JPH04290969A - 送信の完全性の測定法および測定装置 - Google Patents
送信の完全性の測定法および測定装置Info
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Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 63
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 title claims abstract description 32
- 230000006870 function Effects 0.000 claims description 32
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 16
- 230000005684 electric field Effects 0.000 claims description 13
- 238000012546 transfer Methods 0.000 claims description 13
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 12
- 238000013178 mathematical model Methods 0.000 claims description 12
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 9
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 claims description 3
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 abstract description 5
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 16
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 10
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 4
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 4
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 3
- 230000008859 change Effects 0.000 description 3
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 3
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 3
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 3
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 3
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 3
- 239000000047 product Substances 0.000 description 3
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 3
- 239000013589 supplement Substances 0.000 description 3
- 238000010521 absorption reaction Methods 0.000 description 2
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 2
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 2
- XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N water Substances O XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- ATJFFYVFTNAWJD-UHFFFAOYSA-N Tin Chemical compound [Sn] ATJFFYVFTNAWJD-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000003491 array Methods 0.000 description 1
- 238000000354 decomposition reaction Methods 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 230000005672 electromagnetic field Effects 0.000 description 1
- 230000007613 environmental effect Effects 0.000 description 1
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 1
- 238000007429 general method Methods 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 1
- 239000003550 marker Substances 0.000 description 1
- 238000012806 monitoring device Methods 0.000 description 1
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 1
- 230000008520 organization Effects 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- -1 snow Substances 0.000 description 1
- 238000010561 standard procedure Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S1/00—Beacons or beacon systems transmitting signals having a characteristic or characteristics capable of being detected by non-directional receivers and defining directions, positions, or position lines fixed relatively to the beacon transmitters; Receivers co-operating therewith
- G01S1/02—Beacons or beacon systems transmitting signals having a characteristic or characteristics capable of being detected by non-directional receivers and defining directions, positions, or position lines fixed relatively to the beacon transmitters; Receivers co-operating therewith using radio waves
- G01S1/022—Means for monitoring or calibrating
- G01S1/024—Means for monitoring or calibrating of beacon transmitters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
- Investigating Or Analyzing Materials By The Use Of Electric Means (AREA)
- Testing Electric Properties And Detecting Electric Faults (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
- Arrangements For Transmission Of Measured Signals (AREA)
- Analysing Materials By The Use Of Radiation (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は送信の完全性、とりわ
けラジオビーコンにより送信された信号の送信の完全性
を試験するように設計された測定法および測定装置の分
野に関する。 【０００２】 【従来の技術】ラジオビーコンは一般にはＶＨＦまたは
ＵＨＦ周波数である搬送周波数で一組の信号を送信する
無線装置であることが知られている。これらの信号は送
信されるが、それは搬送波の周波数に同調した適当な受
信機を取り付けた移動体がこの信号を使用して送信機の
到来の軸の角度を決定し、それにより移動体の位置が決
められるように行われる。ラジオビーコンは全方向性の
場合もあるし方向性の場合もある。全方向性ラジオビー
コンにはＶＯＲ（ＶＨＦ全方向性範囲）ビーコンとして
国際的に知られているラジオビーコンがあり、これによ
り適当に装備された航空機はラジオビーコンの到来の軸
の角度を特定することができ、この航空機はラジオビー
コンの位置の磁北に対する位置が決められる。方向性ラ
ジオビーコンには例えばＩＬＳ（計器着陸方式）装置と
して国際的に知られている装置がある。これらのラジオ
ビーコンは空中において滑走路に向かったグライドパス
を決定するのに使用される。ラジオビーコンにより送信
される信号は一般にはアレーアンテナにより送信され、
各アレーアンテナには特別な方法により変調されたＨＦ
信号により電力が供給されている。 【０００３】 【発明が解決しようとする課題】ラジオビーコンから得
られる位置に関する情報の正確性は、所定の規準内にあ
る信号を送信する機器の能力に直接左右される。ＶＯＲ
またはＩＬＳシステムのようなラジオビーコンの場合、
これらの規準は国際民間航空機構（ＩＣＡＯ）により定
められている。例えばＩＣＡＯにより発刊された文書“
付録１０”の第３．１章にはＩＬＳの技術的な仕様につ
いて記載してある。＆．３．１によれば、Ｉ．Ｌ．Ｓ．
には次の基本的な項目が含まれている：ａ）ローカライ
ザラジオビーコン ｂ）グライドパスラジオビーコン ｃ）ラジオマーカー 【０００４】ローカライザラジオビーコンにより決めら
れる垂直平面はゼロＤＤＭポイントの軌跡であり滑走の
軸を含んでいる。 【０００５】グライドパスラジオビーコンによりある平
面、すなわちゼロＤＤＭポイントの軌跡が決まり、ロー
カライザの平面との交点によりグライドパスが決まる。 【０００６】ラジオマーカーにより滑走のスレショルド
に対する位置の指示がなされる。 【０００７】短縮ＤＤＭは２種類の低周波９０Ｈｚと１
５０Ｈｚの電圧による搬送波の変調の深さの差を示して
いる。ＤＤＭにより航空機が活用している案内信号が決
まる。 【０００８】性能特性は別として、主要な要求は次の２
点に関連している： １ 運転の連続性：放射がめったに妨害されない特性
；２ Ｉ．Ｌ．Ｓの完全性：装置により与えられる情
報の正確性に基づくレライアンスに関する特性。 【０００９】Ｉ．Ｃ．Ａ．Ｏの文書において＆．３．１
．２．６で述べているのはＩＬＳ装置の本質的な目的が
提案されており、遭遇する可能性のある最も好ましくな
い環境状態でシステムの完全性、信頼性、および動作の
安定性の最も可能性のある度合いが述べられている。 最初の部分に対する追加Ｃにはこの目的を達成できる指
示が含まれている。 【００１０】２．８．２．１３で述べているのは、一般
に制御装置の設計がある範囲の大きさの中にある特別な
点に放射される電磁信号を連続的にチェックする原理に
基づいていることであり、このチェックによりこれらの
電磁信号が３．１．３．１１と３．１．５．７で規定さ
れた規格に従う。 【００１１】これらの指令に従うために、グライドパス
信号の完全性をチェックする装置には、１番目にグライ
ドパスに送信された信号を示す位置の送信マストの近く
に置かれたセンサと、２番目に２つの異なる方向に理論
的に受けた信号を再構成するため複数のアンテナ電流を
測定しそれらのアンテナ電流を再結合するカップラによ
り構成された装置がある。ＶＯＲに対しては、その装置
にはアレーアンテナの近くに置かれた少なくとも１つの
センサがある。 【００１２】これらの装置により行われた測定の結果は
、所定のグループ内にあるようにする必要がある。完全
性をチェックするこのモードの主な欠点はＩＣＡＯによ
り、ＩＬＳに対する付録１０に指摘されている。 【００１３】この文書では、このチェックはある範囲に
対してはカバーする大きさ内の他のいたる所にある電磁
信号が許容限度内にあることを示しているが、この観測
にはかなりの前提があることが述べられている。 【００１４】それ故カバーする大きさにわたり電磁信号
の完全性を確保するためには飛行中および地上において
周期的なしかも詳細にわたるチェックを行うことが不可
欠である。 【００１５】その理由は、搭載した受信機の近くの電界
は遠近の環境から生ずる全ての寄生的な反射により妨害
されるからである。 【００１６】これはある与えられた点での電界の値は他
の全ての方向に放射された電界の値によることを示して
いる：アンテナパターンを変更することは使用の点にお
ける案内信号を変えるために必要となる。 【００１７】ここに空間で信号の完全性を保証すること
に対する主な障害と現在使用されているチェック用装置
の主な欠点がある。これらの装置により実際には２また
は３種類の所定の方向に送信された信号の代表的なサン
プルのみが測定される。これらの装置は広範囲な方法で
殆んどのパラメータを取り入れているが、これらの装置
はこれらのパラメータの個々の値を正確に評価すること
にも、空間の全ての方向に発射される電界を決めること
にも使用されない。 【００１８】 【課題を解決するための手段】この発明の目的はカバー
する大きさの中の空間のある点で受信される信号がラジ
オビーコンの場合はＩＣＡＯにより定められた規格に従
っている、またはより一般的な場合は送信機の製造によ
り定められた規格に従っていることを恒久的に確めるこ
とに使用される方法および装置を提供することによりこ
の欠点を解決することである。関係のある空間にわたり
センサを置くことを考慮することは不可能であるので、
この発明による方法は本質的には計算することによって
いる。これらの計算を行うためにある位置にあるために
は、第１にこの点の座標の関数としてその点で受けた信
号の特性パラメータを表わす確実な数学的モデルを有す
る必要がある。従って、そのモデルにより定められる計
算を行うのに必要な変数を全て測定する必要がある。さ
て、現在まで判っている知識により、期待されるモデル
は送信を妨害することなく恒久的には測定できない変数
を使用している。そのような変数は例えば気象条件すな
わち本質的にはアンテナまたはレードームの上の霧の存
在の関数として変化するアンテナの利得であり、ある条
件においては大地の反射係数である。これらの変数の値
を恒久的に測定できるならば、あらゆる瞬間において測
定されるパラメータの値の関数として、更にすでに測定
