JPH04295273A - 直流−直流変換回路 - Google Patents
直流−直流変換回路Info
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- JPH04295273A JPH04295273A JP5672391A JP5672391A JPH04295273A JP H04295273 A JPH04295273 A JP H04295273A JP 5672391 A JP5672391 A JP 5672391A JP 5672391 A JP5672391 A JP 5672391A JP H04295273 A JPH04295273 A JP H04295273A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、直流−直流変換回路
（ＤＣ−ＤＣコンバータ）に関するものである。
（ＤＣ−ＤＣコンバータ）に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１は従来の直流−直流変換回路を示す
回路図である。図において、１は直流電源、２はトラン
スで、１次巻線２ａは、一端が直流電源１の一端に接続
され、他端がトランジスタ等のスイッチング素子３を介
して直流電源１の他端に接続されている。４はトランス
２の２次巻線２ｂに接続する平滑化回路、５は平滑化さ
れた直流出力が供給される負荷である。６はスイッチン
グ素子３のオン・オフを制御する制御回路である。
回路図である。図において、１は直流電源、２はトラン
スで、１次巻線２ａは、一端が直流電源１の一端に接続
され、他端がトランジスタ等のスイッチング素子３を介
して直流電源１の他端に接続されている。４はトランス
２の２次巻線２ｂに接続する平滑化回路、５は平滑化さ
れた直流出力が供給される負荷である。６はスイッチン
グ素子３のオン・オフを制御する制御回路である。
【０００３】ダイオード７、抵抗８およびコンデンサ９
はトランス２の磁束をリセットするリセット回路を構成
しており、コンデンサ９およびその放電用の抵抗８の並
列接続回路に対してダイオード７を直列に接続したリセ
ット回路がトランス２の１次巻線２ａと並列に接続して
いる。
はトランス２の磁束をリセットするリセット回路を構成
しており、コンデンサ９およびその放電用の抵抗８の並
列接続回路に対してダイオード７を直列に接続したリセ
ット回路がトランス２の１次巻線２ａと並列に接続して
いる。
【０００４】次に動作について説明する。スイッチング
素子３のオン時にトランス２の１次巻線２ａに入力電圧
が印加され、同時に２次巻線２ｂに誘起された電圧が平
滑化回路４で整流、平滑化されて負荷５へ供給される。 スイッチング素子３のオフ時には平滑化回路４内のイン
ダクタンスに蓄積されたエネルギーにより平滑化回路４
にて平滑化され、負荷５へ供給される。
素子３のオン時にトランス２の１次巻線２ａに入力電圧
が印加され、同時に２次巻線２ｂに誘起された電圧が平
滑化回路４で整流、平滑化されて負荷５へ供給される。 スイッチング素子３のオフ時には平滑化回路４内のイン
ダクタンスに蓄積されたエネルギーにより平滑化回路４
にて平滑化され、負荷５へ供給される。
【０００５】またスイッチング素子３のオン期間にトラ
ンス２に蓄積された励磁エネルギーは、そのオフ期間に
ダイオード７を介してコンデンサ９に転移し、抵抗８に
よって熱エネルギーとして消費される。
ンス２に蓄積された励磁エネルギーは、そのオフ期間に
ダイオード７を介してコンデンサ９に転移し、抵抗８に
よって熱エネルギーとして消費される。
【０００６】従来の直流−直流変換回路においては、抵
抗８の値Ｒは消費すべき励磁エネルギーの値により決定
されている。またコンデンサ９の値Ｃｏは時定数Ｃｏ×
Ｒがスイッチング素子３の基本発振周期Ｔに比べて十分
に大きい値となるように選定されている。
抗８の値Ｒは消費すべき励磁エネルギーの値により決定
されている。またコンデンサ９の値Ｃｏは時定数Ｃｏ×
Ｒがスイッチング素子３の基本発振周期Ｔに比べて十分
に大きい値となるように選定されている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来の直流−直流変換
