JPH04296684A - デジタルビーム形成ネットワーク及びデジタルビーム形成方法 - Google Patents
デジタルビーム形成ネットワーク及びデジタルビーム形成方法Info
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- JPH04296684A JPH04296684A JP3341448A JP34144891A JPH04296684A JP H04296684 A JPH04296684 A JP H04296684A JP 3341448 A JP3341448 A JP 3341448A JP 34144891 A JP34144891 A JP 34144891A JP H04296684 A JPH04296684 A JP H04296684A
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- Japan
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- digital
- quadrature
- input signal
- signals
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-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
- H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、アンテナ配列で結合し
て使用されるビーム形成ネットワークに関する。より詳
細には、本発明はデジタルビーム形成ネットワークに関
する。
て使用されるビーム形成ネットワークに関する。より詳
細には、本発明はデジタルビーム形成ネットワークに関
する。
【０００２】これ以降、特別な実施例を参照して本発明
を記載するが、本発明がそれらに限定されないことが理
解できる。通常の当業者及びこれ以降に提供される教示
へ接近する機会を有するこれら（実施例）は、これらの
要旨の範囲内で追加の実施例を認識できるであろう。
を記載するが、本発明がそれらに限定されないことが理
解できる。通常の当業者及びこれ以降に提供される教示
へ接近する機会を有するこれら（実施例）は、これらの
要旨の範囲内で追加の実施例を認識できるであろう。
【０００３】
【従来の技術】デジタル技術が発展する以前、レーダー
及び通信アンテナ配列に入射される波面の応答するビー
ム形成は、アナログ領域で行われていた。アナログビー
ム形成システムでは、信号は、高周波（ＲＦ）マイクロ
ウェーブネットワーク或いは受信機内の中間波（ＩＦ）
で操作されている。効果的なアナログビーム形成案はバ
トラー（Ｂｕｔｌｅｒ）或いはブリス（Ｂｌｉｓｓ）
ネットワークを利用していた。早期のアナログビーム形
成にわたる改良を要請していたが、それにも拘らず、こ
れらのより効果的なアナログネットワークの性能は抵抗
性の損失、重大な耐性及び多重送信の容量不足によって
阻まれていた。これらの制限に鑑みて、尽力がデジタル
研究を開発するのに費やされてきた。
及び通信アンテナ配列に入射される波面の応答するビー
ム形成は、アナログ領域で行われていた。アナログビー
ム形成システムでは、信号は、高周波（ＲＦ）マイクロ
ウェーブネットワーク或いは受信機内の中間波（ＩＦ）
で操作されている。効果的なアナログビーム形成案はバ
トラー（Ｂｕｔｌｅｒ）或いはブリス（Ｂｌｉｓｓ）
ネットワークを利用していた。早期のアナログビーム形
成にわたる改良を要請していたが、それにも拘らず、こ
れらのより効果的なアナログネットワークの性能は抵抗
性の損失、重大な耐性及び多重送信の容量不足によって
阻まれていた。これらの制限に鑑みて、尽力がデジタル
研究を開発するのに費やされてきた。
【０００４】デジタルビーム形成システムにおける動作
は、ビームを形成するために、特別な目的のデジタルプ
ロセッサ内で行われるデジタル化されたベースバンドの
同相（Ｉ）、及び、直交相（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐ
ｈａｓｅ）（Ｑ）の信号に対してなされる。デジタルビ
ーム形成技術を使用するある種のレーダー及び通信アン
テナは、信号クラッタ或いは国際的なこみ合いにもかか
わらず正確さを維持するために広いダイナミックレンジ
を持つビーム形成ネットワークを要求する。この最小ダ
イナミックレンジの要求は、現在、すくなくとも７ビッ
トの分解能を有する典型的なアナログ−デジタル（Ａ／
Ｄ）変換器の利用を必要とする。更に、多くの従来のデ
ジタルビーム形成システムは分離型のＡ／Ｄ変換器を採
用しており、受信配列内の各要素で結合されたＩ及びＱ
信号を処理する。
は、ビームを形成するために、特別な目的のデジタルプ
ロセッサ内で行われるデジタル化されたベースバンドの
同相（Ｉ）、及び、直交相（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐ
ｈａｓｅ）（Ｑ）の信号に対してなされる。デジタルビ
ーム形成技術を使用するある種のレーダー及び通信アン
テナは、信号クラッタ或いは国際的なこみ合いにもかか
わらず正確さを維持するために広いダイナミックレンジ
を持つビーム形成ネットワークを要求する。この最小ダ
イナミックレンジの要求は、現在、すくなくとも７ビッ
トの分解能を有する典型的なアナログ−デジタル（Ａ／
Ｄ）変換器の利用を必要とする。更に、多くの従来のデ
ジタルビーム形成システムは分離型のＡ／Ｄ変換器を採
用しており、受信配列内の各要素で結合されたＩ及びＱ
信号を処理する。
【０００５】そのようなＡ／Ｄ変換器の大規模な使用は
、電力要求、重量及びネットワークの複雑さを増加する
。宇宙開発に対し、これらの各パラメータの大きさの減
少は、最適設計と同等である。
、電力要求、重量及びネットワークの複雑さを増加する
。宇宙開発に対し、これらの各パラメータの大きさの減
少は、最適設計と同等である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】そこで、要求は、Ａ／
Ｄ変換器の最小数、理想的には、該各変換器が最小ビッ
トサイズ、を採用するデジタルビーム形成ネットワーク
に対する技術において存在する。
Ｄ変換器の最小数、理想的には、該各変換器が最小ビッ
トサイズ、を採用するデジタルビーム形成ネットワーク
に対する技術において存在する。
【０００７】少なく、小規模のＡ／Ｄ変換器を利用する