されている可能性のある他の変数の関数として、より効
率的な計算がカバーされる大きさのあらゆる適当な点で
の信号の値により行われる。この発明による方法と装置
は選択されたモデルの適正を確定するのに使用でき、更
に同時に提供されたサービスの質を改善するが、動作費
用を低減することに使用できる。この発明は更にある特
定の場合は故障の場合に診断のサポートを提供すること
ができる。 【００１９】これらの全ての目的に対し、この発明の目
的は直接には測定しにくいパラメータにより影響を受け
やすい送信の完全性を恒久的にチェックするための方法
であり、係数に対する影響と空間へ放射される電界の位
相は数学的モデルにより決定され、送信はアレーアンテ
ナで行われており、更に各アンテナまたはグループのア
レーアンテナには１以上のＨＦ搬送波周波数が供給され
ており、これらの周波数のそれぞれは１以上の正確な正
弦波状の低周波信号により既知の方法で変調されており
次のことから成る： １ 少なくとも１点で受けた信号と基準信号と呼ばれ
る信号との組合せの振幅の値により、その点および周期
Ｔ時間の間に記録が行われており、基準信号の基本周波
数が分折される信号のＨＦ周波数の１つに等しい；２
このように得られた信号の周波数成分の振幅が抜き取
られ記憶される； ３ ステップ１と２は同じ点で信号を記録することと
、実行することをｎ回（ｎは全体数を示す）開始し、各
回において基準信号の位相シフトが次の量である、αｋ
＝２π／ｎ、 ｋは１とｎの間の全ての値を連続して取る全体数である
； ４ このように記憶されたｎ個の振幅が関数Ｆ（αｋ
）のｎ個の値として処理され、そのフーリエ変換のあ
る係数の値がその処理から抜き取られる； ５ １から４までの全ての演算が測定点にある回数と
少なくとも同じ回数再度開始される； ６ 未知のパラメータの値が数学的なモデルを使用す
ることにより決定される。 【００２０】記録される点はアンテナのレードーム内に
あるか、しかもこの場合はこの点における信号はこのア
ンテナにより送信された信号を示しているが、またその
外にあるか、しかもこの場合はこの点における信号は全
てのアレーから生ずる信号を示している。後者の場合、
その点はアレーの近くに置いてあることが好ましい。 【００２１】周期Ｔ時間は分析される低周波信号の周期
の全体数であることが好ましい。 【００２２】αｋ の関数のフーリエ変換の係数の値は
特に連続したコンポーネントすなわち位相と周期２πの
コンポーネントの振幅である。 【００２３】上述の方法を使用するようにされた理論的
な原理は故意に簡略した仮想の例により以下に説明して
ある。 【００２４】距離ｌだけ離れた２つのアンテナＡとＢに
ついて検討する。アンテナＡには次の形の信号が加えら
れている： ａｃｏｓ（ωｔ＋ψ１ ）ｃｏｓΩ１ ｔアンテナＢに
は次の形の信号が加えられているｂｃｏｓ（ωｔ＋ψ２
）ｃｏｓΩ２ ｔ【００２５】この例においてａとｂ
は信号の係数を示しており、ωは搬送波のラジアン単位
の周波数であり、Ω１ とΩ２ はラジアン単位の変調
周波数であり、ψ１ とψ２ は時間ｔ＝０でのアンテ
ナＡとＢのそれぞれの搬送波の位相を示している。 【００２６】空間のあらゆる点に置かれているセンサは
センサからアンテナまでの距離および大気の吸収係数の
ような既知の要素の既知の関数であり、これら２つのア
ンテナから生ずる信号を受信する。センサまでの距離は
不変量であり、減衰の吸収、各アンテナから送信される
信号も同様である。これとは反対に、アンテナＴＡ と
ＴＢ の送信の係数は気象条件（アンテナレードーム上
の水、雪、霧の存在）の関数として独立に変化する。 【００２７】それ故選択したモデルでは空間のある点で
次の形の信号が受信されることが導かれる： Ｔ
Ａ ａｃｏｓ（ωｔ＋ψａ）ｃｏｓ Ω１ ｔ＋ＴＢ
ｂｃｏｓ（ωｔ＋ψｂ）ｃｏｓ Ω２ ｔ【００２８】
この方法を適用するため必要とされる条件はそれ故良好
にしかも正しく表わされる。ある点における係数と位相
が２つのパラメータＴＡ とＴＢ により影響を受ける
場合がある信号があり、これらのパラメータは送信の間
恒久的には測定できない。受信信号のコンポーネントに
対するこのパラメータの影響はモデル化できる。 【００２９】この方法の第１ステップはアレーアンテナ
の近くのある点において、アレーアンテナによりその点
で送信される信号と、搬送波を周波数が同じ基準信号と
呼ばれる信号との和である信号を記録することにある。 アレーアンテナの近くのある点はその点で取り出された
信号に十分近い点として定められ、同軸ケーブルまたは
ガイドにより送信に関係した装置（例えば制御室）に取
り入れられるが、同時に測定に十分に必要な値を記憶し
ている。ここで記載している仮想の例では基準信号は次
の形をとる： Ｅ＝Ｅ０ ｃｏｓ（ωｔ＋ψ０ ＋αｋ）【００３０】
この式において、ωは共通搬送波の周波数であり、ψ０
はｔ＝０に対する位相であり、αｋ は位相シフトで
あり２π／ｎと２π／ｎの増分の２πとの間で連続した
全ての値を取る。基準信号とアレー信号との加算により
基準信号は次の一定の条件を満足するようにされる： １ 平均レベルにかなりの変化を生ずるのに十分であ
ること ２ 結合信号が過変調の状態にならないようにするた
め、弱すぎたり強すぎたりしないようにすること。 【００３１】これらの条件は著しくは制限しないが、分
折される信号および可能な場合は位相の値の関数として
プログラム可能な減衰器の最適値を定めるように設計さ
れた一連の校正が必要となる。 【００３２】これらの条件のもとで、和信号は次の様に
書ける： 【数１】 ここに、 【数２】 ψａ ＝ψ１ ＋ａｒｇＴＡ ψｂ ＝ψ２ ＋ａｒｇＴＢ 【００３３】Ｚ１ 、Ｚ２ 、Ｚ３ が３つの複素数を
示すならば、和Ｚ１ Ｚ２ Ｚ３ は係数として次の値
をとる。 【数３】 従って、 【数４】 検出後、信号 【数５】 の係数は次の式のように書ける： 【数６】 【００３４】前述の和信号 【数７】 はこの方法のステップ１で記載した組合せ信号である。 ステップ２を実施するため、更に組合せ信号の数学的な
式に表わされる低周波数の信号をフィルタに通す必要が
ある。製造されるフィルタの選択は検出後に得られる信
号の数学的な式の形により制限を受ける。簡単な例を選
べば、この方法に使用するため見込みのある項目はαｋ
の関数の項目である。これは一般的にも正しい。 【数８】 の数学的な形には更にラジアン単位の周波数２Ω１ 、
または２Ω２ により変化する信号として分折できるｃ
ｏｓ ２Ω１ｔｃｏｓ ２Ω２ ｔの項目と、ラジアン
単位の周波数（Ω１ ＋Ω２ ）と（Ω１ −Ω２ ）
により変化する信号の和として分折されるｃｏｓΩ１
ｔｃｏｓΩ２ｔの項目と、最後にｃｏｓΩ１ ｔとｃｏ
ｓΩ２ ｔの項が含まれている。それ故ラジアン単位の
周波数０、２Ω１ 、２Ω２ 、（Ω１ ＋Ω２ ）、
（Ω１ −Ω２ ）Ω１ 、Ω２ が中心のフィルタを
通すことができる。 【００３５】このような簡単な例では可能な選択はΩ１
とΩ２の簡単な線形の組合せであることが判る。他の
例でもこれを確かめることができる場合がある。このよ
うな可能な選択の中で、未知のパラメータに対し所定の
アプローチを与え、更に簡単な方法の所定のアプローチ
を与えることが好ましい。選択した仮想の例において、
例えばフィルタをΩ１ について通すと、信号ＳＡ は
次の形のフィルタの出力に得られる： ＳＡ αａ′Ｅ０ ｃｏｓΩ１
ｔｃｏｓ（ ψ０ ＋αｋ −ψＡ）【００３６】全数
に等しい周波数に対しこの信号が記録されると、この記
録からこの場合次のものに等しいＳＡ の振幅を抜き取
ることが可能である： 【数９】 【００３７】この場合、この方法の２番目のステップに
対する当該の周期時間Ｔはラジアン単位の周波数Ω１
における信号の周期の全数に等しい。ＴＢ を得るよう
に選んだ例では、周期の数すなわち全数に対応した周期
時間Ｔの間パルスΩ２ における信号のΩ２ にフィル
タリングを行うことが必要となる。 【００３８】最も一般的には、フィルタリングが異なっ
た変調のラジアン単位の周波数に対する線形の組合せに
ついて行われる時、周期時間Ｔは選択した組合せ内の種
々の実際の周期の最小公倍数ＬＣＭに等しい周期時間Ｔ
ｍ の全数倍となる。用語“実際の”は、例えばラジア
ン単位の周波数２Ω１ における信号に対応した周期は
ラジアン単位の周波数Ω１ における信号に対応した周
期の半分であるということを考慮するため用いている。 同様に、ラジアン単位の周波数Ω１ ＋Ω２ またはΩ
１−Ω２ における項目が組合せの中にあれば、この項
目を考慮する必要のある実際の周期はΩ１ とΩ２ に
対応した周期のＬＣＭである。並列のフィルタに加える
ことがいくつかの組合せについて行われると、周期時間
ＴＭ は前述に示したように所定の最長の周期に少なく
とも等しくなるが、フィルタを加えられた組合せの周期
に対応した周期時間Ｔｍ の全数倍である周期時間Ｔの
終りに記録を妨害するシークエンサを各フィルタの出力
に有する必要がある。直列のフィルタに加えることが行
われると、連続した周期時間Ｔのそれぞれはフィルタを
加えられた信号の周期の全数倍に等しく、記録を連続さ
せることには、これらの種々の周期時間を考慮する必要
がある。フィルタに加えられた信号の振幅の値に最も可
能性の高い正確性を与えるため、全数に等しい周期の数
についてそれぞれの信号のフィルタを加えることが必要
となる。この点は典型的な実施例に関連して以下で更に
より詳細に説明する。上述のことから更にラジアン単位
の周波数Ω１ に対応した周波数に中心があるフィルタ
の出力信号は次式であることが判る、 ＳＡ αａ′Ｅ０ ｃｏｓ（ ψ０ ＋α
ｋ −ψＡ）ｃｏｓΩ１ ｔ。 【００３９】この信号の係数は次式に等しい：【数１０
】 【００４０】この抜き取りにより前述に記載の方法の２
番目のステップが終わる。 【００４１】測定がこの方法の３番目のステップを実施
する値２π／ｎにより、毎回増分αｋ ずつｎ回再度開
始されると、αｋ の関数としてＳＡ を表わすことが
できる。αｋ が０と２πの間で２π／ｎの幅で変る時
これらの変化は図１ａに示してあり、ｎは例えば１６に
等しく選ばれている。 【００４２】注意すべきことは、このように選んだ簡単
な例ではこの関数の最大と最小の差は２ａ′Ｅ０ に等
しく、この関数の位相は次式に等しい： ψ０ −ψａ 。 【００４３】これらの２つの変数を抜き出すことにより
前述に記載の方法に４番目のステップが構成される。 【００４４】これらの２つの変数はαｋ の関数に対す
るフーリエ変換の周期２πに対する係数の位相と振幅で
ある。フィルタリングがラジアン単位の周波数Ω２ に
対応した周波数について行われると、αｋ が０と２π
の間で変る時同様に得られる関係を図１ｂに示してある
。この関係の最大と最小の差は２ｂ′Ｅに等しくこの関
数の位相は次式に等しい： ψ０ −ψｂ 。 【００４５】αｋ の関数として変数、【数１１】 と変数、 【数１２】 のそれぞれが判ることにより、位相シフトと更にそれぞ
れのアンテナＡ、Ｂにより与えられ、利得と呼ばれてい
る減衰量が与えられている。再度数学的なモデルを取る
ことが十分でき、次式のように書けこの方法の最後のス
テップとなる： 【数１３】 ψ０ −ψａ ＝ψ０ −ψ１ −ａｒｇＴａψ０ −
ψｂ ＝ψ０ −ψ２ −ａｒｇＴｂ全ての位相と電圧
は基準信号の振幅と位相に対して測定されていることに
注意する必要がある。ａ、ｂ、ψ１ 、ψ２ の値は同
じ処理によりアンテナＡとＢのそれぞれにおけるセンサ
からの信号を分折することにより得られる。 【００４６】この方法は第１には送信を妨害する必要が
なく測定を行うことができるという意味において、更に
第２にはこの方法を繰返すことにより測定が永久に更新
されるという意味において恒久的であると言える。 【００４７】この発明は更に直接には測定しにくい送信
のパラメータの測定装置に関しており、ある点における
送信の係数と位相に対する影響は数学的なモデルにより
決定され、その送信はアレーアンテナで行われており、
各アンテナまたはグループのアレーアンテナには共通の
ＨＦ搬送波周波数を有した１以上の送信機があり、この
周波数は１以上の正確な正弦波状の信号によりそれぞれ
のアンテナに対して変調されており、更に次のものから
成る装置である： １ アンテナの供給電流を受けるカップラ；２ ア
レーアンテナの近くに置かれたセンサ；３ ２つの入
力と１つの出力を有し、各センサとカップラを連続して
接続するプログラム可能なＨＦ帯転換スイッチにより入
力の１つにおいてセンサから来る信号の１つを受け、更
に送信に関係する送信機の１つの出力にあるカップラに
より取り出されるいわゆる基準信号を他の入力において
プログラム可能な位相シフタを通して受ける合算器で、
合算器の出力は検出器に接続されている；４ 検出器
の出力で補促カードを通して信号を受け、更にインター
フェイスカードを通して位相シフタの方向および高周波
転換スイッチの方向に制御信号を送出するコンピュータ
。 【００４８】これらの２つのカードは必ずしも必要では
ない。その要否は使用したコンピュータと入力に必要な
レベルによって決まる。カップラは数学的なモデルにア
ンテナ電流の知識を要しなければ必要でない。この発明
による方法を実施できる前述の装置にフィルタがないの
はフィルタリングがコンピュータによりディジタル的に
行われるからである。検出器の出力に一連のフィルタを
置くことが明らかに必要であり、フィルタのそれぞれは
変調周波数の線形組合せである周波数に中心が合わされ
ており、プログラム可能な転換スイッチによりフィルタ
の出力の信号は補促カードに方向が向けられる。 【００４９】ある場合には、補促カードにより行われた
標本の補促周波数が十分高くなければ、例えばより低い
低周波に対するディジタルフィルタリングと高い低周波
に対するアナログフィルタを結合したアプローチにより
妥協が適当に行われる。 【００５０】同様にコンピュータレベルを有することは
基準信号とセンサから来る信号に対し適当であるという
ことがこの方法に対する記載について言える。もしそう
でなければ、プログラム可能な減衰器がセンサの転換ス
イッチの出力と合算器の入力の間に置くことができ、減
衰器の選択は従来の校正により決めることができる。減
衰器は切換えられるセンサの機能としてのインターフェ
イスカードによりコンピュータが制御している。 【００５１】この発明による方法および装置を添付の図
面および２つの実施例に関連して説明する。１番目の例
はＩＬＳグライドパスラジオビーコンにより発射される
信号に影響のあるパラメータの測定に関している。２番
目の例はより詳細に記載しているがドップラーＶＯＲの
送信に影響を与える可能性のあるパラメータの測定に関
している。 【００５２】 【実施例】以下図面に基づきこの発明を更に詳しく説明
する。 【００５３】図２はこの発明による装置を示しており、
次のものを示している： １ 送信機の出力でアンテナが供給電流を受けるカッ
プラ； ２ アレーアンテナの近くに置かれたセンサ２；３
２つの入力４、５と１つの出力６を有し、各センサ２
とカップラ１を連続して接続するプログラム可能なＨＦ
帯転換スイッチにより入力５の１つにおいて選択された
センサまたはカップラから信号を受け、更に送信に関係
する送信機の１つの出力にあるカップラ９により取り出
されるいわゆる基準信号を他の入力４においてプログラ
ム可能な位相シフタ８を通して受ける合算器で、合算器
の出力６は検出器１０に接続されている；４ 検出器
１０から来る出力信号１６を補促カード１２を通して受
け、更にインターフェイスカード１３を通して位相シフ
トおよび高周波転換スイッチ７の方向に制御信号を送出
するコンピュータ。コンピュータから来る制御ビットの
送信に対するバス１７は図の中で斜線がつけられている
。プログラム可能な位相シフタ８はポジションが２ｐ
ある位相シフタであることが好ましい。 【００５４】図３に示すこの発明による装置の変形では