回路は以上のように構成されているが、コンデンサ９の
値Ｃｏがトランス２の１次側インダクタンスの値Ｌｐに
対して適切でないと、半導体素子などへ過電流あるいは
過電圧の電気的ストレスが加わり、これらの素子が破損
するという問題点がある。
回路は以上のように構成されているが、コンデンサ９の
値Ｃｏがトランス２の１次側インダクタンスの値Ｌｐに
対して適切でないと、半導体素子などへ過電流あるいは
過電圧の電気的ストレスが加わり、これらの素子が破損
するという問題点がある。
【０００８】例えばコンデンサ９の値Ｃｏとトランス２
の１次側インダクタンスの値Ｌｐの積Ｃｏ・Ｌｐが基本
発振周期Ｔの二乗に比べて非常に大きい場合、起動時に
おいてコンデンサ９の両端電圧の上昇が抑えられ、トラ
ンス２のリセットが終了する前にスイッチング素子３が
オンしてしまう。図６は上記の場合において、スイッチ
ング素子３としてＭＯＳＦＥＴを用いたときの起動時の
波形図であり、（Ａ）はドレン−ソース間の電圧ＶＤＳ
の波形、（Ｂ）はドレイン電流ＩＤの波形を示し、トラ
ンス２がリセットされないことを示している。この状態
が繰り返されると、トランス２が飽和して過大な電流が
流れ、スイチッング素子３の破損やトランス２の巻線の
焼損などが生じる。
の１次側インダクタンスの値Ｌｐの積Ｃｏ・Ｌｐが基本
発振周期Ｔの二乗に比べて非常に大きい場合、起動時に
おいてコンデンサ９の両端電圧の上昇が抑えられ、トラ
ンス２のリセットが終了する前にスイッチング素子３が
オンしてしまう。図６は上記の場合において、スイッチ
ング素子３としてＭＯＳＦＥＴを用いたときの起動時の
波形図であり、（Ａ）はドレン−ソース間の電圧ＶＤＳ
の波形、（Ｂ）はドレイン電流ＩＤの波形を示し、トラ
ンス２がリセットされないことを示している。この状態
が繰り返されると、トランス２が飽和して過大な電流が
流れ、スイチッング素子３の破損やトランス２の巻線の
焼損などが生じる。
【０００９】またＣｏ・ＬｐがＴ２に比べて非常に小さ
い場合、コンデンサ９の両端電圧が過大に上昇し、スイ
ッチング素子３や２次側の平滑化回路４内のダイオード
などの半導体素子の破損が生じたり、スイッチング損失
の増大を招く。図７はこのような場合における定常時の
波形図であり、コンデンサ９の両端電圧が過大に上昇す
ることを示している。
い場合、コンデンサ９の両端電圧が過大に上昇し、スイ
ッチング素子３や２次側の平滑化回路４内のダイオード
などの半導体素子の破損が生じたり、スイッチング損失
の増大を招く。図７はこのような場合における定常時の
波形図であり、コンデンサ９の両端電圧が過大に上昇す
ることを示している。
【００１０】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、半導体素子などへの電気的スト
レスを低減でき、これにより素子の破損やスイッチング
損失を低減できる信頼性の高い直流−直流変換回路を得
ることを目的とする。
ためになされたもので、半導体素子などへの電気的スト
レスを低減でき、これにより素子の破損やスイッチング
損失を低減できる信頼性の高い直流−直流変換回路を得
ることを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】この発明に係る直流−直
流変換回路は、（１）コンデンサとこのコンデンサの放
電用抵抗とを並列に接続し、この並列接続回路に対して
ダイオードを直列に接続した回路をトランスの１次巻線
と並列に接続して、前記トランスのリセット回路を構成
した直流−直流変換回路、（２）コンデンサとこのコン
デンサの放電用抵抗とを直列に接続し、このコンデンサ
の前記放電用抵抗と接続した一端をダイオードを介して
トランスの１次巻線の一端およびスイッチング素子に接
続して、前記トランスのリセット回路を構成した直流−
直流変換回路、または（３）コンデンサとこのコンデン
サの放電用抵抗とを並列に接続し、この並列接続回路に
対してダイオードを直列に接続した回路をスイッチング
素子と並列に接続し、前記トランスのリセット回路を構
成した直流−直流変換回路において、リセット回路のコ
ンデンサの値Ｃを次式
流変換回路は、（１）コンデンサとこのコンデンサの放