より効果的なデジタルビーム形成装置に対する技術への
要求は、本発明の改良されたデジタルビーム形成ネット
ワークにより達成される 。
より効果的なデジタルビーム形成装置に対する技術への
要求は、本発明の改良されたデジタルビーム形成ネット
ワークにより達成される 。
【０００８】
【課題を解決するための手段、作用及び効果】本発明の
ネットワークは、Ｎ個の入力信号の組に応答して出力ビ
ームを発生することで処理される。入力信号の組は、Ｎ
個の要素を有するアンテナ配列によって提供され、該ア
ンテナ配列上に第１搬送波周波数の電磁波面を入射させ
る。より一般的には、本発明は入力信号のダイナミック
レンジを制限するための回路を含む。該範囲が制限され
た入力信号は、ここで、デジタル化され、従来の態様に
おける出力ビームを形成して使用される。
ネットワークは、Ｎ個の入力信号の組に応答して出力ビ
ームを発生することで処理される。入力信号の組は、Ｎ
個の要素を有するアンテナ配列によって提供され、該ア
ンテナ配列上に第１搬送波周波数の電磁波面を入射させ
る。より一般的には、本発明は入力信号のダイナミック
レンジを制限するための回路を含む。該範囲が制限され
た入力信号は、ここで、デジタル化され、従来の態様に
おける出力ビームを形成して使用される。
【０００９】詳細な実施例において、本発明はＮ個の直
交電圧波形の組を発生する直交符号器回路を含む。２相
変調器は、直交電圧波形の１つに応答して各入力信号の
相を変調するが、それによって、入力信号が変調された
Ｎ個の相の組を発生する。入力信号が変調されたＮ個の
相は、加算器内で結合されて、合成入力信号を形成する
。本発明ネットワークは、更に、合成入力信号に応答し
てＩＦ入力信号を発生する周波数逓降変換ミクサを含む
。
交電圧波形の組を発生する直交符号器回路を含む。２相
変調器は、直交電圧波形の１つに応答して各入力信号の
相を変調するが、それによって、入力信号が変調された
Ｎ個の相の組を発生する。入力信号が変調されたＮ個の
相は、加算器内で結合されて、合成入力信号を形成する
。本発明ネットワークは、更に、合成入力信号に応答し
てＩＦ入力信号を発生する周波数逓降変換ミクサを含む
。
【００１０】ＩＦ入力信号は、ここで、Ｉ／Ｑ分離ネッ
トワークにより、ベースバンド同相及び直交相成分に分
離される。Ａ／Ｄ変換器の対は、ここで、入力信号の同
相及び直交相成分をサンプリングする。直交符号器回路
に結合されたデコーダは、デジタル同相及び直交相信号
に応答して復号されたデジタル同相信号及び復号された
デジタル直交相信号を供給する。本発明は、更に、復号
された同相及び直交相信号を利用することによって、出
力ビームを発生するデジタルビーム形成器を含む。
トワークにより、ベースバンド同相及び直交相成分に分
離される。Ａ／Ｄ変換器の対は、ここで、入力信号の同
相及び直交相成分をサンプリングする。直交符号器回路
に結合されたデコーダは、デジタル同相及び直交相信号
に応答して復号されたデジタル同相信号及び復号された
デジタル直交相信号を供給する。本発明は、更に、復号
された同相及び直交相信号を利用することによって、出
力ビームを発生するデジタルビーム形成器を含む。
【００１１】
【実施例】図１は、本発明のデジタルビーム形成ネット
ワークの簡易化された実施例を示すブロックダイアグラ
ムである。ビーム形成ネットワーク１０は、Ｍ個の入力
信号ライン１２上のＭ個の入力信号の組を、Ｍ個の要素
１６を有する受信アンテナ配列１４から受け取る。ライ
ン１２上の入力信号は、受信配列１４上に入射された電
磁波面によって発生され、共通の高周波数の搬送波（す
なわち、マイクロウェーブ）を分配する（ｓｈａｒｅ）
。本発明ネットワーク１０は、ライン１２上に加えら
れた高周波数の入力信号に応答して１又はそれ以上の電
磁ビームＢを発生させる。ビームＢは、ここで、例えば
、デジタル処理ネットワーク（図示しない）に導かれて
も良い。
ワークの簡易化された実施例を示すブロックダイアグラ
ムである。ビーム形成ネットワーク１０は、Ｍ個の入力
信号ライン１２上のＭ個の入力信号の組を、Ｍ個の要素
１６を有する受信アンテナ配列１４から受け取る。ライ
ン１２上の入力信号は、受信配列１４上に入射された電
磁波面によって発生され、共通の高周波数の搬送波（す
なわち、マイクロウェーブ）を分配する（ｓｈａｒｅ）
。本発明ネットワーク１０は、ライン１２上に加えら
れた高周波数の入力信号に応答して１又はそれ以上の電
磁ビームＢを発生させる。ビームＢは、ここで、例えば
、デジタル処理ネットワーク（図示しない）に導かれて
も良い。
【００１２】発明の背景に記載したように、従来のビー
ム形成ネットワークで採用されるＡ／Ｄ変換器は、それ
によって処理される信号のダイナミックレンジの結果と
して、相対的に多数のビットを必要とする。必要なダイ
ナミックレンジは、最も大きいと予想される通信又は割
り込み信号と温度雑音フロアー（ｆｌｏｏｒ） とのパ
ワーレベルの違いに基づいて決定される。詳細には、４
０ｄＢのダイナミックレンジは、約７から８ビットのダ
イナミックレンジを要求する。以下に、より充分に議論
するが、発明のビーム形成ネットワーク１０は、バンド
が制限された（ｂａｎｄ−ｌｉｍｉｔｅｄ）雑音を、雑
音フロアーを上げるために配列１４内で発生する高周波
数の入力信号内に注入するのに効果的であり、そして、
アナログからデジタル変換過程で必要なダイナミックレ
ンジを減少する。ダイナミックレンジにおけるこの処理
された減少は、ネットワーク１０内でより少ないビット
を使用する機能に変換し、該ビットは電力要求量、コス
ト及び複雑さを減少する。ある例において、発明のビー
ム形成ネットワーク１０は、１から３ビットと同じくら
い少ないビットを有するＡ／Ｄ変換器を要求しても良い
。注入された雑音は、充分に高い割合でサンプリングす
ることによって、アナログ−デジタル変換過程の間に、
ふさわしいエイリアースト（ａｌｉａｓｅｄ ）から信
号バンド内へほぼ締め出される。
ム形成ネットワークで採用されるＡ／Ｄ変換器は、それ
によって処理される信号のダイナミックレンジの結果と
して、相対的に多数のビットを必要とする。必要なダイ
ナミックレンジは、最も大きいと予想される通信又は割
り込み信号と温度雑音フロアー（ｆｌｏｏｒ） とのパ
ワーレベルの違いに基づいて決定される。詳細には、４
０ｄＢのダイナミックレンジは、約７から８ビットのダ
イナミックレンジを要求する。以下に、より充分に議論
するが、発明のビーム形成ネットワーク１０は、バンド
