JPH04297909A - 過渡状態保護型分離出力段回路 - Google Patents
過渡状態保護型分離出力段回路Info
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- JPH04297909A JPH04297909A JP3235068A JP23506891A JPH04297909A JP H04297909 A JPH04297909 A JP H04297909A JP 3235068 A JP3235068 A JP 3235068A JP 23506891 A JP23506891 A JP 23506891A JP H04297909 A JPH04297909 A JP H04297909A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from DC input or output
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is DC
- G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is DC using semiconductor devices in series with the load as final control devices
- G05F1/577—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is DC using semiconductor devices in series with the load as final control devices for plural loads
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- G—PHYSICS
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- G05F1/569—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is DC using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor for protection
- G05F1/573—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is DC using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor for protection with overcurrent detector
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ボルテージレギュレー
タ即ち電圧調整器に関するものであって、更に詳細には
自動車に適用する場合の電圧調整器に関するものである
。
タ即ち電圧調整器に関するものであって、更に詳細には
自動車に適用する場合の電圧調整器に関するものである
。
【０００２】
【従来の技術】ある条件下においては、自動車の電圧調
整器は、幾つかの独立した装置に調整した電圧を供給す
ることが可能であるように複数個の出力を与えることが
要求される。これらの出力の各々は、独立的な即ち分離
された負荷電源を与えることを可能とするアイソレータ
ステージ即ち分離段を使用している。自動車のシステム
の主要な特徴の１つは、車体接地の種々の部分が異なっ
た電位をとる傾向があるということである。このことは
自動車の分野においては公知の事実である。種々の車体
接地は高々±４Ｖの電圧差を有する場合がある。従って
、出力端が接地へショートされると、それは最大で−４
Ｖとなる場合がある。電圧調整器の出力端を通常の正の
電位より高い電位にショートさせた場合には別の問題が
発生する場合がある。例えば、高々２６Ｖが不本意に出
力端子と関連する状態となる場合がある。その結果、悪
い条件の下における自動車の電圧調整器出力は、＋２６
Ｖから−４Ｖへ変化する場合がある電圧を発生する場合
がある。電圧調整器が損傷することなしにこのような極
端な状態に耐えることが可能であり且つ複数個の出力に
対して、１つの出力に印加される欠陥条件が他の出力に
対して悪影響を与えることがないものであることが望ま
しい。
整器は、幾つかの独立した装置に調整した電圧を供給す
ることが可能であるように複数個の出力を与えることが
要求される。これらの出力の各々は、独立的な即ち分離
された負荷電源を与えることを可能とするアイソレータ
ステージ即ち分離段を使用している。自動車のシステム
の主要な特徴の１つは、車体接地の種々の部分が異なっ
た電位をとる傾向があるということである。このことは
自動車の分野においては公知の事実である。種々の車体
接地は高々±４Ｖの電圧差を有する場合がある。従って
、出力端が接地へショートされると、それは最大で−４
Ｖとなる場合がある。電圧調整器の出力端を通常の正の
電位より高い電位にショートさせた場合には別の問題が
発生する場合がある。例えば、高々２６Ｖが不本意に出
力端子と関連する状態となる場合がある。その結果、悪
い条件の下における自動車の電圧調整器出力は、＋２６
Ｖから−４Ｖへ変化する場合がある電圧を発生する場合
がある。電圧調整器が損傷することなしにこのような極