電用抵抗とを並列に接続し、この並列接続回路に対して
ダイオードを直列に接続した回路をトランスの１次巻線
と並列に接続して、前記トランスのリセット回路を構成
した直流−直流変換回路、（２）コンデンサとこのコン
デンサの放電用抵抗とを直列に接続し、このコンデンサ
の前記放電用抵抗と接続した一端をダイオードを介して
トランスの１次巻線の一端およびスイッチング素子に接
続して、前記トランスのリセット回路を構成した直流−
直流変換回路、または（３）コンデンサとこのコンデン
サの放電用抵抗とを並列に接続し、この並列接続回路に
対してダイオードを直列に接続した回路をスイッチング
素子と並列に接続し、前記トランスのリセット回路を構
成した直流−直流変換回路において、リセット回路のコ
ンデンサの値Ｃを次式
【数７】
および次式
【数８】
式中、Ｌｐ：前記トランスの１次側インダクタンス値Ｒ
：前記放電用抵抗値 Ｔ：スイッチング素子の基本発振周期 ｔｏｎ：前記スイッチング素子のオン時間の最大値ｔｏ
ｆｆ：前記スイッチング素子が起動時に取り得る最小の
オフ時間 Ｅｉ：直流電源の電圧値の最大値 Ｅｍａｘ：前記スイッチング素子のオフ期間に前記トラ
ンスの１次巻線に誘起される電圧において、回路条件よ
り定まる最大電圧値 を満たすように構成したものである。
：前記放電用抵抗値 Ｔ：スイッチング素子の基本発振周期 ｔｏｎ：前記スイッチング素子のオン時間の最大値ｔｏ
ｆｆ：前記スイッチング素子が起動時に取り得る最小の
オフ時間 Ｅｉ：直流電源の電圧値の最大値 Ｅｍａｘ：前記スイッチング素子のオフ期間に前記トラ
ンスの１次巻線に誘起される電圧において、回路条件よ
り定まる最大電圧値 を満たすように構成したものである。
【００１２】
【作用】この発明の直流−直流変換回路においては、リ
セット回路のコンデンサを前記数７および数８の値にす
ることにより、コンデンサの両端電圧の定常時の値およ
び起動時の応答が改善され、半導体素子の破損やトラン
スのコイルの焼損が防止され、スイッチング損失が低減
する。
セット回路のコンデンサを前記数７および数８の値にす
ることにより、コンデンサの両端電圧の定常時の値およ
び起動時の応答が改善され、半導体素子の破損やトラン
スのコイルの焼損が防止され、スイッチング損失が低減
する。
【００１３】
【実施例】本発明の一実施例による直流−直流変換回路
は図１に示されており、回路の基本構成は従来のものと
同様である。実施例の回路が従来のものと相違する点は
、リセット回路におけるコンデンサ９の値Ｃが前記数７
および数８を満たすように構成されていることである。
は図１に示されており、回路の基本構成は従来のものと
同様である。実施例の回路が従来のものと相違する点は
、リセット回路におけるコンデンサ９の値Ｃが前記数７
および数８を満たすように構成されていることである。
【００１４】上記構成の直流−直流変換回路の基本的な
動作は前記従来の回路と同様であり、スイッチング素子
３のオン期間に電力をトランス２で１次側から２次側へ
伝達し、平滑化回路４で平均化して負荷５へ供給する。
動作は前記従来の回路と同様であり、スイッチング素子
３のオン期間に電力をトランス２で１次側から２次側へ
伝達し、平滑化回路４で平均化して負荷５へ供給する。
【００１５】次にトランス２のリセットについて説明す
る。スイッチング素子３のオン期間にトランス２の磁束
が増加し、トランス２に磁気エネルギーが蓄えられるが
、スイッチング素子３のオフ期間にこの励磁された磁気
エネルギーを放出し、磁束を残留磁束まで戻す必要があ
る。そこで磁気エネルギーをダイオード７を介してコン
デンサ９に転移し、抵抗８によって熱エネルギーとして
消費させる。
る。スイッチング素子３のオン期間にトランス２の磁束
が増加し、トランス２に磁気エネルギーが蓄えられるが
、スイッチング素子３のオフ期間にこの励磁された磁気
エネルギーを放出し、磁束を残留磁束まで戻す必要があ
る。そこで磁気エネルギーをダイオード７を介してコン
デンサ９に転移し、抵抗８によって熱エネルギーとして
消費させる。
【００１６】リセット期間において直流−直流変換回路
の１次側回路はトランス２の１次側巻線２ａ、コンデン
サ９、抵抗８の並列回路として等価できる。さらに抵抗