が制限された（ｂａｎｄ−ｌｉｍｉｔｅｄ）雑音を、雑
音フロアーを上げるために配列１４内で発生する高周波
数の入力信号内に注入するのに効果的であり、そして、
アナログからデジタル変換過程で必要なダイナミックレ
ンジを減少する。ダイナミックレンジにおけるこの処理
された減少は、ネットワーク１０内でより少ないビット
を使用する機能に変換し、該ビットは電力要求量、コス
ト及び複雑さを減少する。ある例において、発明のビー
ム形成ネットワーク１０は、１から３ビットと同じくら
い少ないビットを有するＡ／Ｄ変換器を要求しても良い
。注入された雑音は、充分に高い割合でサンプリングす
ることによって、アナログ−デジタル変換過程の間に、
ふさわしいエイリアースト（ａｌｉａｓｅｄ ）から信
号バンド内へほぼ締め出される。
【００１３】デジタルビーム形成ネットワーク１０は、
Ｍ個の低雑音増幅器１８の組を有していて、各増幅器１
８は信号ライン１２により配列要素１６に結合されてい
る。増幅器１８の各々は、ライン１２上にある入力信号
の搬送波周波数の回りで中心化された通過帯域を有して
いる。増幅された高周波数の入力信号は、ここで、Ｍ個
の増幅器出力ライン２０の組を通じてＭ個の加算ネット
ワーク２２の組へ伝送される。
Ｍ個の低雑音増幅器１８の組を有していて、各増幅器１
８は信号ライン１２により配列要素１６に結合されてい
る。増幅器１８の各々は、ライン１２上にある入力信号
の搬送波周波数の回りで中心化された通過帯域を有して
いる。増幅された高周波数の入力信号は、ここで、Ｍ個
の増幅器出力ライン２０の組を通じてＭ個の加算ネット
ワーク２２の組へ伝送される。
【００１４】各加算ネットワーク２２は、増幅器出力ラ
イン２０及びＭ個の雑音源２４の組１つにより、達成さ
れる。雑音源２４の各々は、雑音発生器２６及び帯域フ
ィルタ２８を含む。各フィルタのバンドパスは、雑音フ
ロアーを上げるのに望ましい程度、或いは、等しくは、
ライン２０上にある増幅された入力信号によって広げら
れた（ｓｐａｎｎｅｄ） 装置のダイナミックレンジを
減少するのに望ましい程度、に応答して調整される。そ
こで、加算ネットワーク２２は、周波数逓降変換器入力
ライン３０上に増幅された入力信号及びバンドが制限さ
れた雑音を送る。
イン２０及びＭ個の雑音源２４の組１つにより、達成さ
れる。雑音源２４の各々は、雑音発生器２６及び帯域フ
ィルタ２８を含む。各フィルタのバンドパスは、雑音フ
ロアーを上げるのに望ましい程度、或いは、等しくは、
ライン２０上にある増幅された入力信号によって広げら
れた（ｓｐａｎｎｅｄ） 装置のダイナミックレンジを
減少するのに望ましい程度、に応答して調整される。そ
こで、加算ネットワーク２２は、周波数逓降変換器入力
ライン３０上に増幅された入力信号及びバンドが制限さ
れた雑音を送る。
【００１５】それぞれがライン３０の１つに結合されて
いるＭ個の周波数逓降変換ミクサ３２の組は、Ｍ個の高
周波数の入力信号の組を、中間周波数（ＩＦ）の回りに
中心化された信号の組に変換する。Ｍ個のローカルオシ
レータの組は、ミクサ３２に参照周波数を供給する。Ｉ
Ｆ信号は、ミクサ出力ライン３６に加えられ、Ｍ個の変
換モジュール３８の組に伝送される。各モジュール３８
は、ＩＦ信号を同相（Ｉ）及び直交相（Ｑ）ベースバン
ド成分に変換する回路を含む。ここで、各変換モジュー
ル３８内のＡ／Ｄ変換器の対は、所定の割合で各々をサ
ンプリングすることによってＩ及びＱの成分をデジタル
化する。サンプリングされたＩ及びＱ成分によって占め
られるデジタル周波数のスペクトル内に注入される雑音
のナイキスト型のエーリアシングを避けるために、サン
プリングレートは、注入された雑音のバンド幅の少なく
とも２倍の大きさとして選択される。例えば、１ＭＨｚ
雑音を定める帯域フィルタ２８は、エーリアシングを避
けるために、約２Ｍサンプル／秒を実行するＡ／Ｄ変換
器を要求するであろう。
いるＭ個の周波数逓降変換ミクサ３２の組は、Ｍ個の高
周波数の入力信号の組を、中間周波数（ＩＦ）の回りに
中心化された信号の組に変換する。Ｍ個のローカルオシ
レータの組は、ミクサ３２に参照周波数を供給する。Ｉ
Ｆ信号は、ミクサ出力ライン３６に加えられ、Ｍ個の変
換モジュール３８の組に伝送される。各モジュール３８
は、ＩＦ信号を同相（Ｉ）及び直交相（Ｑ）ベースバン
ド成分に変換する回路を含む。ここで、各変換モジュー
ル３８内のＡ／Ｄ変換器の対は、所定の割合で各々をサ
ンプリングすることによってＩ及びＱの成分をデジタル
化する。サンプリングされたＩ及びＱ成分によって占め
られるデジタル周波数のスペクトル内に注入される雑音
のナイキスト型のエーリアシングを避けるために、サン
プリングレートは、注入された雑音のバンド幅の少なく
とも２倍の大きさとして選択される。例えば、１ＭＨｚ
雑音を定める帯域フィルタ２８は、エーリアシングを避
けるために、約２Ｍサンプル／秒を実行するＡ／Ｄ変換
器を要求するであろう。
【００１６】サンプリングされたＩ及びＱ成分は、デジ
タルビーム形成器４０に、変換モジュール出力ライン４
２及び４４の対を介して、供給される。ビーム形成器４
０は、サンプリングされたＩ及びＱ成分を数学的に取り
扱う特別な目的のデジタルプロセッサを、典型的に含む
。よく知られているように、各プロセッサのクロック周
期の間、サンプリングされたＩ及びＱ成分は、１つ又は
それ以上のビームＢを形成するために処理される。ビー
ム形成器４０は、また、フィルタ２８の通過帯域と一致
するストップバンドを有するデジタルバンド拒絶フィル
タを含んでも良い。ナイキストレートを超過するサンプ
リングにも拘らず、ビームＢ内に注入される雑音の侵入
を避けるために採用されても良い。
タルビーム形成器４０に、変換モジュール出力ライン４
２及び４４の対を介して、供給される。ビーム形成器４
０は、サンプリングされたＩ及びＱ成分を数学的に取り
扱う特別な目的のデジタルプロセッサを、典型的に含む
。よく知られているように、各プロセッサのクロック周
期の間、サンプリングされたＩ及びＱ成分は、１つ又は
それ以上のビームＢを形成するために処理される。ビー
ム形成器４０は、また、フィルタ２８の通過帯域と一致
するストップバンドを有するデジタルバンド拒絶フィル
タを含んでも良い。ナイキストレートを超過するサンプ
リングにも拘らず、ビームＢ内に注入される雑音の侵入
を避けるために採用されても良い。
【００１７】この態様において、発明のビーム形成ネッ
トワーク１０は、一時的に、バンドが制限された雑音を
、受信配列の要素内で発生する信号内に注入するのに効
