ＦＲ（ｔ
）　　　　　　　　　　　＋　　｛ｈ　ＦＬ（ｔ）　−
Ｋ　ＦＲ・ｈ　′ＦＬ（ｔ）　｝＊Ｒ　ＦＬ（ｔ）　　
　　　　　　　　　＋　　｛ｈ　ＲＲ（ｔ）　−Ｋ　Ｆ
Ｒ・ｈ　′ＲＲ（ｔ）　｝＊Ｒ　ＲＲ（ｔ）　　　　　
　　　　　　＋　　｛ｈ　ＲＬ（ｔ）　−Ｋ　ＦＲ・ｈ
　′ＲＬ（ｔ）　｝＊Ｒ　ＲＬ（ｔ）］＊　ＥＲ　ＦＲ
（ｔ）　　　　（７）　　Ｒ　ＲＬ　（ｔ）＝ｓ（ｔ）
＊　ＥＲ　ＲＬ　（ｔ）　　　　　　　　　　　　＋［
　｛ｈ　ＲＬ（ｔ）　−Ｋ　ＲＬ・ｈ　′ＲＬ（ｔ）　
｝＊Ｒ　ＲＬ（ｔ）　　　　　　　　　　　　　＋　　
｛ｈ　ＲＲ（ｔ）　−Ｋ　ＲＬ・ｈ　′ＲＲ（ｔ）　｝
＊Ｒ　ＲＲ（ｔ）　　　　　　　　　　　　　＋　　｛
ｈ　ＦＬ（ｔ）　−Ｋ　ＲＬ・ｈ　′ＦＬ（ｔ）　｝＊
Ｒ　ＦＬ（ｔ）　　　　　　　　　　　　　＋　　｛ｈ
　ＦＲ（ｔ）　−Ｋ　ＲＬ・ｈ　′ＦＲ（ｔ）　｝＊Ｒ
　ＦＲ（ｔ）］＊　ＥＲ　ＲＬ（ｔ）　　（８）　　Ｒ
　ＲＲ　（ｔ）＝ｓ（ｔ）＊　ＥＲ　ＲＲ　（ｔ）　　
　　　　　　　　　　＋［　｛ｈ　ＲＲ（ｔ）　−Ｋ　
ＲＲ・ｈ　′ＲＲ（ｔ）　｝＊Ｒ　ＲＲ（ｔ）　　　　
　　　　　　　　　＋　　｛ｈ　ＲＬ（ｔ）　−Ｋ　Ｒ
Ｒ・ｈ　′ＲＬ（ｔ）　｝＊Ｒ　ＲＬ（ｔ）　　　　　
　　　　　　　　＋　　｛ｈ　ＦＲ（ｔ）　−Ｋ　ＲＲ
・ｈ　′ＦＲ（ｔ）　｝＊Ｒ　ＦＲ（ｔ）　　　　　　
　　　　　　　＋　　｛ｈ　ＦＬ（ｔ）　−Ｋ　ＲＲ・
ｈ　′ＦＬ（ｔ）　｝＊Ｒ　ＦＬ（ｔ）］＊　ＥＲ　Ｒ
Ｒ（ｔ）　　（９）

【００５４】ここで、（６）〜（９
）の各式の右辺第１項は、本来再生すべき出力信号であ
る。（６）〜（９）各式の右辺第２項は、互いに各チャ
ンネルのスピーカ出力の影響を持つエコー成分及び各チ
ャンネルのコンボルバ出力である。この場合にも、この
第２項は測定時と再生時の条件を一定にすればゼロにす
ることができる。即ち、各式の中のカッコ｛｝内をすべ
てゼロにすることにより、各スピーカ出力は本来の再生
すべき信号出力のみとなる。従って、先の単チャンネル
の時と同様にハウリングキャンセルを行なうことができ
る。

【００５５】このハウリングキャンセル動作を簡単のた
めチャンネルがＲ，Ｌの２チャンネルの場合について、
図１３に示す実際の観測波形を用いて説明する。図１３
はインパルス信号に対する各部の波形を示したもので、
（ａ），（ｂ）はＲ，Ｌチャンネルのインパルスレスポ
ンスを係数として持つＦＩＲフィルタ８のパルス入力に
対する出力波形、（ｃ）はこれら（ａ），（ｂ）を加算
した加算器１９の出力信号波形である。また、図１３（
ｄ）は反射音生成回路２３より、Ｌ，Ｒ同時にインパル
スを出力した場合、それがスピーカ１から再生され、部
屋の応答（エコー成分）がマイクロホン１にフイードバ
ックした時のＡ／Ｄ変換器６の出力信号波形である。 図１３（ｃ）に示した加算器１９の出力信号を図３に示
したディジタル信号処理回路７内の位相反転回路２１で
逆相にした後、加算回路２２で図１３（ｄ）に示したＡ
／Ｄ変換器６の出力信号に加算すると、図１３（ｅ）と
なる。この図１３（ｅ）の波形はエコー成分がキャンセ
ルされた本来のスピーカ１の出力であり、これによって
ハウリングがキャンセルされることが分かる。