８に流れる電流は、コンデンサ９に流れる電流に比して
十分小さいので、図２に示すように、トランス２の１次
側巻線２ａおよびコンデンサ９の並列回路として近似で
きる。
の１次側回路はトランス２の１次側巻線２ａ、コンデン
サ９、抵抗８の並列回路として等価できる。さらに抵抗
８に流れる電流は、コンデンサ９に流れる電流に比して
十分小さいので、図２に示すように、トランス２の１次
側巻線２ａおよびコンデンサ９の並列回路として近似で
きる。
【００１７】ここでコンデンサ９の電流ｉｃと両端電圧
ｅｃは、次式のように近似される。
ｅｃは、次式のように近似される。
【数９】
【数１０】
式中、Ｃ：コンデンサ９の容量値
Ｌｐ：トランス２の１次側インダクタンス値Ｖｉ：直流
電源１の電圧値 Ｅｃｏ：コンデンサ９の両端電圧の初期値τ：スイッチ
ング素子３のオン時間
電源１の電圧値 Ｅｃｏ：コンデンサ９の両端電圧の初期値τ：スイッチ
ング素子３のオン時間
【００１８】トランス２のリセットはｉｃ＝０となった
時点で終了するので、リセット時間ｔｒは、
時点で終了するので、リセット時間ｔｒは、
【数１１】
と表わされる。この時コンデンサ９の両端電圧は、
【数
１２】 まで上昇する。この電圧は抵抗８によって放電され、次
のリセット期間の開始時点までに、
１２】 まで上昇する。この電圧は抵抗８によって放電され、次
のリセット期間の開始時点までに、
【数１３】
式中、Ｒ：放電用抵抗８の抵抗値
Ｔ：スイッチング素子３の基本発振周期で近似される電
圧まで降下する。
圧まで降下する。
【００１９】定常状態ではＥｃ２＝Ｅｃｏであるから数
１２および数１３より、コンデンサ９の両端電圧（トラ
ンス２の１次巻線に誘起される電圧）の最大値は、
１２および数１３より、コンデンサ９の両端電圧（トラ
ンス２の１次巻線に誘起される電圧）の最大値は、
【数
１４】 となる。従ってスイッチング素子３には数１４で表わさ
れる電圧がかかり、また平滑化回路４内のダイオードに
は数１４で表わされる電圧にトランス２の巻数比を乗じ
た電圧がかかる。これら半導体素子の絶対最大定格等の
回路条件により定まる最大の電圧値をＥｍａｘとすると
、次式
１４】 となる。従ってスイッチング素子３には数１４で表わさ
れる電圧がかかり、また平滑化回路４内のダイオードに
は数１４で表わされる電圧にトランス２の巻数比を乗じ
た電圧がかかる。これら半導体素子の絶対最大定格等の
回路条件により定まる最大の電圧値をＥｍａｘとすると
、次式
【数１５】
式中、Ｅｉ：直流電源１の電圧値の最大値ｔｏｎ：スイ
ッチング素子３のオン時間の最大値を満足するようなコ
ンデンサ９でリセット回路を構成すれば、電圧の過大な
上昇を抑えることができ、これにより素子の破損が防止
でき、またスイッチング損失が低減する。
ッチング素子３のオン時間の最大値を満足するようなコ
ンデンサ９でリセット回路を構成すれば、電圧の過大な
上昇を抑えることができ、これにより素子の破損が防止
でき、またスイッチング損失が低減する。
【００２０】また直流−直流変換回路の起動開始時にお
いては、コンデンサ９の両端電圧は０Ｖ近傍であり、前
記数１１で表わされるリセット時間ｔｒは次式で近似さ
れる。
いては、コンデンサ９の両端電圧は０Ｖ近傍であり、前
記数１１で表わされるリセット時間ｔｒは次式で近似さ
れる。
【数１６】
トランス２が飽和しないようにするには、スイッチング
素子３のオフ時間内にリセットが終了する必要があり、
素子３のオフ時間内にリセットが終了する必要があり、
【数１７】
式中、ｔｏｆｆ：スイッチング素子３が起動時に取り得
る最小のオフ時間 でなければならない。数１６および数１７よりコンデン
サ９の値が
る最小のオフ時間 でなければならない。数１６および数１７よりコンデン
サ９の値が
【数１８】
を満たせばトランスの飽和が起きず、スイッチング素子
の破損、トランス巻線の焼損などを防止できる。
の破損、トランス巻線の焼損などを防止できる。
【００２１】以上のように、リセット回路のコンデンサ
の容量値Ｃが次式
の容量値Ｃが次式
【数１９】
および次式
【数２０】
を満足するようにリセット回路を構成すれば、素子の破
損の防止やスイッチング損失の低減などがはかられ、直
流−直流変換回路の信頼性を高くすることができる。