検出器１０の出力におけるフィルタリングは一連のアナ
ログフィルタ１４により行われており、各フィルタはほ
とんどが一般にはＨＦ帯搬送波の種々の変調周波数の線
形組合せである周波数に中心が合わされている。この場
合、検出器の出力１６は一連のフィルタ１４に接続され
ており、制御用整合インターフェイスカード１３により
コンピュータ１１が制御しているプログラム可能な転換
スイッチ１５は記録されたフィルタ出力を選択する。こ
の転換スイッチの機能は補促カードの中に含まれている
場合がある。 【００５５】図４に示す他の代替の実施例で、入力信号
転換スイッチの出力はプログラム可能な減衰器１８に加
えられており、その出力合算器３の入力５に接続されて
いる。ダイオードスイッチ１９は位相シフタ８の出力と
合算器３の入力４の間に接続されたコンピュータにより
制御されており、このスイッチにより基準信号の到達を
妨害することができる。転換スイッチ７には負荷２０を
選択する位置がある。 【００５６】図５の装置は基準信号がコンピュータ１１
により選択される上述の装置と異なっている。これによ
り図５の装置には９１ から９３のカップラがある（図
５の場合）。これらのカップラのそれぞれの出力はプロ
グラム可能なＨＦ帯転換スイッチ２２により選択される
。 同期装置２１により同期信号が補促カード１２の方向に
送出される。検出器１０の出力は一方は直接に補促カー
ド１２に加えられ、他方はフィルタ１４−１、１４−２
を通り加えられており、その出力はプログラム可能な転
換スイッチ１５により制御されている。 【００５７】図６に示すこの発明による装置にある合算
器は基準信号と転換スイッチ７から来る信号を受けるミ
キサ２３に置き替えられている。ミキサの出力は整合回
路２４に加えられている。回路２４の出力は補促カード
１２に接続されている。 【００５８】図１から図６に示す部品によりこの発明の
範囲は制限されない。とりわけ、カップラ９の数はアレ
ーアンテナの数と同じ程度多いことが言える。いかなる
カップラ１も有していないセンサ２によりこの発明によ
る装置を作ることができる場合もある。 【００５９】図４の装置はこの発明による方法を用いた
ＩＬＳのグライドパスの送信に対する完全性をチェック
するのに使用されている。ここでこの実施例について詳
細に説明する。 【００６０】グライドパス送信機により送信された信号
は次の３つの信号からなることが思い出される：【００
６１】次の形を有するいわゆるＣＳＢ信号： Ｃ
ＳＢ＝Ｐ１ ［１＋ｍ（ｓｉｎ Ω１ ｔ＋ｓｉｎ Ω
２ ｔ）］ｃｏｓ （ ωｔ＋ψ１） 【００６２】
次の形を有するいわゆるＳＢＯ信号： ＳＢＯ＝
Ｂ１ （ｓｉｎ Ω１ ｔ−ｓｉｎ Ω２ ｔ）ｃｏｓ
（ ωｔ＋ψ２）【００６３】次の形を有するいわゆ
るクリアランス信号： Ｃ＝Ｃ１（１＋Ｍ１ ｓｉｎ Ω１ ｔ＋Ｍ２
ｓｉｎ Ω２ ｔ）ｃｏｓ［（ ω＋Δ） ｔ＋ψ３
］【００６４】これらの式において、ω、ψ１ 、ψ２
、ψ３ はそれぞれ搬送波のラジアン単位の周波数と
、時間ｔ＝０における搬送波の位相シフトである。 【００６５】Ω１ とΩ２ はラジアン単位の２つの変
調周波数であり、Ω１ ＝２π×９０、Ω２ ＝２π×
１５０である。 【００６６】Ｐ１ 、Ｂ１ 、Ｃ１ は信号の振幅であ
る。 【００６７】グライドパスについての案内信号はＤＤＭ
と呼ばれており、ある点でその値は次の通りとなる：Ｄ
ＤＭ＝（Ｂ１ ／Ｐ１ ）ｃｏｓ （ψ２ −ψ１ ）
【００６８】式はＤＤＭ信号がその点でのＣＢＳおよび
ＳＢＯ電界を現わすベクトルのスカラ積であることを示
している。 【００６９】クリアランス信号は１８ＫＨｚに等しい差
ΔだけＤＤＭ搬送波から離れた搬送波の上にある。この
信号はＣＳＢとＳＢＯ信号をフィルタを通すことにより
分離していると大まかに評価できる。 【００７０】数学的なモデルは次のことから成っている
：２つのベクトルＣＳＢとＳＢＯは搭載の受信機におけ
る電磁界に影響を与える外部素子と同じく、送信アレー
アンテナに対する供給電流の複素関数である。 【００７１】特に、アンテナの直近の地面により反射さ
れる放射は本質的な役割を果す。それは地上の飛行機に
よる実際のアンテナの“イメージ”である仮想アンテナ
により放射される電界の乗数である複素反射係数ρによ
り特徴付けられている。 【００７２】Ｕをアンテナと受信機との間の直接通路と
し、Ｖを“イメージ”アンテナからの通路とすれば、ア
ンテナの放射に影響する全体のファクタは次の項に供給
電流を乗ずることにより得られる： Ｅ＝Ｕ＋ρＶ 【００７３】Ｂｉ をｉ番目のアンテナの供給電流ＳＢ
Ｏとし、Ｐｉ を電流ＣＳＢとし、更にＴｉ をその可
能状態（例えば、霧、水等の存在のような）を表わす係
数とすれば、全電界として次式を得る： 【数１４】 上式はアレーアンテナの直近に、すなわち遠方レリーフ
特徴に対し送信のあらゆる反射を考慮することなく、放
射される電界を示している。 【００７４】和は全てのアンテナに関係している。 【００７５】これらの式により空間の信号に対し種々の
ファクタの影響の評価をより良く行うことができる。 【００７６】これらのファクタは次の２つの大きなグル
ープに分類できる： １ 内部ファクタ： ＊ＣＳＢ、ＳＢＯおよびクリアランス供給電流２ 外
部ファクタ： ＊実際およびイメージのアンテナの幾何学的位置；＊大
地の反射係数 （アレーの前から約５００メートル遠方の幾何学的特性
および大地の性質） ＊アンテナの送信係数。 【００７７】ＩＬＳのグライドパス送信機の場合、アレ
ーは同一の垂直マストに置かれた３つのアンテナにより
構成される。アンテナ電流はアンテナ源に置かれた３つ
のカップラ１１ 、１２ 、１３ により取り出される
。数学的なモデルを作るために測定される可変パラメー
タはそれ故数が３つあり大地ρの反射係数であるアンテ
ナＴｉ の送信係数である。この係数は３つのアンテナ
のそれぞれに対して同じである。それ故全体では４つの
パラメータが測定される。ＩＬＳに対する特別な実施例
として、２１ から２４ の４つの外部センサが置かれ
ている。これらのセンサはすでに存在するマストの上に
ある他の１つのセンサのトップに垂直に置かれており、
ＩＬＳモニタ装置の一部分を形成するセンサは、ＩＣＡ
Ｏにより定められた様にその上に取り付けられている。 そのセンサは２１ から２４ の４つのセンサのグルー
プの一部を構成している。 【００７８】このマストはアンテナから８５ｍの所にあ
る。信号は４つの同軸ケーブルにより測定装置に到達す
る。 【００７９】選ばれた基準信号はカップラ９によりプロ
グラム可能な位相シフタに入るＣＢＳ信号である。式は
次のとおりである： Ｐｒｅｆ ＝Ｐ０ ｃｏｓ［ωｔ ＋α（ｋ）＋ψ
０］ ［１＋ｍ（ｓｉｎΩ１ ｔ＋ｓｉｎ Ω２ ｔ）
］ 【００８０】検出器１０の出力１６で受信される信
号はそれ故この信号と４つのセンサの１つから生ずる信
号との和である。 【００８１】検出の結果は、係数の和の平方根に係数と
各項のそれぞれの位相の積の２倍を加えたものと表わさ
れる （一般的な式は Ｄ＝Ｖ１２＋Ｖ２２＋２Ｖ１ Ｖ２
ｃｏｓδψ）次式を得る： Ｄ２ ＝［Ｐ０ （１＋ｍ ｓｉｎΩ１ ｔ＋ｍ ｓｉ
ｎΩ２ ｔ）］２ ＋［Ｐ１ （１＋ｍ ｓｉ
ｎΩ１ ｔ＋ｍ ｓｉｎΩ２ ｔ）］２ ＋［
Ｂ１ （ ｓｉｎΩ１ ｔ− ｓｉｎΩ２ ｔ）］２
＋２Ｐ１ Ｐ０（１＋ｍ ｓｉｎΩ１ ｔ＋ｍ
ｓｉｎΩ２ ｔ）（１＋ｍ ｓｉｎΩ１ ｔ＋
ｍ ｓｉｎΩ２ ｔ）ｃｏｓ ［ψ１ −α（ｋ
）−ψｏ］ ＋２Ｐ０ Ｂ１ （１＋ｍｓｉｎ
Ω１ ｔ＋ｍｓｉｎ Ω２ ｔ）（ｓｉｎ Ω１ ｔ−
ｓｉｎ Ω２ ｔ）ｃｏｓ ［ψ２ −α
（ｋ）−ψ０ ］ ＋２Ｐ１ Ｂ１ （１＋ｍｓ
ｉｎ Ω１ ｔ＋ｍｓｉｎ Ω２ ｔ）（ｓｉｎ Ω１
ｔ− ｓｉｎ Ω２ ｔ）ｃｏｓ （ ψ
１ −ψ２ ）【００８２】この式を展開し項Ω１ ｔ
とΩ２ ｔのみを残すと、他の項はΩ１ とΩ２ に対
しフィルタを通すことにより除去され、次式を得る： Ｄ２ ＝｛Ｐ０２ ２ｍ＋Ｐ１２２ｍ＋４ｍＰ１ Ｐ
０ ｃｏｓ ［ψ１ −α（ｋ）−ψ０ ］ ＋２Ｐ
０ Ｂ１ ｃｏｓ［ψ２ −α（ｋ）−ψ０］＋２Ｐ１
Ｂ１ ｃｏｓ （ψ１ −ψ２ ）｝ ｓｉｎ
Ω１ ｔ ＋｛Ｐ０２２ｍ＋Ｐ１２２ｍ＋４ｍＰ１ Ｐ０ ｃ
ｏｓ ［ψ１ −α（ｋ）−ψ０ ］− ２Ｐ０
Ｂ１ ｃｏｓ［ψ２ −α（ｋ）−ψ０］−２Ｐ１
Ｂ１ ｃｏｓ （ψ１ −ψ２ ）｝ ｓｉ
ｎ Ω２ ｔ ＋．．． 【００８３】フィ
ルタを通すことによりΩ１ ｔとΩ２ ｔに対応した２
つのベクトルＶ９０とＶ１５０の係数が得られる。 【００８４】それ故和と差の式は次のようになる：
Ｖ ９０＋Ｖ１５０＝ ４ｍＰ０２＋４ｍＰ１２ ＋８
ｍＰ１Ｐ０ ｃｏｓ（ ψ１ −αｋ −ψｏ）＝ＳＫ
Ｖ ９０−Ｖ１５０＝４Ｐ０ Ｂ１ ｃｏｓ（ψ２
−αｋ −ψｏ）＋４Ｐ１ Ｂ１ ｃｏｓ （ψ１
−ψ２）＝ＤＫ【００８５】ディジタルフィルタリング
を行う方法を述べる前に、データの補促がどのように行
われるかを説明する必要がある。 【００８６】補促は検出器から来る信号について０．１
８５ｍｓの間隔においてある一定数のサンプル、この場
合は５４０個のサンプルを取ることから成る。アナログ
／ディジタル演算はコンピュータ１１のプログラムによ
り直接制御された補促カード１２により行われる。サン
プルはコンポジットＩＬＳ信号の３周期分、すなわち１
００ｍｓの間をカバーしている（９０＋１５０Ｈｚ信号
の周波数は３０Ｈｚである）。 【００８７】この演算は位相シフタの１６個の位置に対
して更新される。 【００８８】このように、分折されるセンサの１つに関
連して完全な測定が得られる。 【００８９】測定の状態（減衰量および基準信号がある
かどうか）はソフトウェアにより設定される。 【００９０】フィルタリングはこれらの５４０個のサン
プルからラジアン単位の周波数Ω１＝２π×９０に対応
した信号の係数、およびラジアン単位の周波数Ω２ ＝
２π×１５０に対応した信号の係数を抜き取ることから
なる。係数が１の５４０個の複素数のテーブルと次の偏
考を考える θ＝０．１８５×９０×３６０°×Ｐ ここに ０．１８５はサンプル周期；９０はフィルタに加えられ
る信号の周波数；Ｐはテーブルのエレメントの次数；θ
は度単位の式であり、９０Ｈｚに対しサンプルの次数を
乗じたサンプリングのステップである。各エレメントは
次式で表わされる： 【数１５】 【００９１】実際に分折される信号は時間で制限されて
いることを考慮する必要がある。標準の方法では、“重
み付けウィンド”として知られているウィンドはこの目
的のため使用されている。 【００９２】ここで用いているウィンドはブラックマン
ウィンドである。 【００９３】実際に行われるウィンドには重み付けウィ
ンドと信号との乗算を考慮する必要がある。 【００９４】積の１周期における平均は次の通りである
： 【数１６】 上式は求めようとしている９０Ｈｚコンポーネントの係
数を表わしている。 【００９５】１５０Ｈｚコンポーネントの係数は同様に
得られる。 【００９６】これらのそれぞれの係数を用いると、係数
の和すなわちＳと係数の差すなわちＤを計算することが
できる。 【００９７】演算は再度ｎ回開始されるが位相シフタ８
により生ずる位相αｋ は毎回２π／ｎずつ増加する。 実施例においてｎは１６に等しい。 【００９８】αｋ が位相シフタの１６個の値により変
化する時、係数ＳおよびＤの周期的な変化が得られる。 位相シフタの１６個のそれぞれに対応した偏角αｋ が
、それぞれＳおよびＤに対して求められた１６個の係数
の値のそれぞれと関係があれば、１６個の複素数の２つ
のテーブルが定まり、それぞれはαｋ の周期関数で表
わされる。 【００９９】ＳおよびＤの数学的な式に従って定められ
た２つの関数のそれぞれに対する高速フーリエ変換（Ｆ
ＦＴ）の２次項は複素数となる。Ｓの場合その係数は８
ｍＰ１ Ｐ０ となり、Ｄの場合その係数は４Ｐ０ Ｂ
１ となる。偏角はそれぞれ（ψ１ −ψ０ ）と（ψ
２ −ψ０ ）に等しい。Ｐ０ とｍが一定と仮定すれ
ば、乗算係数の場合を除いてＰ０ とＢ１ が得られる
。 【０１００】上述の演算は４つのセンサ２１ から２４
のそれぞれに対して繰り返される。ベクトルＰ１ と
Ｐ２ の値は４つの異った位置で得られる。 【０１０１】係数ρＴ１ Ｔ２ とＴ３ の値を得るた
めには、アンテナ自体において全く同じ変数の値を有す
る必要がある。 【０１０２】この目的のため、補促演算をそれぞれのア
ンテナカップラにおいて再度開始するとＰ１ とＢ１
を得る。 【０１０３】通路ＵとＶにより生ずる送信ファクタ（位
相シフトの減衰のファクタ）が既知ならば、次式に書き
表わせる： 【数１７】 上式はセンサ２１ に対するものであるがそれぞれの他
のセンサについても同じ式となる。 【０１０４】これらの式のそれぞれにおいて、係数Ｔｉ
はｉ番目のアンテナの送信係数を示している。ファク
タＣ、すなわちＣ１ 、Ｃ２ 、Ｃ３ 、Ｃ４ は各ア
ンテナに特有な係数である。 【０１０５】比Ｐｉ ／Ｂｉ を取ると次式を得る：【
数１８】 【０１０６】従って４つの未知量ρＴ１ Ｔ２ Ｔ３
から成る４式のシステムが得られる。 【０１０７】これらの式において、ＥとＶは各アンテナ
、すなわち実際のアンテナとイメージのアンテナからそ
れぞれのセンサまでの距離のみに左右される。 【０１０８】アンテナとセンサの位置はＤＡＴＡ．ＧＬ
Ｄと呼ばれるテーブルのカーテジアン（Ｃａｒｔｅｓｉ
ａｎ） 座標Ｘ、Ｙ、Ｚにあるコンピュータのメモリに
入っている。 【０１０９】点０は次の交点により定められる：１
大地平面； ２ 滑走軸に直角で第１アンテナの中心を通過する垂
直平面； ３ 滑走軸に平行で第１アンテナの中心を通過する垂
直平面。 【０１１０】イメージアンテナの位置は測定される水平
に対して大地の傾斜を考慮に入れて計算することにより
決定される。イメージアンテナは実際の大地に対し実際
のアンテナと対称になるように考えられている。 【０１１１】実際のまたはイメージのアンテナのそれぞ
れとセンサのそれぞれの間の距離が計算される、すなわ
ち３つの実際のアンテナＡ１ 、Ａ２ 、Ａ３ と、３
つのイメージのアンテナＡ４ 、Ａ５ 、Ａ６ と、４
つのセンサ２１ 、２２ 、２３ 、２４ の全体に対
して２４個の距離Ｙｉｊが与えられる。ｉはアンテナの
添字でありｊはセンサの添字である。θｉｊをｉ番目の
アンテナの軸とｊ番目のセンサの軸の間の角度とすると
、ｊ番目のセンサでｉ番目のアンテナから受信される電
界の式は次の通りである：【数１９】 【０１１２】距離Ｙｉｊを進行するのに要する時間によ
り生ずるアンテナ／センサの位相シフトの式は次の通り
である： 【数２０】 【０１１３】４つの式を定めるモードについて簡単に検
討することとする。 【０１１４】アンテナの送信ファクタは次の様に書ける
： Ｔｉ ＝Ｔｉｎ（１＋ζｉ ） 【０１１５】Ｔｉｎは演算の公称状態で測定した送信フ
ァクタであり、ζｉ はこのファクタで決まる変分であ
る。 【０１１６】次の表示を用いる： １ ｉ番目のアンテナのＳＢＯとＣＳＢ電流としてＢ
ｉ とＰｉについて 【数２１】 ２ ｊ番目のセンサで測定される比ＳＢＯ／ＣＳＢと
してＤｊｍは次のとおりであり、ζｉ の値はＩなる未
知の量を有するｊ個の式のマトリクスシステムから定ま
る：Ｙｊ ＝Ｗｊｉζｉ 同様に Ｙｊ ＝ＤｊｍＰｊｎ−Ｂｊｎ および Ｗｊｉ＝｛Ｂｉ −ＤｊｍＰｉ ｝ＴｉｎＥｉｊ【０１
１７】マトリスクＷｊｉは一般に縮退し（ゼロ行列式）
更にその分解はある一定の制約を選択した近似の過程を
示している。この場合、問題とする項について選択は次
の汎関数を最小にすることにより行われる：【数２２】 ここにレギュラリゼーションａのパラメータは２次ノル
マ（Ｌ２の距離関数）に基づき次の剰余を最小とする：
【数２３】 【０１１８】これらの式においてＤｊｍは前述の式（１
）の２番目の辺である。Ｂｊｎ、ＤｊｎおよびＴｊｎを