果的であり、それによって、Ａ／Ｄ変換過程において要
求されるビット数を減少する。
トワーク１０は、一時的に、バンドが制限された雑音を
、受信配列の要素内で発生する信号内に注入するのに効
果的であり、それによって、Ａ／Ｄ変換過程において要
求されるビット数を減少する。
【００１８】第２図は、本発明のデジタルビーム形成ネ
ットワーク１００の好ましい実施例を示すブロックダイ
アグラムである。ネットワーク１００は、受信アンテナ
配列１１０内で発生する信号により、電磁波面による照
度下で、達成される。受信配列１１０は、Ｎ個のアンテ
ナ配列を含む。第２図は、第１、第２、第３及び第４要
素１１２、１１４、１１６及び１１８と同様に最後の１
つ前及び最後の要素Ｎ−１、Ｎを明瞭に示す。第１から
第４要素１１２−１１８は、第１ビーム形成サブネット
ワーク１２０に結合されている。第２図の実施例におい
て、発明のビーム形成ネットワーク１００は、デジタル
ビーム形成１３０を共に供給するＮ／４サブネットワー
クを含む。本発明の教示が、ほぼ際限のない受信配列要
素に結合されるサブネットワークに拡張し、４つのチャ
ンネルのみを有するサブネットワーク１２０が、明瞭な
目的に対して選択されたことが強調される。
ットワーク１００の好ましい実施例を示すブロックダイ
アグラムである。ネットワーク１００は、受信アンテナ
配列１１０内で発生する信号により、電磁波面による照
度下で、達成される。受信配列１１０は、Ｎ個のアンテ
ナ配列を含む。第２図は、第１、第２、第３及び第４要
素１１２、１１４、１１６及び１１８と同様に最後の１
つ前及び最後の要素Ｎ−１、Ｎを明瞭に示す。第１から
第４要素１１２−１１８は、第１ビーム形成サブネット
ワーク１２０に結合されている。第２図の実施例におい
て、発明のビーム形成ネットワーク１００は、デジタル
ビーム形成１３０を共に供給するＮ／４サブネットワー
クを含む。本発明の教示が、ほぼ際限のない受信配列要
素に結合されるサブネットワークに拡張し、４つのチャ
ンネルのみを有するサブネットワーク１２０が、明瞭な
目的に対して選択されたことが強調される。
【００１９】サブネットワーク１２０は、第１、第２、
第３及び第４配列要素１１２−１１８により発生された
第１、第２、第３及び第４入力信号を第１、第２、第３
及び第４入力信号ライン１３２−１３８上で受け取る。 再び、入力信号各々の周波数は、配列１１０上に入射さ
れた波面の周波数と等しい高周波数の搬送波（すなわち
、マイクロウェーブ）の回りで中心化される。サブネッ
トワーク１２０は、第１、第２、第３及び第４入力信号
に結合されたサンプリングされた同相（Ｉ）及び直交相
（Ｑ）成分をビーム形成器１３０に供給するのに効果的
である。ビーム形成器１３０は、一般的に、特別な目的
用のデジタルプロセッサを含み、発明のネットワーク１
００内のＮ／４サブネットワークの各々からのサンプリ
ングされたＩ／Ｑ信号を操作する。ビーム形成器は、従
来、それに供給されるＩ／Ｑ信号に応答して１又はそれ
以上のビームＢを合成する。各ビームと結合された情報
は、ここで、更なるデジタル処理に対し、分離プロセッ
サ（図示しない）に導かれても良い。
第３及び第４配列要素１１２−１１８により発生された
第１、第２、第３及び第４入力信号を第１、第２、第３
及び第４入力信号ライン１３２−１３８上で受け取る。 再び、入力信号各々の周波数は、配列１１０上に入射さ
れた波面の周波数と等しい高周波数の搬送波（すなわち
、マイクロウェーブ）の回りで中心化される。サブネッ
トワーク１２０は、第１、第２、第３及び第４入力信号
に結合されたサンプリングされた同相（Ｉ）及び直交相
（Ｑ）成分をビーム形成器１３０に供給するのに効果的
である。ビーム形成器１３０は、一般的に、特別な目的
用のデジタルプロセッサを含み、発明のネットワーク１
００内のＮ／４サブネットワークの各々からのサンプリ
ングされたＩ／Ｑ信号を操作する。ビーム形成器は、従
来、それに供給されるＩ／Ｑ信号に応答して１又はそれ
以上のビームＢを合成する。各ビームと結合された情報
は、ここで、更なるデジタル処理に対し、分離プロセッ
サ（図示しない）に導かれても良い。
【００２０】より充分に以下で議論するが、要求される
Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレンジを減少する手段とし
て雑音注入を利用する原理は、また、第２図の好ましい
実施例において遂行される。しかしながら、第１図を参
照して記載されるような補助的なバンドが制限される雑
音源は、一般的に、第２図の発明ネットワークでは必要
とされないであろう。さらには、必須のＡ／Ｄダイナミ
ックレンジにおける減少は、各サブネットワーク内で、
各チャンネルの雑音フロアーが残っている３チャンネル
上にある信号によって上げられるような４チャンネルの
符号分割多重送信によって達成される。
Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレンジを減少する手段とし
て雑音注入を利用する原理は、また、第２図の好ましい
実施例において遂行される。しかしながら、第１図を参
照して記載されるような補助的なバンドが制限される雑
音源は、一般的に、第２図の発明ネットワークでは必要
とされないであろう。さらには、必須のＡ／Ｄダイナミ
ックレンジにおける減少は、各サブネットワーク内で、
各チャンネルの雑音フロアーが残っている３チャンネル
上にある信号によって上げられるような４チャンネルの
符号分割多重送信によって達成される。
【００２１】第２図に示すように、第１、第２、第３及
び第４入力信号は、第１、第２、第３及び第４低雑音増
幅器（ＬＮＡ’ｓ） １４２、１４４、１４６、１４８
を操作する。低雑音増幅器１４２−１４８は、典型的に
、高周波搬送波の回りに中心化されたほぼ等しい周波数
通過帯域を有していて、第１、第２、第３及び第４の増
幅された入力信号を第１、第２、第３及び第４増幅出力
ライン１５２−１５８上に加えるために配置される。増
幅された入力信号の各々の周波数スペクトルは、帯域フ
ィルタ（図示しない）を低雑音増幅器に結合することに
よって、更に制限されても良い。
び第４入力信号は、第１、第２、第３及び第４低雑音増
幅器（ＬＮＡ’ｓ） １４２、１４４、１４６、１４８
を操作する。低雑音増幅器１４２−１４８は、典型的に
、高周波搬送波の回りに中心化されたほぼ等しい周波数
通過帯域を有していて、第１、第２、第３及び第４の増
幅された入力信号を第１、第２、第３及び第４増幅出力