損の防止やスイッチング損失の低減などがはかられ、直
流−直流変換回路の信頼性を高くすることができる。
【００２２】図３は実施例のスイッチング素子３として
ＭＯＳＦＥＴを用いた場合の起動時および定常時の波形
図であり、（Ａ）はＶＤＳの波形、（Ｂ）はＩＤの波形
を示し、トランス２が完全にリセットされ、スイッチン
グ素子にストレスがかからないことを示している。
ＭＯＳＦＥＴを用いた場合の起動時および定常時の波形
図であり、（Ａ）はＶＤＳの波形、（Ｂ）はＩＤの波形
を示し、トランス２が完全にリセットされ、スイッチン
グ素子にストレスがかからないことを示している。
【００２３】なお、上記実施例ではトランス２の１次巻
線に対し並列に接続されたリセット回路について示した
が、図４に示すように、コンデンサ９とこのコンデンサ
の放電用の抵抗８が直列に接続され、コンデンサ９の抵
抗８と接続された一端がダイオード７を介してトランス
２の１次巻線２ａの一端およびスイッチング素子３に接
続されたリセット回路であっても、上記実施例と同様に
構成することにより、同様の効果を奏する。
線に対し並列に接続されたリセット回路について示した
が、図４に示すように、コンデンサ９とこのコンデンサ
の放電用の抵抗８が直列に接続され、コンデンサ９の抵
抗８と接続された一端がダイオード７を介してトランス
２の１次巻線２ａの一端およびスイッチング素子３に接
続されたリセット回路であっても、上記実施例と同様に
構成することにより、同様の効果を奏する。
【００２４】また、図５に示すように、コンデンサ９と
このコンデンサの放電用の抵抗８が並列に接続され、こ
の並列回路に対してダイオード７が直列に接続された回
路がスイッチング素子３と並列に接続されたリセット回
路の場合も、上記実施例と同様に構成することにより、
同様の効果を奏する。
このコンデンサの放電用の抵抗８が並列に接続され、こ
の並列回路に対してダイオード７が直列に接続された回
路がスイッチング素子３と並列に接続されたリセット回
路の場合も、上記実施例と同様に構成することにより、
同様の効果を奏する。
【００２５】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、特定
の値のコンデンサでリセット回路を構成したので、トラ
ンスが完全にリセットされ、これにより半導体素子など
に電気的ストレスがかかるのが防止され、素子などの破
損が防止され、かつスイッチング損失が低減し、信頼性
の高い直流−直流変換回路が得られる。
の値のコンデンサでリセット回路を構成したので、トラ
ンスが完全にリセットされ、これにより半導体素子など
に電気的ストレスがかかるのが防止され、素子などの破
損が防止され、かつスイッチング損失が低減し、信頼性
の高い直流−直流変換回路が得られる。
【図１】実施例および従来例の直流−直流変換回路を示
す回路図。
す回路図。
【図２】図１のリセット期間における１次側回路の等価
回路。
回路。
【図３】図１のスイッチング素子の動作を示す波形図。
【図４】他の実施例の直流−直流変換回路を示す回路図
。
。
【図５】別の実施例の直流−直流変換回路を示す回路図
。
。
【図６】従来のスイッチング素子の動作を示す波形図。
【図７】従来のスイッチング素子の動作を示す波形図。
１ 直流電源
２ トランス
２ａ １次巻線
２ｂ ２次巻線
３ スイッチング素子
４ 平滑化回路
５ 負荷
６ 制御回路
７ ダイオード
８ 抵抗
９ コンデンサ
Claims (3)
- 【請求項１】 コンデンサとこのコンデンサの放電用
抵抗とを並列に接続し、この並列接続回路に対してダイ
オードを直列に接続した回路をトランスの１次巻線と並
列に接続して、前記トランスのリセット回路を構成した
直流−直流変換回路において、前記コンデンサの値Ｃが
次式 【数１】 および次式 【数２】 式中、Ｌｐ：前記トランスの１次側インダクタンス値Ｒ
：前記放電用抵抗値 Ｔ：スイッチング素子の基本発振周期 ｔｏｎ：前記スイッチング素子のオン時間の最大値ｔｏ
ｆｆ：前記スイッチング素子が起動時に取り得る最小の
オフ時間 Ｅｉ：直流電源の電圧値の最大値 Ｅｍａｘ：前記スイッチング素子のオフ期間に前記トラ
ンスの１次巻線に誘起される電圧において、回路条件よ