知る必要がある。これらの値を得るために使用される計
算を以下に記載する。 【０１１９】この計算は校正の段階を通して行われ、各
アンテナには同じ基準信号が連続的に加えられている（
ＣＳＢのみ）。 【０１２０】アンテナｉとそのアンテナのイメージアン
テナｉ＋３によりセンサｊに送信して得られた係数τｉ
ｊを検討する。このτについての関連知識が必要となる
。 それらは複素数であり、それらの係数はセンサに集めら
れた搬送波の振幅と同じ搬送波の位相の偏角である。 【０１２１】アンテナカップラに対する前に述べた補促
によりこれらのカップラのそれぞれに対するカップリン
グファクタを測定し、アンテナの供給電流の位相と振幅
により正確な相対的な決定を得ることができる。 【０１２２】これはアンテナとカップラの間に複素カッ
プリング比があることを示している。アンテナの供給電
流と既知のカップラで測定された電流により、カップリ
ング係数が導かれる。 【０１２３】全ての複素数τｉｊはマトリクスを構成し
ている。Ｆ１ とＦ２ を２つの複素数とする。次式を
書くことができる： τｉｊ＝Ｆ１ Ｕｉｊ＋Ｆ２ Ｖ（ｉ＋３）ｊ【０１２
４】センサ間の相対的な位相に対する不確定性を取り除
くため、３つの数に対する４つのグループ（この場合は
４つのセンサ）を調べることとする。 【０１２５】センサｊに対するグループの式は次の通り
書ける： 【数２４】 【０１２６】最小２乗法を用いた多線形回帰によりこの
システムの式を分解することにより係数Ｆ１ とＦ２
が計算され、更に大地の反射係数ρｊ に等しい係数Ｆ
２ｊ／Ｆ１ｊの値が計算される。このように計算された
ρｊ の平均により大地の公称平均反射係数ρが得られ
る。 【０１２７】τｉｊを基礎にして、センサにより受信さ
れた理論的な信号を計算することができる。 【０１２８】ＣＳＢ信号に対し、次の様に書くことがで
きる： 【数２５】 更に信号ＳＢＯに対しては次の通りになる：【数２６】 【０１２９】従って次の比を計算できる：【数２７】 【０１３０】関連のある変数を得るため、このように計
算された理論的な信号とセンサで測定された信号との差
、すなわちＤｊｍは計算により求められる。 【０１３１】このようにＩＬＳシステムに対する発明に
よる方法を応用した項に到達した。数学的なモデルが考
えられているが、そのモデルにより、グライドパス送信
機の３つのアレーアンテナの供給電流の関数として、座
標が既知の点での電界が計算される。この電界は直接測
定が可能な４つのパラメータに左右される。 【０１３２】この場合、本来の位相の測定を始める前に
、前述の校正段階を実施することが適切である。 【０１３３】この校正段階は初期の校正状態のもとに行
われ、この段階により演算の公称状態を定めることが可
能となる。この発明による方法は、この段階を通して行
われる測定を用いている。 【０１３４】ある数の回数に対し演算１から４を実施す
ることから成るこの方法のステップ５が行われる。 【０１３５】この方法による方法のステップ２から５ま
では、アレーアンテナの近くにある４つのセンサのそれ
ぞれとアンテナカップラのそれぞれに対し一度だけ行わ
れる。カップラ９に発生した基準信号はＣＳＢ信号であ
る。 【０１３６】ステップ６が実施され、数学的モデルの全
ての未知のパラメータが計算により求められる。 【０１３７】前記において、ＣＳＢおよびＳＢＯ信号の
レベルに対するクリアランス信号の影響は考慮されてい
ない。 【０１３８】クリアランス信号の特性を知るために、ス
テップ１から４の全てが再度開始され、基準信号として
クリアランス信号が取り出されしかもカップラ１１ と
１３ によりアンテナ電流が測定される（アンテナ２は
基準信号を受けない）。 【０１３９】この方法により得られた結果と一緒にされ
たこれらの結果は既知の座標を有した点でＩＬＳ信号の
値を計算するのに使用される。 【０１４０】ＳＢＯが所定の値、特に値０を有している
点の軌跡を決めることも可能である。 【０１４１】この軌跡をグライドパスと比較することに
よりカバーする空間を通してアレーにより与えられた指
示をチェックすることができるが、以前の場合のように
いくつかの点にはない。 【０１４２】既述の一般的な方法は変形を有している。 例えば、６つの外部センサがあれば、２つの付加的なセ
ンサに対してステップ１から４により定められる補促の
プロセスが繰り返され、送信アンテナのそれぞれに対し
種々の大地の反射係数が定められる。 【０１４３】反対に、現存する外部センサが１つのみな
らば、大地の反射係数を決めしかもアンテナ利得が公称
値であると仮定できる。後者の構成はこの発明による方
法を用いたＩＬＳのグライドパスビーコンの送信につい
て完全性をチェックすることに対し費用が最低の構成で
あり、この構成により現存の装置に対し実質的な改善が
加えられる。 【０１４４】ＶＯＲラジオビーコンをチェックする方法
と装置の使用について記載する。 【０１４５】ＶＯＲ無線航行局が送信する信号は次のも
のから構成される： １ 基準方位（局の磁北）に関する情報を含んでいる
１番目のコンポーネント； ２ 基準方位に対し受信機の方位がθを示す情報を含
んでいる２番目のコンポーネント。 【０１４６】全体の信号はラジアン単位の周波数ω０
で搬送波周波数を変調した３つの複素数ベクトルの和の
形で次の通り書かれる： 【数２８】 【０１４７】実施例によれば、代表的なベクトルは次の
様に書ける（理想状態を想定）：“標準”ＶＯＲの場合
は 【数２９】 ドップラーＶＯＲの場合は 【数３０】 【０１４８】数値は次の通りである： Ω０ ＝２π３０Ｈｚ Ω１ ＝２π９９６０Ｈｚ Ｍ＝０、．３ η＝１６ 【０１４９】可変位相が反転した基準信号の場合を除い
て、全体の信号は両方の実施例で同一であることが容易
に判る。 【０１５０】もし演算が理想状態であれば次のことが得
られる： ａ− Ａｐ とＡｍ は共役複素数ベクトル；ｂ−
それらの和は常に搬送波ω０ に対し同相にある；ｃ
− 方位の関数としての位相変化は理想値にできるだ
け近い。 【０１５１】“標準”ＶＯＲの場合、実施例は本質的に
次のものから成る： １ ω０ においてＭ０ により変調され、全方向性
アンテナに同振幅かつ同相で供給する送信機、２ （
ω０ ＋Ω０ ）において全方向性アンテナに同振幅で
供給し、かつ方位がθとして変化する位相を有する送信
機、 ３ （ω０ −Ω０ ）において全方向性アンテナに
同振幅で供給し、かつ方位が−θとして変化する位相を
有する送信機； 【０１５２】これらの２つのアンテナは一般には４相の
組合せによりｃｏｓ（θ）とｓｉｎ（θ）のパターンを
有する２つのアンテナにより構成されている、すなわち
： ｃｏｓ（θ）＋ｊｓｉｎ（θ） および ｃｏｓ（θ）−ｊｓｉｎ（θ） 【０１５３】ドップラーＶＯＲの場合、実施例には本質
的に次のものから成る： １ ω０ においてＭ０ により変調され、全方向性
アンテナに同振幅かつ同相で供給する送信機、２ （
ω０ ＋Ω０ ）において一連の全方向性アンテナに同
振幅かつ同相で周期的に供給し、しかも周辺ηλを有す
る円の上に置かれている送信機、 ３ 半回転遅れた同じ一連のアンテナに周期的に供給
する送信機。 【０１５４】ＶＯＲの性能特性が多数のパラメータによ
り左右される： １ 電子パラメータ：同振幅かつ同相の送信機の安定
性； ２ アンテナパラメータ：パターンおよび放射電界の
安定性。 【０１５５】パラメータのあらゆる変化によりベクトル
Ｍ０ 、Ａｐ およびＡｍ の値が変化する。これらの
パラメータの詳細な測定により放射特性に対する恒久的
なチェックが与えられる。 【０１５６】測定の原理は次の通りである。 【０１５７】次の形の信号を検討する：【数３１】 【０１５８】ここにΩａ は値０、±Ω０ 、±Ω１
を取り、αｋ は０と２πの間に均等分布したｋ個の値
をとる。実際この信号は各送信機の出力で取り出され、
ｋ個の位相点を有した位相シフタを通る。 【０１５９】この信号はアンテナの近くに置かれたある
一定数のセンサにより受信された信号に加えられる。コ
ンポジット信号の検出はそれ故トータルベクトルの係数
に等しい、すなわち 【数３２】 ＳはＶＯＲが標準値かドップラ値のいずれかにより値０
または１を取る。 【０１６０】Ωａ とａ′ｋ のみを含んだ量を単独に
選べば次の項が得られる： 【数３３】 【０１６１】検出された電圧のｎ個の値の連続コンポー
ネントに対する１番目のフーリエ計算により次のベクト
ルが決定される： Ωａ ＝０に対しＭ０ ； Ωａ ＝Ωｓ に対しＡｐ ； Ωａ ＝−Ωｓ に対しＡｍ 【０１６２】Ωａ ＝０に対しΩｓ で検出されたｎ個
の値の電圧に対するフーリエ成分、すなわち次のベクト
ルの係数の２番目の計算によりＡｐ とＡｍ の組合せ
の係数と位相が与えられる： Ａｐ＊［Ｍ０ ＋Ｒｅｘｐ（ｊαｋ ）］＋Ａ
ｍ ［Ｍ０＊＋ｅｘｐ（−ｊαｋ ）］【０１６３】こ
れらの計算の測定と実施の様相をドップラーＶＯＲの場
合について以下に説明する。 【０１６４】ドップラーＶＯＲの場合、使用する装置は
図５の装置である。 【０１６５】補促カード１２には外部同期入力Ｍと、送
信電流をＶＯＲの送信機のそれぞれから取り出す３つの
カップラ１１ 、１２ 、１３ とがあり、更にＨＦ帯
転換スイッチ２２はカップラの１つを選択するのに使用
されている。センサ２が１つだけある。動作は次の通り
である。コンピュータ１１が制御する転換スイッチ２２
により選択されるカップラ９を用いて、全方向性アンテ
ナに供給する送信機から生ずるω０ の信号（Ωａ ＝
０に対応）は、合算器３の入力４に入る。この合算器の
信号５はセンサ２からの信号により供給されている。こ
のセンサは従来の技術である“モニタリング”センサの
ある場所のＶＯＲのいわゆるカウンタポイズに置かれて
いる。 このセンサが受けた信号は全方向性アンテナにより送信
された信号と、非変調信号を送信する直径方向に向かい
合った２つのアンテナにより交互に送信される信号とに
より構成されており、この２つのアンテナの１つはラジ
アン単位の周波数がω０ ＋Ω１ であり、他の１つは
ラジアン単位の周波数がω０ −Ω１である。合計で４
８個のアンテナがある。３０分の１秒の１回転の間、各
アンテナには２回６０分の１秒のインターバルがあるが
、１回はラジアン単位の周波数がω０ ＋Ω１ の信号
により生じ、他の１回はラジアン単位の周波数がω０
−Ω１の信号により生ずる。ＶＯＲに対する内側の同期
エレメントにより組となったアンテナのそれぞれが規則
的に切替えられる。装置２１はこの同期信号の一部を捕
獲するエレメントである。 【０１６６】この信号は補促カードに使われ、送信用ア
ンテナにより送信される信号が最大となる瞬間に対応し
た補促サンプルの瞬間を決める。このように１回転当り
４８個のサンプルが得られる。サンプルのそれぞれはあ
る割り当てを受ける。それ故均等分布アンテナと同じ数
の割当てがある。この演算は（２π／ｎ）位相シフトに
より再びｎ回開始されるが、この位相シフトは毎回基準
信号に加えられる。このように各アンテナに対し割当て
が行われ、それぞれにはαｋのそれぞれの値に対応して
ｎ個の数がある。演算は、周波数ω０ ＋ Ω１ で非
変調信号である信号を与えるカップラ９．２を選択する
ことと、周波数ω０ −Ω１ で非変調信号を与えるカ
ップラ９．３を選択することにより、同様に再び開始さ
れる。 【０１６７】このように、アンテナ当りトータルで３つ
の割り当てが得られ、割当てのそれぞれにはｎ個の値が
含まれている。 【０１６８】前述に定めた１番目および２番目の計算を
実施することが可能となる。 【０１６９】１番目のアンテナに対応したそれぞれがΩ
ａ ＝０、Ωａ ＝Ω１ およびΩａ ＝−Ω１ に対
する３つの割当てのそれぞれのｎ個の値について検出し
た電圧の連続したコンポーネントに関するフーリエ計算
によりＭ０ 、Ａｐ 、Ａｍの値が与えられる。 【０１７０】このアンテナに関した１番目の割当てから
生ずるｎ個の値についてΩａ ＝０に対するΩ１ コン
ポーネントのフーリエ計算により、このアンテナに対し
てＡｐ とＡｍ の組合せに対する係数と位相が与えら
れる。 【０１７１】他の４７個のアンテナに対する３つの割当
てのそれぞれに関する連続した２つの計算により、これ
らのアンテナのそれぞれに対してエレメントが同じにな
る。 【０１７２】得られた値と許容限度値との比較によりＶ
ＯＲ局により送信された信号の完全性をチェックできる
。Ａｐ 、Ａｍ およびＭ０ の全ての値を試験するこ
とにより、ある場合には送信機の１つにおける故障と、
１以上のアンテナとカウンタポイズにより作られる反射
器の位置測定ができる。
けラジオビーコンにより送信された信号の送信の完全性
を試験するように設計された測定法および測定装置の分
野に関する。 【０００２】 【従来の技術】ラジオビーコンは一般にはＶＨＦまたは
ＵＨＦ周波数である搬送周波数で一組の信号を送信する
無線装置であることが知られている。これらの信号は送
信されるが、それは搬送波の周波数に同調した適当な受
信機を取り付けた移動体がこの信号を使用して送信機の
到来の軸の角度を決定し、それにより移動体の位置が決
められるように行われる。ラジオビーコンは全方向性の
場合もあるし方向性の場合もある。全方向性ラジオビー
コンにはＶＯＲ（ＶＨＦ全方向性範囲）ビーコンとして
国際的に知られているラジオビーコンがあり、これによ
り適当に装備された航空機はラジオビーコンの到来の軸
の角度を特定することができ、この航空機はラジオビー
コンの位置の磁北に対する位置が決められる。方向性ラ
ジオビーコンには例えばＩＬＳ（計器着陸方式）装置と
して国際的に知られている装置がある。これらのラジオ
ビーコンは空中において滑走路に向かったグライドパス
を決定するのに使用される。ラジオビーコンにより送信
される信号は一般にはアレーアンテナにより送信され、
各アレーアンテナには特別な方法により変調されたＨＦ
信号により電力が供給されている。 【０００３】 【発明が解決しようとする課題】ラジオビーコンから得
られる位置に関する情報の正確性は、所定の規準内にあ
る信号を送信する機器の能力に直接左右される。ＶＯＲ
またはＩＬＳシステムのようなラジオビーコンの場合、
これらの規準は国際民間航空機構（ＩＣＡＯ）により定
められている。例えばＩＣＡＯにより発刊された文書“
付録１０”の第３．１章にはＩＬＳの技術的な仕様につ
いて記載してある。＆．３．１によれば、Ｉ．Ｌ．Ｓ．
には次の基本的な項目が含まれている：ａ）ローカライ
ザラジオビーコン ｂ）グライドパスラジオビーコン ｃ）ラジオマーカー 【０００４】ローカライザラジオビーコンにより決めら
れる垂直平面はゼロＤＤＭポイントの軌跡であり滑走の
軸を含んでいる。 【０００５】グライドパスラジオビーコンによりある平
面、すなわちゼロＤＤＭポイントの軌跡が決まり、ロー
カライザの平面との交点によりグライドパスが決まる。 【０００６】ラジオマーカーにより滑走のスレショルド
に対する位置の指示がなされる。 【０００７】短縮ＤＤＭは２種類の低周波９０Ｈｚと１
５０Ｈｚの電圧による搬送波の変調の深さの差を示して
いる。ＤＤＭにより航空機が活用している案内信号が決
まる。 【０００８】性能特性は別として、主要な要求は次の２
点に関連している： １ 運転の連続性：放射がめったに妨害されない特性
；２ Ｉ．Ｌ．Ｓの完全性：装置により与えられる情
報の正確性に基づくレライアンスに関する特性。 【０００９】Ｉ．Ｃ．Ａ．Ｏの文書において＆．３．１
．２．６で述べているのはＩＬＳ装置の本質的な目的が
提案されており、遭遇する可能性のある最も好ましくな
い環境状態でシステムの完全性、信頼性、および動作の
安定性の最も可能性のある度合いが述べられている。 最初の部分に対する追加Ｃにはこの目的を達成できる指
示が含まれている。 【００１０】２．８．２．１３で述べているのは、一般
に制御装置の設計がある範囲の大きさの中にある特別な
点に放射される電磁信号を連続的にチェックする原理に