ライン１５２−１５８上に加えるために配置される。増
幅された入力信号の各々の周波数スペクトルは、帯域フ
ィルタ（図示しない）を低雑音増幅器に結合することに
よって、更に制限されても良い。
【００２２】増幅器出力ライン１５２−１５８の各々は
、第１、第２、第３及び第４の２相変調器１６２、１６
４、１６６、１６８の第１ポートを供給する。２相変調
器１６２−１６８の第２ポートは、符号分割多重送信符
号器１７０に、第１、第２、第３及び第４相制御ライン
１７２−１７８を介して、結合されている。符号器１７
０は、４つの直交電圧波形を２相変調器１６２−１６８
に４つの相制御ライン１７２−１７８を介して供給する
のに効果的である。符号器１７０は、知られたクロック
レートで効果的であり、各クロックサイクルの間、ライ
ンの各々上の＋１又は−１の規格化された電圧のどちら
かを変調器１７２−１７８に加える。例えば、次の直交
電圧方形波の組は、２相変調器１６２−１６８に、特別
な４クロックサイクルインターバルを通じて送られても
良い。
、第１、第２、第３及び第４の２相変調器１６２、１６
４、１６６、１６８の第１ポートを供給する。２相変調
器１６２−１６８の第２ポートは、符号分割多重送信符
号器１７０に、第１、第２、第３及び第４相制御ライン
１７２−１７８を介して、結合されている。符号器１７
０は、４つの直交電圧波形を２相変調器１６２−１６８
に４つの相制御ライン１７２−１７８を介して供給する
のに効果的である。符号器１７０は、知られたクロック
レートで効果的であり、各クロックサイクルの間、ライ
ンの各々上の＋１又は−１の規格化された電圧のどちら
かを変調器１７２−１７８に加える。例えば、次の直交
電圧方形波の組は、２相変調器１６２−１６８に、特別
な４クロックサイクルインターバルを通じて送られても
良い。
【００２３】
第１波形を第１変調器に： １ １ １
−１第２波形を第２変調器に： １ １
−１ １第３波形を第３変調器に： １
−１ １ １第４波形を第４変調器に：−
１ １ １ １ライン１７２−１７
８上にある＋１の規格化電圧は、それに結合された変調
器１６２−１６８を、結合されたライン１５２−１５８
上にある増幅された入力信号の相をもとのままにしてお
くために誘導する。択一的に、−１の規格化された電圧
がライン１７２−１７８の１つ上に加えられている符号
器１７０のクロックサイクルの間、それに結合された変
調器１６２−１６８は、結合されたライン１５２−１５
８上にある増幅された信号の相を反転する。この態様に
おいて、２相変調器１６２−１６８は、第１、第２、第
３及び第４直交相変調信号を、２相変調器出力ライン１
８２−１８８上に加える。
−１第２波形を第２変調器に： １ １
−１ １第３波形を第３変調器に： １
−１ １ １第４波形を第４変調器に：−
１ １ １ １ライン１７２−１７
８上にある＋１の規格化電圧は、それに結合された変調
器１６２−１６８を、結合されたライン１５２−１５８
上にある増幅された入力信号の相をもとのままにしてお
くために誘導する。択一的に、−１の規格化された電圧
がライン１７２−１７８の１つ上に加えられている符号
器１７０のクロックサイクルの間、それに結合された変
調器１６２−１６８は、結合されたライン１５２−１５
８上にある増幅された信号の相を反転する。この態様に
おいて、２相変調器１６２−１６８は、第１、第２、第
３及び第４直交相変調信号を、２相変調器出力ライン１
８２−１８８上に加える。
【００２４】符号器１７０は、ライン１７２−１８８に
よって伝送される直交電圧波形を発生するＴＴＬ方形波
回路を含む。符号器１７０のクロックレートは、ライン
１５２−１５８上にある増幅された入力信号の周波数バ
ンド幅の和の大きさとして、少なくとも大きいものであ
ることとして選択される。例えば、もし各４つの低雑音
増幅器１４２−１４８（或いは、それらに結合された帯
域フィルタ）のバンド幅が１ＭＨｚであれば、符号器１
７０の最小受け取り可能なクロックレートは４ＭＨｚで
ある。符号器１７０は、符号発生器として、すぐ使える
ものを購入しても良い。
よって伝送される直交電圧波形を発生するＴＴＬ方形波
回路を含む。符号器１７０のクロックレートは、ライン
１５２−１５８上にある増幅された入力信号の周波数バ
ンド幅の和の大きさとして、少なくとも大きいものであ
ることとして選択される。例えば、もし各４つの低雑音
増幅器１４２−１４８（或いは、それらに結合された帯
域フィルタ）のバンド幅が１ＭＨｚであれば、符号器１
７０の最小受け取り可能なクロックレートは４ＭＨｚで
ある。符号器１７０は、符号発生器として、すぐ使える
ものを購入しても良い。
【００２５】第１、第２、第３及び第４直交相変調信号
は、４：１結合器１８０内で加算される。結合器１８０
は、入力信号が変調された複合相を、それに結合された
結合器出力ライン１８２上に加える。複合入力信号は、
ここで、出力ライン１８２に結合された周波数逓降変換
ミクサ１８４の第１ポートに供給される。ローカル発振
器１８６は、ミクサ１８４の第２ポートに接続されてい
る。複合入力信号の搬送波周波数は分かっているので、
ローカル発振器１８６の周波数は、複合入力信号の搬送
波が所望の中間周波数（ＩＦ）に変換されるように選択
される。この複合ＩＦ信号は、ここで、ミクサ出力ライ
ン１８８を介して、帯域フィルタ１９０に届けられる。 フィルタ１９０の通過帯域は、ＩＦ周波数の回りで中心
化される。
は、４：１結合器１８０内で加算される。結合器１８０
は、入力信号が変調された複合相を、それに結合された
結合器出力ライン１８２上に加える。複合入力信号は、
ここで、出力ライン１８２に結合された周波数逓降変換
ミクサ１８４の第１ポートに供給される。ローカル発振
器１８６は、ミクサ１８４の第２ポートに接続されてい
る。複合入力信号の搬送波周波数は分かっているので、
ローカル発振器１８６の周波数は、複合入力信号の搬送
波が所望の中間周波数（ＩＦ）に変換されるように選択
される。この複合ＩＦ信号は、ここで、ミクサ出力ライ
ン１８８を介して、帯域フィルタ１９０に届けられる。 フィルタ１９０の通過帯域は、ＩＦ周波数の回りで中心
化される。
【００２６】帯域フィルタ１９０は、Ｉ／Ｑ分離ネット
ワーク１９２に、フィルタ出力ライン１９４を通じて結
合されている。Ｉ／Ｑ分離ネットワーク１９２は、従来
の複合ＩＦ信号を同相（Ｉ）及び直交相（Ｑ）成分に変
換する同期のベースバンドミクサの対を含む。ネットワ
ーク１９２は、同相成分を第１Ａ／Ｄ入力ライン１９４
上に加え、直交相成分を第２Ａ／Ｄ入力ライン１９６に