【００５６】なお、この実施例においては各チャンネル
のディジタル信号処理回路７内の位相反転回路２１を各
チャンネルに共通に設けてもよい。また、この実施例に
おいても出力ボリューム１１に応じて位相反転回路２１
のゲインを制御し、スピーカ１からの出力音量に応じて
位相反転回路２１の出力レベルを制御することによって
、出力音量によらず正しいハウリングキャンセル効果を
得ることが可能である。上記の実施例では、マイクロホ
ン２が１個である場合について説明したが、図１４に示
すように複数個のマイクロホン２ａ〜２ｎを用いた場合
は、それらの各出力を加算器２０で加算した後、Ａ／Ｄ
変換器６に入力すればよい。

【００５７】なお、以上の実施例では、音場制御装置に
本発明を適用したが、本発明は、この他にもコンサート
ホール、講演、会議等での音響システムにも適用可能で
ある。

【００５８】

【発明の効果】以上、説明したように、この発明によれ
ば、スピーカおよびマイクロホンを有する音響系で生じ
るハウリングを防止するハウリングキャンセル装置にお
いて、音響系のインパルスレスポンスに基づいて決定さ
れた係数をスピーカへの入力信号に畳み込み演算してス
ピーカからマイクロホンへのフィードバック成分を求め
、これをマイクロホンの出力信号と互いに逆相にして加
算することにより、フィードバック成分を除去し、ハウ
リングキャンセルを行うことが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】　　この発明の一実施例に係るハウリングキャ
ンセル装置を用いた単チャンネル音場制御装置のブロッ
ク図である。

【図２】　　同実施例のインパルスレスポンス測定時の
状態を模式的に示すブロック図である。

【図３】　　同実施例の反射音再生時の状態を模式的に
示すブロック図である。

【図４】　　同実施例におけるハウリングキャンセルの
原理を説明するための図である。

【図５】　　この発明における温度変化による測定時と
再生時のインパルスレスポンスの違いを説明するための
図である。

【図６】　　この発明における第１の温度補償法を適用
した音場制御装置の構成を示すブロック図である。

【図７】　　この発明における第２の温度補償法を適用
した温度補償回路の構成例を示す回路図である。

【図８】　　図７におけるバリキャップのバイアス電圧
に対するクロック発生回路の出力周波数の変化を示す図
である。

【図９】　　図７において温度変化に対して必要なサン
プリング周波数の制御量を示す図である。

【図１０】　　この発明における第２の温度補償法を適
用した温度補償回路の他の構成例を示す回路図である。

【図１１】　　この発明の他の実施例に係るハウリング
キャンセル装置を用いた４チャンネル音場制御装置のブ
ロック図である。

【図１２】　　同実施例におけるハウリングキャンセル
の原理を説明するための図である。

【図１３】　　同実施例におけるハウリングキャンセル
動作を説明するための波形図である。

【図１４】　　マイクロホンが複数個の場合の実施例を
示す図である。

【符号の説明】

１…再生用スピーカ、２…収音用マイクロホン、３…マ
イクミキシング回路、４…入力ボリューム、５，１０…
ローパスフィルタ、６…Ａ／Ｄ変換器、７…ディジタル
信号処理回路、８…ＦＩＲフィルタ、９…Ｄ／Ａ変換器
、１１…出力ボリューム、１２…アンプ、１３…温度セ
ンサ、１４…温度補償回路、１５…ワイヤレスリモコン
、１６…リモコンインタフェース、１７…マイクロコン
ピュータ、１８…ＲＯＭ。

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】少なくとも一つの再生用スピーカと、少な
   くとも一つの収音用マイクロホンとを有し、マイクロホ
   ンに入力された音響信号がスピーカから出力される音響
   系で生じるハウリングを防止するハウリングキャンセル
   装置において、前記音響系のインパルスレスポンスに基
   づき係数を決定する係数決定手段と、決定された前記係
   数に基づいて前記スピーカへの入力信号を畳み込み演算
   する第１の演算手段と、前記マイクロホン出力信号と前
   記第１の演算手段の出力信号とを互いに位相反転して加
   算し、前記スピーカへの入力信号を得る第２の演算手段
   とを具備することを特徴とするハウリングキャンセル装
   置。
2. 【請求項２】前記係数決定手段は、複数回求められた前
   記インパルスレスポンスをアベレージングして前記係数
   を決定することを特徴とする請求項１記載のハウリング
   キャンセル装置。
3. 【請求項３】前記音響系の温度を検出する温度検出手段
   と、前記温度検出手段の検出結果に対応して、前記マイ
   クロホンの出力信号に対する前記第１の演算手段の出力
   信号の相対的な遅延時間を制御する遅延時間制御手段と
   を更に具備することを特徴とする請求項１又は２記載の
   ハウリングキャンセル装置。
4. 【請求項４】前記音響系の温度を検出する温度検出手段
   と、前記温度検出手段の検出結果に対応して、前記マイ
   クロホンの出力信号をＡ／Ｄ変換する際のサンプリング
   周波数を制御する手段とを更に具備することを特徴とす
   る請求項１又は２記載のハウリングキャンセル装置。
5. 【請求項５】前記スピーカからの出力音量に応じて前記
   第１の演算手段の出力レベルを制御する手段を更に具備
   することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一項記
   載のハウリングキャンセル装置。