基づいていることであり、このチェックによりこれらの
電磁信号が３．１．３．１１と３．１．５．７で規定さ
れた規格に従う。 【００１１】これらの指令に従うために、グライドパス
信号の完全性をチェックする装置には、１番目にグライ
ドパスに送信された信号を示す位置の送信マストの近く
に置かれたセンサと、２番目に２つの異なる方向に理論
的に受けた信号を再構成するため複数のアンテナ電流を
測定しそれらのアンテナ電流を再結合するカップラによ
り構成された装置がある。ＶＯＲに対しては、その装置
にはアレーアンテナの近くに置かれた少なくとも１つの
センサがある。 【００１２】これらの装置により行われた測定の結果は
、所定のグループ内にあるようにする必要がある。完全
性をチェックするこのモードの主な欠点はＩＣＡＯによ
り、ＩＬＳに対する付録１０に指摘されている。 【００１３】この文書では、このチェックはある範囲に
対してはカバーする大きさ内の他のいたる所にある電磁
信号が許容限度内にあることを示しているが、この観測
にはかなりの前提があることが述べられている。 【００１４】それ故カバーする大きさにわたり電磁信号
の完全性を確保するためには飛行中および地上において
周期的なしかも詳細にわたるチェックを行うことが不可
欠である。 【００１５】その理由は、搭載した受信機の近くの電界
は遠近の環境から生ずる全ての寄生的な反射により妨害
されるからである。 【００１６】これはある与えられた点での電界の値は他
の全ての方向に放射された電界の値によることを示して
いる：アンテナパターンを変更することは使用の点にお
ける案内信号を変えるために必要となる。 【００１７】ここに空間で信号の完全性を保証すること
に対する主な障害と現在使用されているチェック用装置
の主な欠点がある。これらの装置により実際には２また
は３種類の所定の方向に送信された信号の代表的なサン
プルのみが測定される。これらの装置は広範囲な方法で
殆んどのパラメータを取り入れているが、これらの装置
はこれらのパラメータの個々の値を正確に評価すること
にも、空間の全ての方向に発射される電界を決めること
にも使用されない。 【００１８】 【課題を解決するための手段】この発明の目的はカバー
する大きさの中の空間のある点で受信される信号がラジ
オビーコンの場合はＩＣＡＯにより定められた規格に従
っている、またはより一般的な場合は送信機の製造によ
り定められた規格に従っていることを恒久的に確めるこ
とに使用される方法および装置を提供することによりこ
の欠点を解決することである。関係のある空間にわたり
センサを置くことを考慮することは不可能であるので、
この発明による方法は本質的には計算することによって
いる。これらの計算を行うためにある位置にあるために
は、第１にこの点の座標の関数としてその点で受けた信
号の特性パラメータを表わす確実な数学的モデルを有す
る必要がある。従って、そのモデルにより定められる計
算を行うのに必要な変数を全て測定する必要がある。さ
て、現在まで判っている知識により、期待されるモデル
は送信を妨害することなく恒久的には測定できない変数
を使用している。そのような変数は例えば気象条件すな
わち本質的にはアンテナまたはレードームの上の霧の存
在の関数として変化するアンテナの利得であり、ある条
件においては大地の反射係数である。これらの変数の値
を恒久的に測定できるならば、あらゆる瞬間において測
定されるパラメータの値の関数として、更にすでに測定
されている可能性のある他の変数の関数として、より効
率的な計算がカバーされる大きさのあらゆる適当な点で
の信号の値により行われる。この発明による方法と装置
は選択されたモデルの適正を確定するのに使用でき、更
に同時に提供されたサービスの質を改善するが、動作費
用を低減することに使用できる。この発明は更にある特
定の場合は故障の場合に診断のサポートを提供すること
ができる。 【００１９】これらの全ての目的に対し、この発明の目
的は直接には測定しにくいパラメータにより影響を受け
やすい送信の完全性を恒久的にチェックするための方法
であり、係数に対する影響と空間へ放射される電界の位
相は数学的モデルにより決定され、送信はアレーアンテ
ナで行われており、更に各アンテナまたはグループのア
レーアンテナには１以上のＨＦ搬送波周波数が供給され
ており、これらの周波数のそれぞれは１以上の正確な正
弦波状の低周波信号により既知の方法で変調されており
次のことから成る： １ 少なくとも１点で受けた信号と基準信号と呼ばれ
る信号との組合せの振幅の値により、その点および周期
Ｔ時間の間に記録が行われており、基準信号の基本周波
数が分折される信号のＨＦ周波数の１つに等しい；２
このように得られた信号の周波数成分の振幅が抜き取
られ記憶される； ３ ステップ１と２は同じ点で信号を記録することと
、実行することをｎ回（ｎは全体数を示す）開始し、各
回において基準信号の位相シフトが次の量である、αｋ
＝２π／ｎ、 ｋは１とｎの間の全ての値を連続して取る全体数である
； ４ このように記憶されたｎ個の振幅が関数Ｆ（αｋ
）のｎ個の値として処理され、そのフーリエ変換のあ
る係数の値がその処理から抜き取られる； ５ １から４までの全ての演算が測定点にある回数と
少なくとも同じ回数再度開始される； ６ 未知のパラメータの値が数学的なモデルを使用す
ることにより決定される。 【００２０】記録される点はアンテナのレードーム内に
あるか、しかもこの場合はこの点における信号はこのア
ンテナにより送信された信号を示しているが、またその
外にあるか、しかもこの場合はこの点における信号は全
てのアレーから生ずる信号を示している。後者の場合、
その点はアレーの近くに置いてあることが好ましい。 【００２１】周期Ｔ時間は分析される低周波信号の周期
の全体数であることが好ましい。 【００２２】αｋ の関数のフーリエ変換の係数の値は
特に連続したコンポーネントすなわち位相と周期２πの
コンポーネントの振幅である。 【００２３】上述の方法を使用するようにされた理論的
な原理は故意に簡略した仮想の例により以下に説明して
ある。 【００２４】距離ｌだけ離れた２つのアンテナＡとＢに
ついて検討する。アンテナＡには次の形の信号が加えら
れている： ａｃｏｓ（ωｔ＋ψ１ ）ｃｏｓΩ１ ｔアンテナＢに
は次の形の信号が加えられているｂｃｏｓ（ωｔ＋ψ２
）ｃｏｓΩ２ ｔ【００２５】この例においてａとｂ
は信号の係数を示しており、ωは搬送波のラジアン単位
の周波数であり、Ω１ とΩ２ はラジアン単位の変調
周波数であり、ψ１ とψ２ は時間ｔ＝０でのアンテ
ナＡとＢのそれぞれの搬送波の位相を示している。 【００２６】空間のあらゆる点に置かれているセンサは
センサからアンテナまでの距離および大気の吸収係数の
ような既知の要素の既知の関数であり、これら２つのア
ンテナから生ずる信号を受信する。センサまでの距離は
不変量であり、減衰の吸収、各アンテナから送信される
信号も同様である。これとは反対に、アンテナＴＡ と
ＴＢ の送信の係数は気象条件（アンテナレードーム上
の水、雪、霧の存在）の関数として独立に変化する。 【００２７】それ故選択したモデルでは空間のある点で
次の形の信号が受信されることが導かれる： Ｔ
Ａ ａｃｏｓ（ωｔ＋ψａ）ｃｏｓ Ω１ ｔ＋ＴＢ
ｂｃｏｓ（ωｔ＋ψｂ）ｃｏｓ Ω２ ｔ【００２８】
この方法を適用するため必要とされる条件はそれ故良好
にしかも正しく表わされる。ある点における係数と位相
が２つのパラメータＴＡ とＴＢ により影響を受ける
場合がある信号があり、これらのパラメータは送信の間
恒久的には測定できない。受信信号のコンポーネントに
対するこのパラメータの影響はモデル化できる。 【００２９】この方法の第１ステップはアレーアンテナ
の近くのある点において、アレーアンテナによりその点
で送信される信号と、搬送波を周波数が同じ基準信号と
呼ばれる信号との和である信号を記録することにある。 アレーアンテナの近くのある点はその点で取り出された
信号に十分近い点として定められ、同軸ケーブルまたは
ガイドにより送信に関係した装置（例えば制御室）に取
り入れられるが、同時に測定に十分に必要な値を記憶し
ている。ここで記載している仮想の例では基準信号は次
の形をとる： Ｅ＝Ｅ０ ｃｏｓ（ωｔ＋ψ０ ＋αｋ）【００３０】
この式において、ωは共通搬送波の周波数であり、ψ０
はｔ＝０に対する位相であり、αｋ は位相シフトで
あり２π／ｎと２π／ｎの増分の２πとの間で連続した
全ての値を取る。基準信号とアレー信号との加算により
基準信号は次の一定の条件を満足するようにされる： １ 平均レベルにかなりの変化を生ずるのに十分であ
ること ２ 結合信号が過変調の状態にならないようにするた
め、弱すぎたり強すぎたりしないようにすること。 【００３１】これらの条件は著しくは制限しないが、分
折される信号および可能な場合は位相の値の関数として
プログラム可能な減衰器の最適値を定めるように設計さ
れた一連の校正が必要となる。 【００３２】これらの条件のもとで、和信号は次の様に
書ける： 【数１】 ここに、 【数２】 ψａ ＝ψ１ ＋ａｒｇＴＡ ψｂ ＝ψ２ ＋ａｒｇＴＢ 【００３３】Ｚ１ 、Ｚ２ 、Ｚ３ が３つの複素数を
示すならば、和Ｚ１ Ｚ２ Ｚ３ は係数として次の値
をとる。 【数３】 従って、 【数４】 検出後、信号 【数５】 の係数は次の式のように書ける： 【数６】 【００３４】前述の和信号 【数７】 はこの方法のステップ１で記載した組合せ信号である。 ステップ２を実施するため、更に組合せ信号の数学的な
式に表わされる低周波数の信号をフィルタに通す必要が
ある。製造されるフィルタの選択は検出後に得られる信
号の数学的な式の形により制限を受ける。簡単な例を選
べば、この方法に使用するため見込みのある項目はαｋ
の関数の項目である。これは一般的にも正しい。 【数８】 の数学的な形には更にラジアン単位の周波数２Ω１ 、
または２Ω２ により変化する信号として分折できるｃ
ｏｓ ２Ω１ｔｃｏｓ ２Ω２ ｔの項目と、ラジアン
単位の周波数（Ω１ ＋Ω２ ）と（Ω１ −Ω２ ）
により変化する信号の和として分折されるｃｏｓΩ１
ｔｃｏｓΩ２ｔの項目と、最後にｃｏｓΩ１ ｔとｃｏ
ｓΩ２ ｔの項が含まれている。それ故ラジアン単位の
周波数０、２Ω１ 、２Ω２ 、（Ω１ ＋Ω２ ）、
（Ω１ −Ω２ ）Ω１ 、Ω２ が中心のフィルタを
通すことができる。 【００３５】このような簡単な例では可能な選択はΩ１
とΩ２の簡単な線形の組合せであることが判る。他の
例でもこれを確かめることができる場合がある。このよ
うな可能な選択の中で、未知のパラメータに対し所定の
アプローチを与え、更に簡単な方法の所定のアプローチ
を与えることが好ましい。選択した仮想の例において、
例えばフィルタをΩ１ について通すと、信号ＳＡ は
次の形のフィルタの出力に得られる： ＳＡ αａ′Ｅ０ ｃｏｓΩ１
ｔｃｏｓ（ ψ０ ＋αｋ −ψＡ）【００３６】全数
に等しい周波数に対しこの信号が記録されると、この記
録からこの場合次のものに等しいＳＡ の振幅を抜き取
ることが可能である： 【数９】 【００３７】この場合、この方法の２番目のステップに
対する当該の周期時間Ｔはラジアン単位の周波数Ω１
における信号の周期の全数に等しい。ＴＢ を得るよう
に選んだ例では、周期の数すなわち全数に対応した周期
時間Ｔの間パルスΩ２ における信号のΩ２ にフィル
タリングを行うことが必要となる。 【００３８】最も一般的には、フィルタリングが異なっ
た変調のラジアン単位の周波数に対する線形の組合せに
ついて行われる時、周期時間Ｔは選択した組合せ内の種
々の実際の周期の最小公倍数ＬＣＭに等しい周期時間Ｔ
ｍ の全数倍となる。用語“実際の”は、例えばラジア
ン単位の周波数２Ω１ における信号に対応した周期は
ラジアン単位の周波数Ω１ における信号に対応した周
期の半分であるということを考慮するため用いている。 同様に、ラジアン単位の周波数Ω１ ＋Ω２ またはΩ
１−Ω２ における項目が組合せの中にあれば、この項
目を考慮する必要のある実際の周期はΩ１ とΩ２ に
対応した周期のＬＣＭである。並列のフィルタに加える
ことがいくつかの組合せについて行われると、周期時間
ＴＭ は前述に示したように所定の最長の周期に少なく
とも等しくなるが、フィルタを加えられた組合せの周期
に対応した周期時間Ｔｍ の全数倍である周期時間Ｔの
終りに記録を妨害するシークエンサを各フィルタの出力
に有する必要がある。直列のフィルタに加えることが行
われると、連続した周期時間Ｔのそれぞれはフィルタを
加えられた信号の周期の全数倍に等しく、記録を連続さ
せることには、これらの種々の周期時間を考慮する必要
がある。フィルタに加えられた信号の振幅の値に最も可
能性の高い正確性を与えるため、全数に等しい周期の数
についてそれぞれの信号のフィルタを加えることが必要
となる。この点は典型的な実施例に関連して以下で更に
より詳細に説明する。上述のことから更にラジアン単位
の周波数Ω１ に対応した周波数に中心があるフィルタ
の出力信号は次式であることが判る、 ＳＡ αａ′Ｅ０ ｃｏｓ（ ψ０ ＋α
ｋ −ψＡ）ｃｏｓΩ１ ｔ。 【００３９】この信号の係数は次式に等しい：【数１０
】 【００４０】この抜き取りにより前述に記載の方法の２
番目のステップが終わる。 【００４１】測定がこの方法の３番目のステップを実施
する値２π／ｎにより、毎回増分αｋ ずつｎ回再度開
始されると、αｋ の関数としてＳＡ を表わすことが
できる。αｋ が０と２πの間で２π／ｎの幅で変る時
これらの変化は図１ａに示してあり、ｎは例えば１６に
等しく選ばれている。 【００４２】注意すべきことは、このように選んだ簡単
な例ではこの関数の最大と最小の差は２ａ′Ｅ０ に等
しく、この関数の位相は次式に等しい： ψ０ −ψａ 。 【００４３】これらの２つの変数を抜き出すことにより
前述に記載の方法に４番目のステップが構成される。 【００４４】これらの２つの変数はαｋ の関数に対す
るフーリエ変換の周期２πに対する係数の位相と振幅で
ある。フィルタリングがラジアン単位の周波数Ω２ に
対応した周波数について行われると、αｋ が０と２π
の間で変る時同様に得られる関係を図１ｂに示してある
。この関係の最大と最小の差は２ｂ′Ｅに等しくこの関
数の位相は次式に等しい： ψ０ −ψｂ 。 【００４５】αｋ の関数として変数、【数１１】 と変数、 【数１２】 のそれぞれが判ることにより、位相シフトと更にそれぞ
れのアンテナＡ、Ｂにより与えられ、利得と呼ばれてい
る減衰量が与えられている。再度数学的なモデルを取る
ことが十分でき、次式のように書けこの方法の最後のス
テップとなる： 【数１３】 ψ０ −ψａ ＝ψ０ −ψ１ −ａｒｇＴａψ０ −
ψｂ ＝ψ０ −ψ２ −ａｒｇＴｂ全ての位相と電圧
は基準信号の振幅と位相に対して測定されていることに
注意する必要がある。ａ、ｂ、ψ１ 、ψ２ の値は同
じ処理によりアンテナＡとＢのそれぞれにおけるセンサ
からの信号を分折することにより得られる。 【００４６】この方法は第１には送信を妨害する必要が
なく測定を行うことができるという意味において、更に
第２にはこの方法を繰返すことにより測定が永久に更新
されるという意味において恒久的であると言える。 【００４７】この発明は更に直接には測定しにくい送信
のパラメータの測定装置に関しており、ある点における
送信の係数と位相に対する影響は数学的なモデルにより
決定され、その送信はアレーアンテナで行われており、
各アンテナまたはグループのアレーアンテナには共通の
ＨＦ搬送波周波数を有した１以上の送信機があり、この
周波数は１以上の正確な正弦波状の信号によりそれぞれ
のアンテナに対して変調されており、更に次のものから
成る装置である： １ アンテナの供給電流を受けるカップラ；２ ア
レーアンテナの近くに置かれたセンサ；３ ２つの入
力と１つの出力を有し、各センサとカップラを連続して