加える。ライン１９４、１９６に接続された第１及び第
２Ａ／Ｄ変換器１９８、２００は、ここで、Ｉ及びＱ成
分を既知のサンプリングレートでサンプリングし、サン
プリングされたＩ成分を第１Ａ／Ｄ出力ライン１９９上
に送り、サンプリングされたＱ成分を第２Ａ／Ｄ出力ラ
イン２０１上に送る。本発明内に含まれるサブネットワ
ーク１２０が、単に２つのＡ／Ｄ変換器を要求すること
が認められ、従来のデジタルビーム形成ネットワークは
、一般的に、Ａ／Ｄ変換器の対を各アンテナ配列要素と
して利用する。
ワーク１９２に、フィルタ出力ライン１９４を通じて結
合されている。Ｉ／Ｑ分離ネットワーク１９２は、従来
の複合ＩＦ信号を同相（Ｉ）及び直交相（Ｑ）成分に変
換する同期のベースバンドミクサの対を含む。ネットワ
ーク１９２は、同相成分を第１Ａ／Ｄ入力ライン１９４
上に加え、直交相成分を第２Ａ／Ｄ入力ライン１９６に
加える。ライン１９４、１９６に接続された第１及び第
２Ａ／Ｄ変換器１９８、２００は、ここで、Ｉ及びＱ成
分を既知のサンプリングレートでサンプリングし、サン
プリングされたＩ成分を第１Ａ／Ｄ出力ライン１９９上
に送り、サンプリングされたＱ成分を第２Ａ／Ｄ出力ラ
イン２０１上に送る。本発明内に含まれるサブネットワ
ーク１２０が、単に２つのＡ／Ｄ変換器を要求すること
が認められ、従来のデジタルビーム形成ネットワークは
、一般的に、Ａ／Ｄ変換器の対を各アンテナ配列要素と
して利用する。
【００２７】最小Ａ／Ｄサンプリングレートは、ベース
バンド信号を考慮して決定され、該信号からＩ及びＱ成
分が４つの符号が多重送信された信号の組であるとして
得られ、各信号は、ライン１５２−１５８上にある入力
信号のバンド幅の合計と等しい雑音バンド幅を有してい
る。例えば、もし各低雑音増幅器１４２−１４８が約１
ＭＨｚのバンド幅を有しているのであれば、各符号が多
重送信されたベースバンド信号は、約４ＭＨｚのバンド
幅を有するものとして取り扱われても良い。従って、ナ
イキスト型エーリアシングを避けるために、最小の理論
的に受け入れ可能なサンプリングレートは、８ＭＨｚで
あろうが、実際の動作においては、１０ＭＨｚのやや高
いレートが一般的に、利用されるであろう。発明のネッ
トワーク１００は、それ故、Ａ／Ｄ変換器１９８及び２
００の各々の必須のダイナミックレンジを入力信号の３
つを使用することによって、減少することが効果的であ
り、残っている入力信号に加える雑音フロアーを引き起
こす。この態様において、第１図の簡易化された実施例
の場合におけるように、外部雑音源は、必要なＡ／Ｄ変
換器のダイナミックレンジを減少するために、利用され
る必要がない。
バンド信号を考慮して決定され、該信号からＩ及びＱ成
分が４つの符号が多重送信された信号の組であるとして
得られ、各信号は、ライン１５２−１５８上にある入力
信号のバンド幅の合計と等しい雑音バンド幅を有してい
る。例えば、もし各低雑音増幅器１４２−１４８が約１
ＭＨｚのバンド幅を有しているのであれば、各符号が多
重送信されたベースバンド信号は、約４ＭＨｚのバンド
幅を有するものとして取り扱われても良い。従って、ナ
イキスト型エーリアシングを避けるために、最小の理論
的に受け入れ可能なサンプリングレートは、８ＭＨｚで
あろうが、実際の動作においては、１０ＭＨｚのやや高
いレートが一般的に、利用されるであろう。発明のネッ
トワーク１００は、それ故、Ａ／Ｄ変換器１９８及び２
００の各々の必須のダイナミックレンジを入力信号の３
つを使用することによって、減少することが効果的であ
り、残っている入力信号に加える雑音フロアーを引き起
こす。この態様において、第１図の簡易化された実施例
の場合におけるように、外部雑音源は、必要なＡ／Ｄ変
換器のダイナミックレンジを減少するために、利用され
る必要がない。
【００２８】第２図の実施例において、多重送信された
ベースバンドＩ及びＱ成分は、アナログ−デジタル変換
に続いて、デコーダ２０２によって分離される。デコー
ダ２０２は、相関器として使用される有限の衝撃（イン
パルス）応答フィルタである。デコーダ２０２は、アナ
ログ・デバイス社（Ａｎａｌｏｇ Ｄｅｖｉｃｅ） 、
テキサス・インストルメント社（Ｔｅｘａｓ Ｉｎｓｔ
ｒｕｍｅｎｔ）及び他の製造業から利用できるデジタル
信号処理用チップで遂行されても良い。説明的な実施例
において、デコーダ２０２は、フィルタ（図示しない）
がマッチされた８つの従来の有限な衝撃応答（ＦＩＲ）
を含み、該フィルタの各々は、符号器１７０からの直交
波形の１つによって操作される。特に、符号器１７０は
、同一の電圧波形を、ライン１７２上と第１デコーダラ
イン２０４上、ライン１７４上と第２デコーダライン２
０６上、ライン１７６上と第３デコーダライン２０８上
、及びライン１７８上と第４デコーダライン２１０上に
、加える。各デコーダライン２０４−２１０は、４つの
マッチされたフィルタの第１組の１つ及びデコーダ２０
２内に配置された４つのマッチされたフィルタの第２組
の１つに結合されている。択一的に、デコーダ２０２は
、デジタル的に、直交波形の組を発生して、ライン２０
４、２０６、２０８及び２１０上にある波形に替えても
良い。
ベースバンドＩ及びＱ成分は、アナログ−デジタル変換
に続いて、デコーダ２０２によって分離される。デコー
ダ２０２は、相関器として使用される有限の衝撃（イン
パルス）応答フィルタである。デコーダ２０２は、アナ
ログ・デバイス社（Ａｎａｌｏｇ Ｄｅｖｉｃｅ） 、
テキサス・インストルメント社（Ｔｅｘａｓ Ｉｎｓｔ
ｒｕｍｅｎｔ）及び他の製造業から利用できるデジタル
信号処理用チップで遂行されても良い。説明的な実施例
において、デコーダ２０２は、フィルタ（図示しない）
がマッチされた８つの従来の有限な衝撃応答（ＦＩＲ）
を含み、該フィルタの各々は、符号器１７０からの直交
波形の１つによって操作される。特に、符号器１７０は
、同一の電圧波形を、ライン１７２上と第１デコーダラ
イン２０４上、ライン１７４上と第２デコーダライン２
０６上、ライン１７６上と第３デコーダライン２０８上
、及びライン１７８上と第４デコーダライン２１０上に
、加える。各デコーダライン２０４−２１０は、４つの
マッチされたフィルタの第１組の１つ及びデコーダ２０
２内に配置された４つのマッチされたフィルタの第２組
の１つに結合されている。択一的に、デコーダ２０２は
、デジタル的に、直交波形の組を発生して、ライン２０
４、２０６、２０８及び２１０上にある波形に替えても
良い。
【００２９】第１Ａ／Ｄ出力ライン１９９は、マッチさ