り定まる最大電圧値 を満たすことを特徴とする直流−直流変換回路。 - 【請求項２】 コンデンサとこのコンデンサの放電用
抵抗とを直列に接続し、このコンデンサの前記放電用抵
抗と接続した一端をダイオードを介してトランスの１次
巻線の一端およびスイッチング素子に接続して、前記ト
ランスのリセット回路を構成した直流−直流変換回路に
おいて、前記コンデンサの値Ｃが次式 【数３】 および次式 【数４】 式中、Ｌｐ：前記トランスの１次側インダクタンス値Ｒ
：前記放電用抵抗値 Ｔ：スイッチング素子の基本発振周期 ｔｏｎ：前記スイッチング素子のオン時間の最大値ｔｏ
ｆｆ：前記スイッチング素子が起動時に取り得る最小の
オフ時間 Ｅｉ：直流電源の電圧値の最大値 Ｅｍａｘ：前記スイッチング素子のオフ期間に前記トラ
ンスの１次巻線に誘起される電圧において、回路条件よ
り定まる最大電圧値 を満たすことを特徴とする直流−直流変換回路。 - 【請求項３】 コンデンサとこのコンデンサの放電用
抵抗とを並列に接続し、この並列接続回路に対してダイ
オードを直列に接続した回路をスイッチング素子と並列
に接続し、前記トランスのリセット回路を構成した直流
−直流変換回路において、前記コンデンサの値Ｃが次式
【数５】 および次式 【数６】 式中、Ｌｐ：前記トランスの１次側インダクタンス値Ｒ
：前記放電用抵抗値 Ｔ：スイッチング素子の基本発振周期 ｔｏｎ：前記スイッチング素子のオン時間の最大値ｔｏ
ｆｆ：前記スイッチング素子が起動時に取り得る最小の
オフ時間 Ｅｉ：直流電源の電圧値の最大値 Ｅｍａｘ：前記スイッチング素子のオフ期間に前記トラ
ンスの１次巻線に誘起される電圧において、回路条件よ
り定まる最大電圧値 を満たすことを特徴とする直流−直流変換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5672391A JP2669167B2 (ja) | 1991-03-20 | 1991-03-20 | 直流−直流変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5672391A JP2669167B2 (ja) | 1991-03-20 | 1991-03-20 | 直流−直流変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04295273A true JPH04295273A (ja) | 1992-10-20 |
| JP2669167B2 JP2669167B2 (ja) | 1997-10-27 |
Family
ID=13035413
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5672391A Expired - Lifetime JP2669167B2 (ja) | 1991-03-20 | 1991-03-20 | 直流−直流変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2669167B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5438501A (en) * | 1991-10-29 | 1995-08-01 | Abb Patent Gmbh | Turn-off relief network for a direct voltage converter |
-
1991
- 1991-03-20 JP JP5672391A patent/JP2669167B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5438501A (en) * | 1991-10-29 | 1995-08-01 | Abb Patent Gmbh | Turn-off relief network for a direct voltage converter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2669167B2 (ja) | 1997-10-27 |
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