接続するプログラム可能なＨＦ帯転換スイッチにより入
力の１つにおいてセンサから来る信号の１つを受け、更
に送信に関係する送信機の１つの出力にあるカップラに
より取り出されるいわゆる基準信号を他の入力において
プログラム可能な位相シフタを通して受ける合算器で、
合算器の出力は検出器に接続されている；４ 検出器
の出力で補促カードを通して信号を受け、更にインター
フェイスカードを通して位相シフタの方向および高周波
転換スイッチの方向に制御信号を送出するコンピュータ
。 【００４８】これらの２つのカードは必ずしも必要では
ない。その要否は使用したコンピュータと入力に必要な
レベルによって決まる。カップラは数学的なモデルにア
ンテナ電流の知識を要しなければ必要でない。この発明
による方法を実施できる前述の装置にフィルタがないの
はフィルタリングがコンピュータによりディジタル的に
行われるからである。検出器の出力に一連のフィルタを
置くことが明らかに必要であり、フィルタのそれぞれは
変調周波数の線形組合せである周波数に中心が合わされ
ており、プログラム可能な転換スイッチによりフィルタ
の出力の信号は補促カードに方向が向けられる。 【００４９】ある場合には、補促カードにより行われた
標本の補促周波数が十分高くなければ、例えばより低い
低周波に対するディジタルフィルタリングと高い低周波
に対するアナログフィルタを結合したアプローチにより
妥協が適当に行われる。 【００５０】同様にコンピュータレベルを有することは
基準信号とセンサから来る信号に対し適当であるという
ことがこの方法に対する記載について言える。もしそう
でなければ、プログラム可能な減衰器がセンサの転換ス
イッチの出力と合算器の入力の間に置くことができ、減
衰器の選択は従来の校正により決めることができる。減
衰器は切換えられるセンサの機能としてのインターフェ
イスカードによりコンピュータが制御している。 【００５１】この発明による方法および装置を添付の図
面および２つの実施例に関連して説明する。１番目の例
はＩＬＳグライドパスラジオビーコンにより発射される
信号に影響のあるパラメータの測定に関している。２番
目の例はより詳細に記載しているがドップラーＶＯＲの
送信に影響を与える可能性のあるパラメータの測定に関
している。 【００５２】 【実施例】以下図面に基づきこの発明を更に詳しく説明
する。 【００５３】図２はこの発明による装置を示しており、
次のものを示している： １ 送信機の出力でアンテナが供給電流を受けるカッ
プラ； ２ アレーアンテナの近くに置かれたセンサ２；３
２つの入力４、５と１つの出力６を有し、各センサ２
とカップラ１を連続して接続するプログラム可能なＨＦ
帯転換スイッチにより入力５の１つにおいて選択された
センサまたはカップラから信号を受け、更に送信に関係
する送信機の１つの出力にあるカップラ９により取り出
されるいわゆる基準信号を他の入力４においてプログラ
ム可能な位相シフタ８を通して受ける合算器で、合算器
の出力６は検出器１０に接続されている；４ 検出器
１０から来る出力信号１６を補促カード１２を通して受
け、更にインターフェイスカード１３を通して位相シフ
トおよび高周波転換スイッチ７の方向に制御信号を送出
するコンピュータ。コンピュータから来る制御ビットの
送信に対するバス１７は図の中で斜線がつけられている
。プログラム可能な位相シフタ８はポジションが２ｐ
ある位相シフタであることが好ましい。 【００５４】図３に示すこの発明による装置の変形では
検出器１０の出力におけるフィルタリングは一連のアナ
ログフィルタ１４により行われており、各フィルタはほ
とんどが一般にはＨＦ帯搬送波の種々の変調周波数の線
形組合せである周波数に中心が合わされている。この場
合、検出器の出力１６は一連のフィルタ１４に接続され
ており、制御用整合インターフェイスカード１３により
コンピュータ１１が制御しているプログラム可能な転換
スイッチ１５は記録されたフィルタ出力を選択する。こ
の転換スイッチの機能は補促カードの中に含まれている
場合がある。 【００５５】図４に示す他の代替の実施例で、入力信号
転換スイッチの出力はプログラム可能な減衰器１８に加
えられており、その出力合算器３の入力５に接続されて
いる。ダイオードスイッチ１９は位相シフタ８の出力と
合算器３の入力４の間に接続されたコンピュータにより
制御されており、このスイッチにより基準信号の到達を
妨害することができる。転換スイッチ７には負荷２０を
選択する位置がある。 【００５６】図５の装置は基準信号がコンピュータ１１
により選択される上述の装置と異なっている。これによ
り図５の装置には９１ から９３のカップラがある（図
５の場合）。これらのカップラのそれぞれの出力はプロ
グラム可能なＨＦ帯転換スイッチ２２により選択される
。 同期装置２１により同期信号が補促カード１２の方向に
送出される。検出器１０の出力は一方は直接に補促カー
ド１２に加えられ、他方はフィルタ１４−１、１４−２
を通り加えられており、その出力はプログラム可能な転
換スイッチ１５により制御されている。 【００５７】図６に示すこの発明による装置にある合算
器は基準信号と転換スイッチ７から来る信号を受けるミ
キサ２３に置き替えられている。ミキサの出力は整合回
路２４に加えられている。回路２４の出力は補促カード
１２に接続されている。 【００５８】図１から図６に示す部品によりこの発明の
範囲は制限されない。とりわけ、カップラ９の数はアレ
ーアンテナの数と同じ程度多いことが言える。いかなる
カップラ１も有していないセンサ２によりこの発明によ
る装置を作ることができる場合もある。 【００５９】図４の装置はこの発明による方法を用いた
ＩＬＳのグライドパスの送信に対する完全性をチェック
するのに使用されている。ここでこの実施例について詳
細に説明する。 【００６０】グライドパス送信機により送信された信号
は次の３つの信号からなることが思い出される：【００
６１】次の形を有するいわゆるＣＳＢ信号： Ｃ
ＳＢ＝Ｐ１ ［１＋ｍ（ｓｉｎ Ω１ ｔ＋ｓｉｎ Ω
２ ｔ）］ｃｏｓ （ ωｔ＋ψ１） 【００６２】
次の形を有するいわゆるＳＢＯ信号： ＳＢＯ＝
Ｂ１ （ｓｉｎ Ω１ ｔ−ｓｉｎ Ω２ ｔ）ｃｏｓ
（ ωｔ＋ψ２）【００６３】次の形を有するいわゆ
るクリアランス信号： Ｃ＝Ｃ１（１＋Ｍ１ ｓｉｎ Ω１ ｔ＋Ｍ２
ｓｉｎ Ω２ ｔ）ｃｏｓ［（ ω＋Δ） ｔ＋ψ３
］【００６４】これらの式において、ω、ψ１ 、ψ２
、ψ３ はそれぞれ搬送波のラジアン単位の周波数と
、時間ｔ＝０における搬送波の位相シフトである。 【００６５】Ω１ とΩ２ はラジアン単位の２つの変
調周波数であり、Ω１ ＝２π×９０、Ω２ ＝２π×
１５０である。 【００６６】Ｐ１ 、Ｂ１ 、Ｃ１ は信号の振幅であ
る。 【００６７】グライドパスについての案内信号はＤＤＭ
と呼ばれており、ある点でその値は次の通りとなる：Ｄ
ＤＭ＝（Ｂ１ ／Ｐ１ ）ｃｏｓ （ψ２ −ψ１ ）
【００６８】式はＤＤＭ信号がその点でのＣＢＳおよび
ＳＢＯ電界を現わすベクトルのスカラ積であることを示
している。 【００６９】クリアランス信号は１８ＫＨｚに等しい差
ΔだけＤＤＭ搬送波から離れた搬送波の上にある。この
信号はＣＳＢとＳＢＯ信号をフィルタを通すことにより
分離していると大まかに評価できる。 【００７０】数学的なモデルは次のことから成っている
：２つのベクトルＣＳＢとＳＢＯは搭載の受信機におけ
る電磁界に影響を与える外部素子と同じく、送信アレー
アンテナに対する供給電流の複素関数である。 【００７１】特に、アンテナの直近の地面により反射さ
れる放射は本質的な役割を果す。それは地上の飛行機に
よる実際のアンテナの“イメージ”である仮想アンテナ
により放射される電界の乗数である複素反射係数ρによ
り特徴付けられている。 【００７２】Ｕをアンテナと受信機との間の直接通路と
し、Ｖを“イメージ”アンテナからの通路とすれば、ア
ンテナの放射に影響する全体のファクタは次の項に供給
電流を乗ずることにより得られる： Ｅ＝Ｕ＋ρＶ 【００７３】Ｂｉ をｉ番目のアンテナの供給電流ＳＢ
Ｏとし、Ｐｉ を電流ＣＳＢとし、更にＴｉ をその可
能状態（例えば、霧、水等の存在のような）を表わす係
数とすれば、全電界として次式を得る： 【数１４】 上式はアレーアンテナの直近に、すなわち遠方レリーフ
特徴に対し送信のあらゆる反射を考慮することなく、放
射される電界を示している。 【００７４】和は全てのアンテナに関係している。 【００７５】これらの式により空間の信号に対し種々の
ファクタの影響の評価をより良く行うことができる。 【００７６】これらのファクタは次の２つの大きなグル
ープに分類できる： １ 内部ファクタ： ＊ＣＳＢ、ＳＢＯおよびクリアランス供給電流２ 外
部ファクタ： ＊実際およびイメージのアンテナの幾何学的位置；＊大
地の反射係数 （アレーの前から約５００メートル遠方の幾何学的特性
および大地の性質） ＊アンテナの送信係数。 【００７７】ＩＬＳのグライドパス送信機の場合、アレ
ーは同一の垂直マストに置かれた３つのアンテナにより
構成される。アンテナ電流はアンテナ源に置かれた３つ
のカップラ１１ 、１２ 、１３ により取り出される
。数学的なモデルを作るために測定される可変パラメー
タはそれ故数が３つあり大地ρの反射係数であるアンテ
ナＴｉ の送信係数である。この係数は３つのアンテナ
のそれぞれに対して同じである。それ故全体では４つの
パラメータが測定される。ＩＬＳに対する特別な実施例
として、２１ から２４ の４つの外部センサが置かれ
ている。これらのセンサはすでに存在するマストの上に
ある他の１つのセンサのトップに垂直に置かれており、
ＩＬＳモニタ装置の一部分を形成するセンサは、ＩＣＡ
Ｏにより定められた様にその上に取り付けられている。 そのセンサは２１ から２４ の４つのセンサのグルー
プの一部を構成している。 【００７８】このマストはアンテナから８５ｍの所にあ
る。信号は４つの同軸ケーブルにより測定装置に到達す
る。 【００７９】選ばれた基準信号はカップラ９によりプロ
グラム可能な位相シフタに入るＣＢＳ信号である。式は
次のとおりである： Ｐｒｅｆ ＝Ｐ０ ｃｏｓ［ωｔ ＋α（ｋ）＋ψ
０］ ［１＋ｍ（ｓｉｎΩ１ ｔ＋ｓｉｎ Ω２ ｔ）
］ 【００８０】検出器１０の出力１６で受信される信
号はそれ故この信号と４つのセンサの１つから生ずる信
号との和である。 【００８１】検出の結果は、係数の和の平方根に係数と
各項のそれぞれの位相の積の２倍を加えたものと表わさ
れる （一般的な式は Ｄ＝Ｖ１２＋Ｖ２２＋２Ｖ１ Ｖ２
ｃｏｓδψ）次式を得る： Ｄ２ ＝［Ｐ０ （１＋ｍ ｓｉｎΩ１ ｔ＋ｍ ｓｉ
ｎΩ２ ｔ）］２ ＋［Ｐ１ （１＋ｍ ｓｉ
ｎΩ１ ｔ＋ｍ ｓｉｎΩ２ ｔ）］２ ＋［
Ｂ１ （ ｓｉｎΩ１ ｔ− ｓｉｎΩ２ ｔ）］２
＋２Ｐ１ Ｐ０（１＋ｍ ｓｉｎΩ１ ｔ＋ｍ
ｓｉｎΩ２ ｔ）（１＋ｍ ｓｉｎΩ１ ｔ＋
ｍ ｓｉｎΩ２ ｔ）ｃｏｓ ［ψ１ −α（ｋ
）−ψｏ］ ＋２Ｐ０ Ｂ１ （１＋ｍｓｉｎ
Ω１ ｔ＋ｍｓｉｎ Ω２ ｔ）（ｓｉｎ Ω１ ｔ−
ｓｉｎ Ω２ ｔ）ｃｏｓ ［ψ２ −α
（ｋ）−ψ０ ］ ＋２Ｐ１ Ｂ１ （１＋ｍｓ
ｉｎ Ω１ ｔ＋ｍｓｉｎ Ω２ ｔ）（ｓｉｎ Ω１
ｔ− ｓｉｎ Ω２ ｔ）ｃｏｓ （ ψ
１ −ψ２ ）【００８２】この式を展開し項Ω１ ｔ
とΩ２ ｔのみを残すと、他の項はΩ１ とΩ２ に対
しフィルタを通すことにより除去され、次式を得る： Ｄ２ ＝｛Ｐ０２ ２ｍ＋Ｐ１２２ｍ＋４ｍＰ１ Ｐ
０ ｃｏｓ ［ψ１ −α（ｋ）−ψ０ ］ ＋２Ｐ
０ Ｂ１ ｃｏｓ［ψ２ −α（ｋ）−ψ０］＋２Ｐ１
Ｂ１ ｃｏｓ （ψ１ −ψ２ ）｝ ｓｉｎ
Ω１ ｔ ＋｛Ｐ０２２ｍ＋Ｐ１２２ｍ＋４ｍＰ１ Ｐ０ ｃ
ｏｓ ［ψ１ −α（ｋ）−ψ０ ］− ２Ｐ０
Ｂ１ ｃｏｓ［ψ２ −α（ｋ）−ψ０］−２Ｐ１
Ｂ１ ｃｏｓ （ψ１ −ψ２ ）｝ ｓｉ
ｎ Ω２ ｔ ＋．．． 【００８３】フィ
ルタを通すことによりΩ１ ｔとΩ２ ｔに対応した２
つのベクトルＶ９０とＶ１５０の係数が得られる。 【００８４】それ故和と差の式は次のようになる：
Ｖ ９０＋Ｖ１５０＝ ４ｍＰ０２＋４ｍＰ１２ ＋８
ｍＰ１Ｐ０ ｃｏｓ（ ψ１ −αｋ −ψｏ）＝ＳＫ
Ｖ ９０−Ｖ１５０＝４Ｐ０ Ｂ１ ｃｏｓ（ψ２
−αｋ −ψｏ）＋４Ｐ１ Ｂ１ ｃｏｓ （ψ１
−ψ２）＝ＤＫ【００８５】ディジタルフィルタリング
を行う方法を述べる前に、データの補促がどのように行
われるかを説明する必要がある。 【００８６】補促は検出器から来る信号について０．１
８５ｍｓの間隔においてある一定数のサンプル、この場
合は５４０個のサンプルを取ることから成る。アナログ
／ディジタル演算はコンピュータ１１のプログラムによ
り直接制御された補促カード１２により行われる。サン
プルはコンポジットＩＬＳ信号の３周期分、すなわち１
００ｍｓの間をカバーしている（９０＋１５０Ｈｚ信号
の周波数は３０Ｈｚである）。 【００８７】この演算は位相シフタの１６個の位置に対
して更新される。 【００８８】このように、分折されるセンサの１つに関
連して完全な測定が得られる。 【００８９】測定の状態（減衰量および基準信号がある
かどうか）はソフトウェアにより設定される。 【００９０】フィルタリングはこれらの５４０個のサン
プルからラジアン単位の周波数Ω１＝２π×９０に対応
した信号の係数、およびラジアン単位の周波数Ω２ ＝
２π×１５０に対応した信号の係数を抜き取ることから
なる。係数が１の５４０個の複素数のテーブルと次の偏
考を考える θ＝０．１８５×９０×３６０°×Ｐ ここに ０．１８５はサンプル周期；９０はフィルタに加えられ
る信号の周波数；Ｐはテーブルのエレメントの次数；θ
は度単位の式であり、９０Ｈｚに対しサンプルの次数を
乗じたサンプリングのステップである。各エレメントは
次式で表わされる： 【数１５】 【００９１】実際に分折される信号は時間で制限されて
いることを考慮する必要がある。標準の方法では、“重
み付けウィンド”として知られているウィンドはこの目
的のため使用されている。 【００９２】ここで用いているウィンドはブラックマン
ウィンドである。 【００９３】実際に行われるウィンドには重み付けウィ
ンドと信号との乗算を考慮する必要がある。 【００９４】積の１周期における平均は次の通りである
： 【数１６】 上式は求めようとしている９０Ｈｚコンポーネントの係
数を表わしている。 【００９５】１５０Ｈｚコンポーネントの係数は同様に
得られる。 【００９６】これらのそれぞれの係数を用いると、係数
の和すなわちＳと係数の差すなわちＤを計算することが
できる。 【００９７】演算は再度ｎ回開始されるが位相シフタ８
により生ずる位相αｋ は毎回２π／ｎずつ増加する。 実施例においてｎは１６に等しい。 【００９８】αｋ が位相シフタの１６個の値により変
化する時、係数ＳおよびＤの周期的な変化が得られる。 位相シフタの１６個のそれぞれに対応した偏角αｋ が
、それぞれＳおよびＤに対して求められた１６個の係数
の値のそれぞれと関係があれば、１６個の複素数の２つ
のテーブルが定まり、それぞれはαｋ の周期関数で表
わされる。 【００９９】ＳおよびＤの数学的な式に従って定められ
た２つの関数のそれぞれに対する高速フーリエ変換（Ｆ
ＦＴ）の２次項は複素数となる。Ｓの場合その係数は８
ｍＰ１ Ｐ０ となり、Ｄの場合その係数は４Ｐ０ Ｂ
１ となる。偏角はそれぞれ（ψ１ −ψ０ ）と（ψ
２ −ψ０ ）に等しい。Ｐ０ とｍが一定と仮定すれ
ば、乗算係数の場合を除いてＰ０ とＢ１ が得られる
。 【０１００】上述の演算は４つのセンサ２１ から２４
のそれぞれに対して繰り返される。ベクトルＰ１ と
Ｐ２ の値は４つの異った位置で得られる。 【０１０１】係数ρＴ１ Ｔ２ とＴ３ の値を得るた
めには、アンテナ自体において全く同じ変数の値を有す
る必要がある。 【０１０２】この目的のため、補促演算をそれぞれのア