端な状態に耐えることが可能であり且つ複数個の出力に
対して、１つの出力に印加される欠陥条件が他の出力に
対して悪影響を与えることがないものであることが望ま
しい。
【０００３】別の電圧調整器の特性はその出力インピー
ダンスに関するものである。回路パストランジスタがＰ
ＮＰ極性のものであると、そのコレクタはしばしば出力
端子へ接続される。これは高インピーダンストランジス
タ要素であり、且つこの接続は補償として比較的大型の
バイパスコンデンサを必要とする不安定性を発生させる
。この条件は、１９９０年５月２２日に発行された「安
定化させた低ドロップアウト電圧調整器回路（Ａ Ｓ
ＴＡＢＩＬＩＺＥＤ ＬＯＷ−ＤＲＯＰＯＵＴＶＯＬ
ＴＡＧＥ ＲＥＧＵＬＡＴＯＲ ＣＩＲＣＵＩＴ）
」という名称の本願出願人に譲渡されている米国特許第
４，９２８，０５６号（ＲｏｂｅｒｔＡ．Ｐｅａｓｅ）
において詳細に記載されている。典型的に、ＰＮＰ出力
パストランジスタを使用することは、最小で１０μＦバ
イパス容量を必要とする。好適には、タンタルコンデン
サが使用される。本発明においては、ＮＰＮ出力パスト
ランジスタが使用され、それは低インピーダンスエミッ
タ端子が出力端子へ接続されることを必要とする。この
形態は、比較的小型の０．０６μＦコンデンサを使用す
ることを可能とする。単一の電圧調整器においては小型
のコンデンサを使用することはそれ程経済的な意味があ
るものではないが、複数出力装置は幾つかの比較的高価
なコンデンサを使用することを必要とする場合がある。
ダンスに関するものである。回路パストランジスタがＰ
ＮＰ極性のものであると、そのコレクタはしばしば出力
端子へ接続される。これは高インピーダンストランジス
タ要素であり、且つこの接続は補償として比較的大型の
バイパスコンデンサを必要とする不安定性を発生させる
。この条件は、１９９０年５月２２日に発行された「安
定化させた低ドロップアウト電圧調整器回路（Ａ Ｓ
ＴＡＢＩＬＩＺＥＤ ＬＯＷ−ＤＲＯＰＯＵＴＶＯＬ
ＴＡＧＥ ＲＥＧＵＬＡＴＯＲ ＣＩＲＣＵＩＴ）
」という名称の本願出願人に譲渡されている米国特許第
４，９２８，０５６号（ＲｏｂｅｒｔＡ．Ｐｅａｓｅ）
において詳細に記載されている。典型的に、ＰＮＰ出力
パストランジスタを使用することは、最小で１０μＦバ
イパス容量を必要とする。好適には、タンタルコンデン
サが使用される。本発明においては、ＮＰＮ出力パスト
ランジスタが使用され、それは低インピーダンスエミッ
タ端子が出力端子へ接続されることを必要とする。この
形態は、比較的小型の０．０６μＦコンデンサを使用す
ることを可能とする。単一の電圧調整器においては小型
のコンデンサを使用することはそれ程経済的な意味があ
るものではないが、複数出力装置は幾つかの比較的高価
なコンデンサを使用することを必要とする場合がある。
【０００４】更に、電圧調整器をモノリシック集積回路
（ＩＣ）の形態で製造する場合には、チップ面積のかな
りの部分が出力パストランジスタによって占有される。 ＮＰＮタイプの出力パストランジスタを使用する場合、
ＰＮＰタイプのものを使用する場合と比較して占有され
るチップ面積が著しく少ないものであることが判明した
。従って、本発明は経済的なＩＣ面積とすることを可能
とするものである。
（ＩＣ）の形態で製造する場合には、チップ面積のかな
りの部分が出力パストランジスタによって占有される。 ＮＰＮタイプの出力パストランジスタを使用する場合、
ＰＮＰタイプのものを使用する場合と比較して占有され
るチップ面積が著しく少ないものであることが判明した
。従って、本発明は経済的なＩＣ面積とすることを可能
とするものである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的とすると
ころは、実質的に互いに分離されており且つ単一の基準
電圧源から共通的に動作される複数個の調整された電圧
源を与えることの可能な複数個の分離された出力段を具
備する電圧調整器を提供することである。本発明の別の
目的とするところは、調整された出力電圧より実質的に
高く上昇し且つ接地以下にかなり降下する負荷過渡状態
に損傷を発生することなしに耐えることの可能な電圧調
整器出力段を提供することである。本発明の更に別の目
的とするところは、モノリシックなＩＣ形態を使用し且
つＮＰＮ出力パストランジスタを使用することによりチ
ップ面積の経済性を与え且つ安定化用シャントコンデン
サの寸法を減少させることである。
ころは、実質的に互いに分離されており且つ単一の基準
電圧源から共通的に動作される複数個の調整された電圧
源を与えることの可能な複数個の分離された出力段を具
備する電圧調整器を提供することである。本発明の別の
目的とするところは、調整された出力電圧より実質的に
高く上昇し且つ接地以下にかなり降下する負荷過渡状態
に損傷を発生することなしに耐えることの可能な電圧調
整器出力段を提供することである。本発明の更に別の目
的とするところは、モノリシックなＩＣ形態を使用し且
つＮＰＮ出力パストランジスタを使用することによりチ
ップ面積の経済性を与え且つ安定化用シャントコンデン
サの寸法を減少させることである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明による電圧調整器
回路は、温度補償型の一定電圧源を与える基準電圧発生
器を有している。該電圧源は、各々が別個の調整された
電圧を発生する複数個の過渡状態保護型分離出力段（Ｔ