れたフィルタの第１組内の各フィルタに結合されていて
、一方、第２Ａ／Ｄ出力ライン２０１は、マッチされた
フィルタの第２組内の各フィルタに接続されている。 この態様において、サンプリングされたＩ成分は、マッ
チされたフィルタの第１組内の各フィルタによって処理
され、サンプリングされたＱ成分は、マッチされたフィ
ルタの第２組内の各フィルタによって処理される。第１
デコーダライン２０４に結合されたマッチされたフィル
タは、第１入力信号（第１配列要素１１２によって発生
）に結合されたサンプリングされたＩ及びＱ成分を、第
１電圧波形に加えて混合することによって、抽出して、
処理される。同様に、ライン２０６−２１０に結合され
たマッチされたフィルタは、配列要素１１４−１１８か
らの入力信号に結合されたサンプリングされたＩ及びＱ
成分をそれぞれ抽出する。第２図に示すように、第１、
第２、第３及び第４入力信号から得られたサンプリング
されたＩ成分は、第１、第２、第３及び第４デコーダ出
力ライン２１２、２１４、１２６及び２１８上に加えら
れる。同様に、第１、第２、第３及び第４入力信号から
得られたサンプリングされたＱ成分は、第５、第６、第
７及び第８デコーダ出力ライン２２０、２２２、２２４
及び２２６上に加えられる。
れたフィルタの第１組内の各フィルタに結合されていて
、一方、第２Ａ／Ｄ出力ライン２０１は、マッチされた
フィルタの第２組内の各フィルタに接続されている。 この態様において、サンプリングされたＩ成分は、マッ
チされたフィルタの第１組内の各フィルタによって処理
され、サンプリングされたＱ成分は、マッチされたフィ
ルタの第２組内の各フィルタによって処理される。第１
デコーダライン２０４に結合されたマッチされたフィル
タは、第１入力信号（第１配列要素１１２によって発生
）に結合されたサンプリングされたＩ及びＱ成分を、第
１電圧波形に加えて混合することによって、抽出して、
処理される。同様に、ライン２０６−２１０に結合され
たマッチされたフィルタは、配列要素１１４−１１８か
らの入力信号に結合されたサンプリングされたＩ及びＱ
成分をそれぞれ抽出する。第２図に示すように、第１、
第２、第３及び第４入力信号から得られたサンプリング
されたＩ成分は、第１、第２、第３及び第４デコーダ出
力ライン２１２、２１４、１２６及び２１８上に加えら
れる。同様に、第１、第２、第３及び第４入力信号から
得られたサンプリングされたＱ成分は、第５、第６、第
７及び第８デコーダ出力ライン２２０、２２２、２２４
及び２２６上に加えられる。
【００３０】ネットワーク１００の残存サブネットワー
ク（図示しない）内に含まれるデコーダからのデコーダ
出力ラインに沿った第１サブネットワークからのデコー
ダ出力ライン２１２−２２６は、ビーム形成器１３０に
、配列１１０内で発生する入力信号の量子化されたベー
スバンドＩ及びＱ成分を供給する。再び、ビーム形成器
１３０は、デジタル計算機、或いは、１又はそれ以上の
ビームＢ発生してそこへ供給されるサンプリングされた
Ｉ及びＱ成分を利用する特殊目的用プロセッサを含む。
ク（図示しない）内に含まれるデコーダからのデコーダ
出力ラインに沿った第１サブネットワークからのデコー
ダ出力ライン２１２−２２６は、ビーム形成器１３０に
、配列１１０内で発生する入力信号の量子化されたベー
スバンドＩ及びＱ成分を供給する。再び、ビーム形成器
１３０は、デジタル計算機、或いは、１又はそれ以上の
ビームＢ発生してそこへ供給されるサンプリングされた
Ｉ及びＱ成分を利用する特殊目的用プロセッサを含む。
【００３１】上述したように、符号器１７０のクロック
レートは、ライン１５２ ー１５８ 上にある増幅され
た入力信号の周波数バンド幅の和の大きさとして少なく
ともその大きさであるように選択される。Ａ／Ｄ変換器
１９８、２００にみられる雑音フロアは、これが効果的
な雑音バンド幅を増加する効果を有するものとして、符
号器１７０のクロックレートを増加することによって、
更に、引き上げられても良い。従って、効果的な環境、
すなわち、強い信号（ジャム（ｊａｍｍｅｒ））がある
場合には、符号器クロックレートは、雑音フロアを強力
に上げて増加させても良いし、それによって必要なＡ／
Ｄダイナミックレンジが減少する。符号器１７０のクロ
ックレートにおける相互の減少は、相対的にジャムのな
い（ｊａｍｍｅｒ−ｆｒｅｅ） 環境では、妥当であろ
う。
レートは、ライン１５２ ー１５８ 上にある増幅され
た入力信号の周波数バンド幅の和の大きさとして少なく
ともその大きさであるように選択される。Ａ／Ｄ変換器
１９８、２００にみられる雑音フロアは、これが効果的
な雑音バンド幅を増加する効果を有するものとして、符
号器１７０のクロックレートを増加することによって、
更に、引き上げられても良い。従って、効果的な環境、
すなわち、強い信号（ジャム（ｊａｍｍｅｒ））がある
場合には、符号器クロックレートは、雑音フロアを強力
に上げて増加させても良いし、それによって必要なＡ／
Ｄダイナミックレンジが減少する。符号器１７０のクロ
ックレートにおける相互の減少は、相対的にジャムのな
い（ｊａｍｍｅｒ−ｆｒｅｅ） 環境では、妥当であろ
う。
【００３２】同様に、効果的な環境は、アナログ−デジ
タル変換過程において利用されるビット数における減少
から起こる信号−雑音（ＳＮＲ）比内の低下を促す。例
えば、ガウシアン雑音により左右される環境において、
１ビットＡ／Ｄ変換器は、一般的に、６ビットＡ／Ｄ変
換器の利用からの結果であるＳＮＲにおいて、約２．８
ｄＢ減少を招く。本例において、Ａ／Ｄサンプリングレ
ートは定数ＳＮＲを維持することに対応して、増加され
るであろう。
タル変換過程において利用されるビット数における減少
から起こる信号−雑音（ＳＮＲ）比内の低下を促す。例
えば、ガウシアン雑音により左右される環境において、
１ビットＡ／Ｄ変換器は、一般的に、６ビットＡ／Ｄ変
換器の利用からの結果であるＳＮＲにおいて、約２．８
ｄＢ減少を招く。本例において、Ａ／Ｄサンプリングレ
ートは定数ＳＮＲを維持することに対応して、増加され
るであろう。
【００３３】従って、本発明は、特別な応用で接続され
た特別な実施例を参照して記述されてきた。通常の当業
者及び本発明の教示へのアクセスを有するこれらは、こ
れらの見地内の追加の修正及び応用を認識するであろう
。例えば、本発明は、際限のないアンテナ配列要素によ
ってアドレスされたサブネットワークに限定されない。 本発明は、更に、入力信号の相を直行してコーディング