ンテナカップラにおいて再度開始するとＰ１ とＢ１
を得る。 【０１０３】通路ＵとＶにより生ずる送信ファクタ（位
相シフトの減衰のファクタ）が既知ならば、次式に書き
表わせる： 【数１７】 上式はセンサ２１ に対するものであるがそれぞれの他
のセンサについても同じ式となる。 【０１０４】これらの式のそれぞれにおいて、係数Ｔｉ
はｉ番目のアンテナの送信係数を示している。ファク
タＣ、すなわちＣ１ 、Ｃ２ 、Ｃ３ 、Ｃ４ は各ア
ンテナに特有な係数である。 【０１０５】比Ｐｉ ／Ｂｉ を取ると次式を得る：【
数１８】 【０１０６】従って４つの未知量ρＴ１ Ｔ２ Ｔ３
から成る４式のシステムが得られる。 【０１０７】これらの式において、ＥとＶは各アンテナ
、すなわち実際のアンテナとイメージのアンテナからそ
れぞれのセンサまでの距離のみに左右される。 【０１０８】アンテナとセンサの位置はＤＡＴＡ．ＧＬ
Ｄと呼ばれるテーブルのカーテジアン（Ｃａｒｔｅｓｉ
ａｎ） 座標Ｘ、Ｙ、Ｚにあるコンピュータのメモリに
入っている。 【０１０９】点０は次の交点により定められる：１
大地平面； ２ 滑走軸に直角で第１アンテナの中心を通過する垂
直平面； ３ 滑走軸に平行で第１アンテナの中心を通過する垂
直平面。 【０１１０】イメージアンテナの位置は測定される水平
に対して大地の傾斜を考慮に入れて計算することにより
決定される。イメージアンテナは実際の大地に対し実際
のアンテナと対称になるように考えられている。 【０１１１】実際のまたはイメージのアンテナのそれぞ
れとセンサのそれぞれの間の距離が計算される、すなわ
ち３つの実際のアンテナＡ１ 、Ａ２ 、Ａ３ と、３
つのイメージのアンテナＡ４ 、Ａ５ 、Ａ６ と、４
つのセンサ２１ 、２２ 、２３ 、２４ の全体に対
して２４個の距離Ｙｉｊが与えられる。ｉはアンテナの
添字でありｊはセンサの添字である。θｉｊをｉ番目の
アンテナの軸とｊ番目のセンサの軸の間の角度とすると
、ｊ番目のセンサでｉ番目のアンテナから受信される電
界の式は次の通りである：【数１９】 【０１１２】距離Ｙｉｊを進行するのに要する時間によ
り生ずるアンテナ／センサの位相シフトの式は次の通り
である： 【数２０】 【０１１３】４つの式を定めるモードについて簡単に検
討することとする。 【０１１４】アンテナの送信ファクタは次の様に書ける
： Ｔｉ ＝Ｔｉｎ（１＋ζｉ ） 【０１１５】Ｔｉｎは演算の公称状態で測定した送信フ
ァクタであり、ζｉ はこのファクタで決まる変分であ
る。 【０１１６】次の表示を用いる： １ ｉ番目のアンテナのＳＢＯとＣＳＢ電流としてＢ
ｉ とＰｉについて 【数２１】 ２ ｊ番目のセンサで測定される比ＳＢＯ／ＣＳＢと
してＤｊｍは次のとおりであり、ζｉ の値はＩなる未
知の量を有するｊ個の式のマトリクスシステムから定ま
る：Ｙｊ ＝Ｗｊｉζｉ 同様に Ｙｊ ＝ＤｊｍＰｊｎ−Ｂｊｎ および Ｗｊｉ＝｛Ｂｉ −ＤｊｍＰｉ ｝ＴｉｎＥｉｊ【０１
１７】マトリスクＷｊｉは一般に縮退し（ゼロ行列式）
更にその分解はある一定の制約を選択した近似の過程を
示している。この場合、問題とする項について選択は次
の汎関数を最小にすることにより行われる：【数２２】 ここにレギュラリゼーションａのパラメータは２次ノル
マ（Ｌ２の距離関数）に基づき次の剰余を最小とする：
【数２３】 【０１１８】これらの式においてＤｊｍは前述の式（１
）の２番目の辺である。Ｂｊｎ、ＤｊｎおよびＴｊｎを
知る必要がある。これらの値を得るために使用される計
算を以下に記載する。 【０１１９】この計算は校正の段階を通して行われ、各
アンテナには同じ基準信号が連続的に加えられている（
ＣＳＢのみ）。 【０１２０】アンテナｉとそのアンテナのイメージアン
テナｉ＋３によりセンサｊに送信して得られた係数τｉ
ｊを検討する。このτについての関連知識が必要となる
。 それらは複素数であり、それらの係数はセンサに集めら
れた搬送波の振幅と同じ搬送波の位相の偏角である。 【０１２１】アンテナカップラに対する前に述べた補促
によりこれらのカップラのそれぞれに対するカップリン
グファクタを測定し、アンテナの供給電流の位相と振幅
により正確な相対的な決定を得ることができる。 【０１２２】これはアンテナとカップラの間に複素カッ
プリング比があることを示している。アンテナの供給電
流と既知のカップラで測定された電流により、カップリ
ング係数が導かれる。 【０１２３】全ての複素数τｉｊはマトリクスを構成し
ている。Ｆ１ とＦ２ を２つの複素数とする。次式を
書くことができる： τｉｊ＝Ｆ１ Ｕｉｊ＋Ｆ２ Ｖ（ｉ＋３）ｊ【０１２
４】センサ間の相対的な位相に対する不確定性を取り除
くため、３つの数に対する４つのグループ（この場合は
４つのセンサ）を調べることとする。 【０１２５】センサｊに対するグループの式は次の通り
書ける： 【数２４】 【０１２６】最小２乗法を用いた多線形回帰によりこの
システムの式を分解することにより係数Ｆ１ とＦ２
が計算され、更に大地の反射係数ρｊ に等しい係数Ｆ
２ｊ／Ｆ１ｊの値が計算される。このように計算された
ρｊ の平均により大地の公称平均反射係数ρが得られ
る。 【０１２７】τｉｊを基礎にして、センサにより受信さ
れた理論的な信号を計算することができる。 【０１２８】ＣＳＢ信号に対し、次の様に書くことがで
きる： 【数２５】 更に信号ＳＢＯに対しては次の通りになる：【数２６】 【０１２９】従って次の比を計算できる：【数２７】 【０１３０】関連のある変数を得るため、このように計
算された理論的な信号とセンサで測定された信号との差
、すなわちＤｊｍは計算により求められる。 【０１３１】このようにＩＬＳシステムに対する発明に
よる方法を応用した項に到達した。数学的なモデルが考
えられているが、そのモデルにより、グライドパス送信
機の３つのアレーアンテナの供給電流の関数として、座
標が既知の点での電界が計算される。この電界は直接測
定が可能な４つのパラメータに左右される。 【０１３２】この場合、本来の位相の測定を始める前に
、前述の校正段階を実施することが適切である。 【０１３３】この校正段階は初期の校正状態のもとに行
われ、この段階により演算の公称状態を定めることが可
能となる。この発明による方法は、この段階を通して行
われる測定を用いている。 【０１３４】ある数の回数に対し演算１から４を実施す
ることから成るこの方法のステップ５が行われる。 【０１３５】この方法による方法のステップ２から５ま
では、アレーアンテナの近くにある４つのセンサのそれ
ぞれとアンテナカップラのそれぞれに対し一度だけ行わ
れる。カップラ９に発生した基準信号はＣＳＢ信号であ
る。 【０１３６】ステップ６が実施され、数学的モデルの全
ての未知のパラメータが計算により求められる。 【０１３７】前記において、ＣＳＢおよびＳＢＯ信号の
レベルに対するクリアランス信号の影響は考慮されてい
ない。 【０１３８】クリアランス信号の特性を知るために、ス
テップ１から４の全てが再度開始され、基準信号として
クリアランス信号が取り出されしかもカップラ１１ と
１３ によりアンテナ電流が測定される（アンテナ２は
基準信号を受けない）。 【０１３９】この方法により得られた結果と一緒にされ
たこれらの結果は既知の座標を有した点でＩＬＳ信号の
値を計算するのに使用される。 【０１４０】ＳＢＯが所定の値、特に値０を有している
点の軌跡を決めることも可能である。 【０１４１】この軌跡をグライドパスと比較することに
よりカバーする空間を通してアレーにより与えられた指
示をチェックすることができるが、以前の場合のように
いくつかの点にはない。 【０１４２】既述の一般的な方法は変形を有している。 例えば、６つの外部センサがあれば、２つの付加的なセ
ンサに対してステップ１から４により定められる補促の
プロセスが繰り返され、送信アンテナのそれぞれに対し
種々の大地の反射係数が定められる。 【０１４３】反対に、現存する外部センサが１つのみな
らば、大地の反射係数を決めしかもアンテナ利得が公称
値であると仮定できる。後者の構成はこの発明による方
法を用いたＩＬＳのグライドパスビーコンの送信につい
て完全性をチェックすることに対し費用が最低の構成で
あり、この構成により現存の装置に対し実質的な改善が
加えられる。 【０１４４】ＶＯＲラジオビーコンをチェックする方法
と装置の使用について記載する。 【０１４５】ＶＯＲ無線航行局が送信する信号は次のも
のから構成される： １ 基準方位（局の磁北）に関する情報を含んでいる
１番目のコンポーネント； ２ 基準方位に対し受信機の方位がθを示す情報を含
んでいる２番目のコンポーネント。 【０１４６】全体の信号はラジアン単位の周波数ω０
で搬送波周波数を変調した３つの複素数ベクトルの和の
形で次の通り書かれる： 【数２８】 【０１４７】実施例によれば、代表的なベクトルは次の
様に書ける（理想状態を想定）：“標準”ＶＯＲの場合
は 【数２９】 ドップラーＶＯＲの場合は 【数３０】 【０１４８】数値は次の通りである： Ω０ ＝２π３０Ｈｚ Ω１ ＝２π９９６０Ｈｚ Ｍ＝０、．３ η＝１６ 【０１４９】可変位相が反転した基準信号の場合を除い
て、全体の信号は両方の実施例で同一であることが容易
に判る。 【０１５０】もし演算が理想状態であれば次のことが得
られる： ａ− Ａｐ とＡｍ は共役複素数ベクトル；ｂ−
それらの和は常に搬送波ω０ に対し同相にある；ｃ
− 方位の関数としての位相変化は理想値にできるだ
け近い。 【０１５１】“標準”ＶＯＲの場合、実施例は本質的に
次のものから成る： １ ω０ においてＭ０ により変調され、全方向性
アンテナに同振幅かつ同相で供給する送信機、２ （
ω０ ＋Ω０ ）において全方向性アンテナに同振幅で
供給し、かつ方位がθとして変化する位相を有する送信
機、 ３ （ω０ −Ω０ ）において全方向性アンテナに
同振幅で供給し、かつ方位が−θとして変化する位相を
有する送信機； 【０１５２】これらの２つのアンテナは一般には４相の
組合せによりｃｏｓ（θ）とｓｉｎ（θ）のパターンを
有する２つのアンテナにより構成されている、すなわち
： ｃｏｓ（θ）＋ｊｓｉｎ（θ） および ｃｏｓ（θ）−ｊｓｉｎ（θ） 【０１５３】ドップラーＶＯＲの場合、実施例には本質
的に次のものから成る： １ ω０ においてＭ０ により変調され、全方向性
アンテナに同振幅かつ同相で供給する送信機、２ （
ω０ ＋Ω０ ）において一連の全方向性アンテナに同
振幅かつ同相で周期的に供給し、しかも周辺ηλを有す
る円の上に置かれている送信機、 ３ 半回転遅れた同じ一連のアンテナに周期的に供給
する送信機。 【０１５４】ＶＯＲの性能特性が多数のパラメータによ
り左右される： １ 電子パラメータ：同振幅かつ同相の送信機の安定
性； ２ アンテナパラメータ：パターンおよび放射電界の
安定性。 【０１５５】パラメータのあらゆる変化によりベクトル
Ｍ０ 、Ａｐ およびＡｍ の値が変化する。これらの
パラメータの詳細な測定により放射特性に対する恒久的
なチェックが与えられる。 【０１５６】測定の原理は次の通りである。 【０１５７】次の形の信号を検討する：【数３１】 【０１５８】ここにΩａ は値０、±Ω０ 、±Ω１
を取り、αｋ は０と２πの間に均等分布したｋ個の値
をとる。実際この信号は各送信機の出力で取り出され、
ｋ個の位相点を有した位相シフタを通る。 【０１５９】この信号はアンテナの近くに置かれたある
一定数のセンサにより受信された信号に加えられる。コ
ンポジット信号の検出はそれ故トータルベクトルの係数
に等しい、すなわち 【数３２】 ＳはＶＯＲが標準値かドップラ値のいずれかにより値０
または１を取る。 【０１６０】Ωａ とａ′ｋ のみを含んだ量を単独に
選べば次の項が得られる： 【数３３】 【０１６１】検出された電圧のｎ個の値の連続コンポー
ネントに対する１番目のフーリエ計算により次のベクト
ルが決定される： Ωａ ＝０に対しＭ０ ； Ωａ ＝Ωｓ に対しＡｐ ； Ωａ ＝−Ωｓ に対しＡｍ 【０１６２】Ωａ ＝０に対しΩｓ で検出されたｎ個
の値の電圧に対するフーリエ成分、すなわち次のベクト
ルの係数の２番目の計算によりＡｐ とＡｍ の組合せ
の係数と位相が与えられる： Ａｐ＊［Ｍ０ ＋Ｒｅｘｐ（ｊαｋ ）］＋Ａ
ｍ ［Ｍ０＊＋ｅｘｐ（−ｊαｋ ）］【０１６３】こ
れらの計算の測定と実施の様相をドップラーＶＯＲの場
合について以下に説明する。 【０１６４】ドップラーＶＯＲの場合、使用する装置は
図５の装置である。 【０１６５】補促カード１２には外部同期入力Ｍと、送
信電流をＶＯＲの送信機のそれぞれから取り出す３つの
カップラ１１ 、１２ 、１３ とがあり、更にＨＦ帯
転換スイッチ２２はカップラの１つを選択するのに使用
されている。センサ２が１つだけある。動作は次の通り
である。コンピュータ１１が制御する転換スイッチ２２
により選択されるカップラ９を用いて、全方向性アンテ
ナに供給する送信機から生ずるω０ の信号（Ωａ ＝
０に対応）は、合算器３の入力４に入る。この合算器の
信号５はセンサ２からの信号により供給されている。こ
のセンサは従来の技術である“モニタリング”センサの
ある場所のＶＯＲのいわゆるカウンタポイズに置かれて
いる。 このセンサが受けた信号は全方向性アンテナにより送信
された信号と、非変調信号を送信する直径方向に向かい
合った２つのアンテナにより交互に送信される信号とに
より構成されており、この２つのアンテナの１つはラジ
アン単位の周波数がω０ ＋Ω１ であり、他の１つは
ラジアン単位の周波数がω０ −Ω１である。合計で４
８個のアンテナがある。３０分の１秒の１回転の間、各
アンテナには２回６０分の１秒のインターバルがあるが
、１回はラジアン単位の周波数がω０ ＋Ω１ の信号
により生じ、他の１回はラジアン単位の周波数がω０
−Ω１の信号により生ずる。ＶＯＲに対する内側の同期
エレメントにより組となったアンテナのそれぞれが規則
的に切替えられる。装置２１はこの同期信号の一部を捕
獲するエレメントである。 【０１６６】この信号は補促カードに使われ、送信用ア
ンテナにより送信される信号が最大となる瞬間に対応し
た補促サンプルの瞬間を決める。このように１回転当り
４８個のサンプルが得られる。サンプルのそれぞれはあ
る割り当てを受ける。それ故均等分布アンテナと同じ数
の割当てがある。この演算は（２π／ｎ）位相シフトに
より再びｎ回開始されるが、この位相シフトは毎回基準
信号に加えられる。このように各アンテナに対し割当て
が行われ、それぞれにはαｋのそれぞれの値に対応して
ｎ個の数がある。演算は、周波数ω０ ＋ Ω１ で非
変調信号である信号を与えるカップラ９．２を選択する
ことと、周波数ω０ −Ω１ で非変調信号を与えるカ
ップラ９．３を選択することにより、同様に再び開始さ
れる。 【０１６７】このように、アンテナ当りトータルで３つ
の割り当てが得られ、割当てのそれぞれにはｎ個の値が
含まれている。 【０１６８】前述に定めた１番目および２番目の計算を
実施することが可能となる。 【０１６９】１番目のアンテナに対応したそれぞれがΩ
ａ ＝０、Ωａ ＝Ω１ およびΩａ ＝−Ω１ に対
する３つの割当てのそれぞれのｎ個の値について検出し
た電圧の連続したコンポーネントに関するフーリエ計算
によりＭ０ 、Ａｐ 、Ａｍの値が与えられる。 【０１７０】このアンテナに関した１番目の割当てから
生ずるｎ個の値についてΩａ ＝０に対するΩ１ コン
ポーネントのフーリエ計算により、このアンテナに対し
てＡｐ とＡｍ の組合せに対する係数と位相が与えら
れる。 【０１７１】他の４７個のアンテナに対する３つの割当
てのそれぞれに関する連続した２つの計算により、これ
らのアンテナのそれぞれに対してエレメントが同じにな
る。 【０１７２】得られた値と許容限度値との比較によりＶ
ＯＲ局により送信された信号の完全性をチェックできる
。Ａｐ 、Ａｍ およびＭ０ の全ての値を試験するこ
とにより、ある場合には送信機の１つにおける故障と、
１以上のアンテナとカウンタポイズにより作られる反射
器の位置測定ができる。
【図１ａ】αｋ に対する関数の値を示す。
【図１ｂ】αｋ に対する関数の値を示す。
【図２】この発明による装置の一般的な形態を示す。
【図３】この発明による一般的な装置の変形を示す（ス
イッチとアナログフィルタを有している）。
イッチとアナログフィルタを有している）。
【図４】この発明による一般的な装置の他の変形を示す
（減衰器とダイオードスイッチを有している）。
（減衰器とダイオードスイッチを有している）。
【図５】この発明による装置の他の変形を示す（基準信
号を取り入れるためいくつかのカップラを有している）
。
号を取り入れるためいくつかのカップラを有している）
。
【図６】この発明による装置の他の変形を示す（合算器
と検出器の代りにミキサを有している）。
と検出器の代りにミキサを有している）。
１ カップラ
２ センサ
３ 合算器
４、５ 入力
６、１６ 出力
７、１５ 転換スイッチ
８ 位相シフタ
９ カップラ
１０ 検出器
１１ コンピュータ
１２ 補促カード
１３ インターフェイスカード
１４１ 、１４２ 、１４３ 、１４４ アナログ
フィルタ１７ バス １８ 減衰器 １９ ダイオードスイッチ ２０ 負荷 ２１ 同期装置 ２２ ＨＦ帯転換スイッチ ２３ ミキサ ２４ 整合回路
フィルタ１７ バス １８ 減衰器 １９ ダイオードスイッチ ２０ 負荷 ２１ 同期装置 ２２ ＨＦ帯転換スイッチ ２３ ミキサ ２４ 整合回路
Claims (34)
- 【請求項１】 直接には測定しにくいパラメータによ
り影響を受けやすい送信の完全性を恒久的にチェックす
るための方法であり、係数に対するその影響と空間へ放
射される電界の位相は数学的なモデルにより決定され、
送信はアレーアンテナで行われており、更に各アンテナ
またはグループのアレーアンテナには１以上のＨＦ搬送
波周波数が供給されており、これらの周波数のそれぞれ
は１以上の正確な正弦波状の低周波信号により既知の方
法で変調されており次のことから成る： １ 少なくとも１点で受けた信号と基準信号と呼ばれ
る信号との組合せの振幅の値により、その点および周期
Ｔ時間の間に記録が行われており、基準信号の基本周波
数が分析される信号のＨＦ周波数の１つに等しい；２
このように得られた信号の周波数成分の振幅が抜き取
られ記憶されている； ３ ステップ１と２は同じ点で記録することと、実行
することをｎ回（ｎは全体数を示す）開始し、各回にお
いて基準信号の位相シフトが次の量である、αｋ ＝２
π／ｎ、 ｋは１とｎの間の全ての値を連続してとる全体数である
； ４ このように記憶されたｎ個の振幅が関数Ｆ （α
ｋ ）のｎ個の値として処理され、そのフーリエ変換の
ある係数の値がその処理から抜き取られる； ５ １から４までの全ての演算が測定点にある回数と
少なくとも同じ回数再度開始される； ６ 未知のパラメータの値が数学的モデルを使用する
ことにより決定される。 - 【請求項２】 少なくとも１つの記録される点がアン
テナのレードームの中にあり、記録された信号がそのア
ンテナの供給電流を示している請求項１に記載の方法。 - 【請求項３】 少なくとも１つの記録される点がアレ
ーアンテナの近くにある請求項１に記載の方法。 - 【請求項４】 記録される時間Ｔが分析される低周波
信号の周期の全数に等しい請求項１に記載の方法。 - 【請求項５】 関数Ｆ（αｋ ）のフーリエ変換の係
数が次の係数の少なくとも１つから成る請求項１に記載
の方法： １ 連続したコンポーネントの値； ２ 基本周波数のコンポーネントの振幅と位相。 - 【請求項６】 ステップ１から４までが種々の基準信
号により実施される請求項１に記載の方法。 - 【請求項７】 いわゆるＣＳＢ信号と、いわゆるＳＢ
Ｏ信号と更にいわゆるクリアランス信号を送信する３つ
のアンテナＡ１ Ａ２ Ａ３ から構成されるアレーか
ら成るＩＬＳシステムのグライドパス送信機により送信
される信号の完全性をチェックするように設計された請
求項１に記載の方法で、ステップ１から４までが記録さ
れる点をアンテナの１つの中に、更に他の２つのアンテ
ナのそれぞれの中に連続して置くことから実施される。 - 【請求項８】 ステップ１から４までがアレーアンテ
ナの近くに少なくとも一度記録される点を置くことによ
り更に実施される請求項７に記載の方法。 - 【請求項９】 ステップ２から５までが連続した４つ
の異なる場所でアレーアンテナの近くに記録される点を
置くことにより実施される請求項８に記載の方法。 - 【請求項１０】 ステップ１から４までが６ヶ所の異
なる場所でアレーアンテナの近くに記録される点を置く
ことにより実施される請求項８に記載の方法。 - 【請求項１１】 基準信号がアレーアンテナに供給す
る送信機で取り出されるいわゆるＣＳＢ信号である請求
項８に記載の方法。 - 【請求項１２】 記録時間Ｔが１００ミリセカントで
ある請求項７に記載の方法。 - 【請求項１３】 ステップ２で定まるフィルタリング
が９０Ｈｚの周波数で行われる請求項７に記載の方法。 - 【請求項１４】 フィルタリングが更に１５０Ｈｚの
周波数で行われる請求項１３に記載の方法。 - 【請求項１５】 ステップ４で定まる数ｎが１６に等
しい請求項７に記載の方法。 - 【請求項１６】 ２つの関数Ｓ（αｋ ）とＤ（αｋ
）が形成され、その１６個の値のそれぞれが９０Ｈｚ
と１５０Ｈｚでフィルタリングされたαｋ の値のそれ
ぞれに対して得られた値の和と差であり、更にこれら２
つの関数のそれぞれのフーリエ変換から抜き取られた係
数が周期２πのコンポーネントの振幅および位相である
請求項７、８および１１から１５に記載の方法。 - 【請求項１７】 ２つの関数Ｓ（αｋ ）とＤ（αｋ
）が形成され、その１６個の値のそれぞれが９０Ｈｚ
と１５０Ｈｚでフィルタリングされたαｋ の値のそれ
ぞれに対して得られた値の和と差であり、更にこれら２
つの関数のそれぞれのフーリエ変換から抜き取られた係
数が同期２πのコンポーネントの振幅と位相である請求
項７から９、および１１から１５に記載の方法。 - 【請求項１８】 ステップ１から４までで更にクリア
ランス信号を基準信号としており、記録される点がアン
テナＡ１ とＡ３ に連続して置かれている請求項１７
に記載の方法。 - 【請求項１９】 １つの中央のアンテナと、中心に中
央のアンテナを有する円に均等分布された４８個のアン
テナから構成されるアレーアンテナから成るドップラー
ＶＯＲ局により送信される信号の完全性をチェックする
ように設計されており、中央のアンテナはラジアン単位
の周波数Ω０ で信号が変調されたラジアン単位の周波
数ω０ の振幅を発生する送信機により供給されており
、均等分布のアンテナは６０分の１秒毎に連続して供給
されており、２つのアンテナは直径に対し向いあった組
を成しており、アンテナの一方は正確なＨＦ帯のラジア
ン単位の周波数ω０ −Ω１ を作る送信機により供給
されており、更に他のアンテナは正確にＨＦ帯のラジア
ン単位の周波数ω０ −Ω１ を作る送信機により供給
されており、記録される点がアレーアンテナの近くに置
かれている請求項１に記載の方法。 - 【請求項２０】 記録周期Ｔが１秒の３０分のｎであ
る請求項１９に記載の方法。 - 【請求項２１】 １つの周期Ｔの間に記録される値が
４８個の割当てに分割され、割当て内での変化が組にな
った均等分布のアンテナへの供給の変化と同期している
請求項１９に記載の方法。 - 【請求項２２】 ステップ３で定まる数ｎが１６であ
る請求項１９に記載の方法。 - 【請求項２３】 ステップ１から４までが基準信号と
して３つの送信機で発生される信号のそれぞれにより少
なくとも一度実施される請求項１９に記載の方法。 - 【請求項２４】 ステップ２で定まる連続したコンポ
ーネントおよびΩ１のコンポーネントにより行われる請
求項２３に記載の方法。 - 【請求項２５】 αｋ のフーリエ変換から取り出さ
れる係数が少なくとも次のものから成る請求項２４に記
載の方法： １ 連続コンポーネント； ２ 基本周波数Ω１ のコンポーネント。 - 【請求項２６】 ３つの割当てが末端の４８個のアン
テナのそれぞれに対して作られており、割当てのそれぞ
れは基準信号のそれぞれにより記録されたｎ個の値を含
んでおり、しかもラジアン単位の周波数ω０ において
基準信号により作られた割当てから、連続したコンポー
ネントとαｋ の関数のフーリエ変換の基本周波数にお
けるコンポーネントを取り出し、更に他の２つの割当て
のそれぞれからαｋ の関数のフーリエ変換の連続コン
ポーネントを取り出している請求項１９、２０、２１、
２３、２４、２５に記載の方法。 - 【請求項２７】 直接には測定しにくい送信のパラメ
ータの測定を実施するための装置で、ある点における送
信の係数と位相に対する影響は数学的なモデルにより決
定され、その送信はアレーアンテナで行われており、各
アンテナまたはグループのアレーアンテナには共通のＨ
Ｆ搬送波周波数を有した１以上の送信機があり、この周
波数は１以上の正確な正弦波状の信号によりそれぞれの
アンテナに対して変調されており、更に次のものから成
る装置である： １ アレーアンテナの近くに置かれた少なくとも１つ
のセンサ； ２ ２つの入力と１つの出力を有し、各センサとカッ
プラを連続して接続するプログラム可能なＨＦ帯転換ス
イッチにより入力の１つにおいてセンサから来る信号の
１つを受け、更に送信に関係する送信機の１つの出力に
あるカップラにより取り出されるいわゆる基準信号を他
の入力においてプログラム可能な位相シフタを通して受
ける合算器で、合算器の出力は検出器に接続されている
；３ 検出器の出力で信号を受け、更に位相シフタの
方向および高周波転換スイッチの方向に制御信号を送出
するコンピュータ。 - 【請求項２８】 検出器の出力が多数のアナログフィ
ルタの入力に加えられており、フィルタのそれぞれの出
力がプログラム可能な転換スイッチに供給されており、
更にその出力がコンピュータに供給されている請求項２
７に記載の装置。 - 【請求項２９】 プログラム可能な減衰器が転換器の
出力と合算器の入力との間に接続されている請求項２７
に記載の装置。 - 【請求項３０】 ダイオードスイッチが位相シフタの
出力と合算器の入力の間に挿入されている請求項２９に
記載の装置。 - 【請求項３１】 転換器の入力が更に３つのカップラ
と負荷に接続されている請求項３０に記載の装置。 - 【請求項３２】 プログラム可能な転換スイッチから
構成され、更にその出力が位相シフタの入力に接続され
、しかもその入力が少なくとも２つのカップラに接続さ
れている請求項３１に記載の装置。 - 【請求項３３】 コンピュータが同期装置により供給
されている請求項２８と３２に記載の装置。 - 【請求項３４】 合算器と検出器が２つの入力と１つ
の出力を有するミキサと整合用回路により置き替えられ
ており、ミキサは入力の１つで減衰器の出力と他の入力
で位相シフタの出力信号を受けており、更に整合用回路
は入力でミキサからの出力信号を受け出力でコンピュー
タに供給している請求項２７から３３のいずれかに記載
の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9011861 | 1990-09-26 | ||
| FR9011861A FR2667160B1 (fr) | 1990-09-26 | 1990-09-26 | Procede et dispositif de mesure de l'integrite d'une emission. |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04290969A true JPH04290969A (ja) | 1992-10-15 |
Family
ID=9400664
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3273453A Withdrawn JPH04290969A (ja) | 1990-09-26 | 1991-09-26 | 送信の完全性の測定法および測定装置 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5172124A (ja) |
| EP (1) | EP0478424B1 (ja) |
| JP (1) | JPH04290969A (ja) |
| AT (1) | ATE114824T1 (ja) |
| CA (1) | CA2051881A1 (ja) |
| DE (1) | DE69105439T2 (ja) |
| ES (1) | ES2065643T3 (ja) |
| FR (1) | FR2667160B1 (ja) |
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- 1990-09-26 FR FR9011861A patent/FR2667160B1/fr not_active Expired - Fee Related
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- 1991-09-19 CA CA002051881A patent/CA2051881A1/fr not_active Abandoned
- 1991-09-20 EP EP91402505A patent/EP0478424B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1991-09-20 US US07/763,277 patent/US5172124A/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-09-20 DE DE69105439T patent/DE69105439T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1991-09-20 ES ES91402505T patent/ES2065643T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1991-09-20 AT AT91402505T patent/ATE114824T1/de not_active IP Right Cessation
- 1991-09-26 JP JP3273453A patent/JPH04290969A/ja not_active Withdrawn
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA2051881A1 (fr) | 1992-03-27 |
| EP0478424A1 (fr) | 1992-04-01 |
| FR2667160B1 (fr) | 1993-06-25 |
| ATE114824T1 (de) | 1994-12-15 |
| EP0478424B1 (fr) | 1994-11-30 |
| ES2065643T3 (es) | 1995-02-16 |
| DE69105439T2 (de) | 1995-04-06 |
| US5172124A (en) | 1992-12-15 |
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Legal Events
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| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
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