する仕様モードに限定されない。当業者は、各信号が雑
音源として隣接するチャンネルに供給され、ネットワー
クを復号することによりそれらから分離されるような、
入力信号の組を直交して符号化する他の技術を知ってい
るかもしれない。更に、本発明の要旨は、これ以降開示
された入力信号の組をサンプリングされたＩ及びＱシー
ケンスに変換する特別な案に制限されない。それ故、追
加された請求の範囲によって、どんな及びすべてのその
ような変形をカバーするために考察されている。
た特別な実施例を参照して記述されてきた。通常の当業
者及び本発明の教示へのアクセスを有するこれらは、こ
れらの見地内の追加の修正及び応用を認識するであろう
。例えば、本発明は、際限のないアンテナ配列要素によ
ってアドレスされたサブネットワークに限定されない。 本発明は、更に、入力信号の相を直行してコーディング
する仕様モードに限定されない。当業者は、各信号が雑
音源として隣接するチャンネルに供給され、ネットワー
クを復号することによりそれらから分離されるような、
入力信号の組を直交して符号化する他の技術を知ってい
るかもしれない。更に、本発明の要旨は、これ以降開示
された入力信号の組をサンプリングされたＩ及びＱシー
ケンスに変換する特別な案に制限されない。それ故、追
加された請求の範囲によって、どんな及びすべてのその
ような変形をカバーするために考察されている。
【図１】本発明のデジタルビーム形成ネットワークの簡
易化された実施例を示すブロックダイアグラム。
易化された実施例を示すブロックダイアグラム。
【図２】本発明のデジタルビーム形成ネットワークの好
ましい実施例を示すブロックダイアグラム。
ましい実施例を示すブロックダイアグラム。
１０…ビーム形成ネットワーク、１４…受信配列、１６
…配列要素、１２…ライン、１８…増幅器、２０…増幅
器出力ライン、２２…加算ネットワーク、２４…雑音源
、２６…雑音発生器、２８…帯域フィルタ、３０…周波
数逓降変換器入力ライン、３２…周波数逓降変換ミクサ
、３４…ローカル発振器、３６…ミクサ出力ライン、３
８…変換モジュール、４２、４４…変換モジュール出力
ライン、４０…ビーム形成器
…配列要素、１２…ライン、１８…増幅器、２０…増幅
器出力ライン、２２…加算ネットワーク、２４…雑音源
、２６…雑音発生器、２８…帯域フィルタ、３０…周波
数逓降変換器入力ライン、３２…周波数逓降変換ミクサ
、３４…ローカル発振器、３６…ミクサ出力ライン、３
８…変換モジュール、４２、４４…変換モジュール出力
ライン、４０…ビーム形成器
Claims (3)
- 【請求項１】 第１搬送波周波数の電磁波面と一致す
るアンテナ配列のＮ個の要素によって供給されるＮ個の
入力信号の組に応答してデジタルビームを駆動するデジ
タルビーム形成サブネットワークにおいて、Ｎ個の直交
電圧の組を発生する直交符号器手段と、前記直交電圧波
形の１つに応答して前記入力信号の各々の相を変調する
２相変調手段と、前記Ｎ個の相が変調された入力信号を
、複合入力信号を形成するために結合する加算手段と、
前記複合入力信号に応答してＩＦ入力信号を発生する周
波数逓降変換手段と、前記ＩＦ入力信号をベースバンド
同相及び直交相成分に変換する手段と、前記同相及び直
交相成分を、デジタル同相及びデジタル直交相信号を出
力するためにサンプリングする手段と、前記直交符号器
手段に結合され、Ｎ個の復号されたデジタル同相信号及
びＮ個の復号されたデジタル直交相信号を、前記デジタ
ル同相及び直交相信号に応答して前記デジタルビーム形
成器に供給するデコーダ手段と、を具備することを特徴
とするデジタルビーム形成ネットワーク。 - 【請求項２】 既知の周波数のバンド幅のＮ個の入力
帯域フィルタを更に含み、前記バンド幅の合計が、直交
符号器クロックレートの大きさよりも大きくない強度で
あり、前記入力フィルタの各々が増幅器に結合されてい
ることを特徴とする請求項１記載のデジタルビーム形成
ネットワーク。 - 【請求項３】 第１搬送波周波数の電磁波面と一致す
るアンテナ配列のＮ個の要素によって供給されるＮ個の
入力信号の組に応答してデジタルビームを駆動するデジ
タルビーム形成サブネットワークにおいて、ａ）Ｎ個の
直交電圧波形を発生するステップと、ｂ）前記直交電圧
波形の１つに応答して前記入力信号の各々の相を変調し
、その結果、この相変調された入力信号の組を発生する
ステップと、 ｃ）前記Ｎ個の相変調された入力信号を複合入力信号に
形成するために加算するステップと、 ｄ）前記複合入力信号に応答してＩＦ入力信号を発生す
るステップと、 ｅ）前記ＩＦ入力信号をベースバンド同相及び直交相成
分に変換するステップと、 ｆ）前記同相及び直交相成分をデジタル同相及びデジタ
ル直交相信号を生成するためにサンプリングするステッ
プと、 ｇ）復号されたデジタル同相信号及び復号されたデジタ
ル直交相信号を前記ビーム形成器に供給するために、前
記直交電圧波形の各々を、前記デジタル同相信号の１つ
及び前記デジタル直交相信号の１つで、多重化するステ
ップと、を具備することを特徴とするデジタルビーム形
成器を取り扱う方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US632846 | 1990-12-24 | ||
| US07/632,846 US5077562A (en) | 1990-12-24 | 1990-12-24 | Digital beam-forming technique using temporary noise injection |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04296684A true JPH04296684A (ja) | 1992-10-21 |
| JP2843457B2 JP2843457B2 (ja) | 1999-01-06 |
Family
ID=24537192
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3341448A Expired - Lifetime JP2843457B2 (ja) | 1990-12-24 | 1991-12-24 | デジタルビーム形成ネットワーク及びデジタルビーム形成方法 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5077562A (ja) |
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