ＰＩＯＳ）回路を共通的に動作する。各ＴＰＩＯＳ回路
は、ＮＰＮパストランジスタを有しており、その導通状
態は、基準電圧源に関して出力を制御すべく動作される
高利得負フィードバックループによって制御される。各
ＴＰＩＯＳ回路は、更に、回路要素に何等過剰なストレ
スを発生させることなしに、出力端子が接地よりもかな
り低くプルされ且つ自動車の供給電圧よりもかなり高く
プルされることを可能とする手段を有している。更に、
ＮＰＮ出力パストランジスタは、パワートランジスタの
エミッタを出力端子へ接続させている。この低インピー
ダンス接続は、電圧調整器を安定化させ、そのことは比
較的小型のバイパスコンデンサを使用することを可能と
している。
回路は、温度補償型の一定電圧源を与える基準電圧発生
器を有している。該電圧源は、各々が別個の調整された
電圧を発生する複数個の過渡状態保護型分離出力段（Ｔ
ＰＩＯＳ）回路を共通的に動作する。各ＴＰＩＯＳ回路
は、ＮＰＮパストランジスタを有しており、その導通状
態は、基準電圧源に関して出力を制御すべく動作される
高利得負フィードバックループによって制御される。各
ＴＰＩＯＳ回路は、更に、回路要素に何等過剰なストレ
スを発生させることなしに、出力端子が接地よりもかな
り低くプルされ且つ自動車の供給電圧よりもかなり高く
プルされることを可能とする手段を有している。更に、
ＮＰＮ出力パストランジスタは、パワートランジスタの
エミッタを出力端子へ接続させている。この低インピー
ダンス接続は、電圧調整器を安定化させ、そのことは比
較的小型のバイパスコンデンサを使用することを可能と
している。
【０００７】
【実施例】図１は典型的な従来の電圧調整器を示してい
る。この回路はＶＳ 電源（典型的には、自動車のバッ
テリ及びその充電源）から動作し、該電源の＋側は端子
１０へ接続しており且つその−側は接地端子１１へ接続
している。ダイ面積パワーＰＮＰトランジスタ１２が、
端子１０を調整された電圧を供給する出力端子１３へ接
続している。典型的に、端子１３は約８Ｖである。トラ
ンジスタ１２のベースは、回路１４によって駆動され、
回路１４は、公知の回路によって得られ且つ基準端子１
５へ印加される温度安定化電圧が供給される。抵抗１６
及び１７は分圧器を形成しており、それは調整された出
力電圧の一部を表わすフィードバック電圧をライン上の
ドライバ回路へ供給する。トランジスタ１２のコレクタ
は出力端子１３へ接続されている。この電極は高インピ
ーダンスノードを表わしているので、バイパスコンデン
サ１９が低電源端子インピーダンスを与えるために大き
な値を有するものでなければならない。典型的に、コン
デンサ１９は１０μＦへタンタルコンデンサであり、そ
れは従来のパワーライン周波数において適宜の低インピ
ーダンスを有している。
る。この回路はＶＳ 電源（典型的には、自動車のバッ
テリ及びその充電源）から動作し、該電源の＋側は端子
１０へ接続しており且つその−側は接地端子１１へ接続
している。ダイ面積パワーＰＮＰトランジスタ１２が、
端子１０を調整された電圧を供給する出力端子１３へ接
続している。典型的に、端子１３は約８Ｖである。トラ
ンジスタ１２のベースは、回路１４によって駆動され、
回路１４は、公知の回路によって得られ且つ基準端子１
５へ印加される温度安定化電圧が供給される。抵抗１６
及び１７は分圧器を形成しており、それは調整された出
力電圧の一部を表わすフィードバック電圧をライン上の
ドライバ回路へ供給する。トランジスタ１２のコレクタ
は出力端子１３へ接続されている。この電極は高インピ
ーダンスノードを表わしているので、バイパスコンデン
サ１９が低電源端子インピーダンスを与えるために大き
な値を有するものでなければならない。典型的に、コン
デンサ１９は１０μＦへタンタルコンデンサであり、そ
れは従来のパワーライン周波数において適宜の低インピ
ーダンスを有している。
【０００８】何等かのシステムの機能障害によって端子
１３が低状態へプルされると、ドライバ１４へのフィー
ドバックが破壊される。このことは、ドライバ１４がト
ランジスタ１２のベースを低へプルする場合には、壊滅
的な過剰なパワートランジスタの散逸を発生させる場合
がある。更に、システムの機能障害によって端子１３が
ＶＳ よりも高い電圧にプルされる場合には、コレクタ
トランジスタ１２がエミッタの役割を担うようになるこ
とが理解される。このようなＰＮＰトランジスタは典型
的に横型の構成のものであるから、該装置はこの反転し
た状態で良好に動作することが可能である。該ドライバ
回路はＶＳ に近い電圧においてベースを動作するので
、トランジスタ１２は高度に導通状態となり且つ壊滅的
な電流をパスさせる場合がある。同時に、トランジスタ
１２とＩＣ基板との間に形成される寄生トランジスタが
高度に導通状態となり、従って大きな基板電流が流れる
。その結果、図１の回路はシステムの機能障害に起因し
て故障する傾向がある。
１３が低状態へプルされると、ドライバ１４へのフィー
ドバックが破壊される。このことは、ドライバ１４がト
ランジスタ１２のベースを低へプルする場合には、壊滅
的な過剰なパワートランジスタの散逸を発生させる場合
がある。更に、システムの機能障害によって端子１３が
ＶＳ よりも高い電圧にプルされる場合には、コレクタ
トランジスタ１２がエミッタの役割を担うようになるこ
とが理解される。このようなＰＮＰトランジスタは典型
的に横型の構成のものであるから、該装置はこの反転し
た状態で良好に動作することが可能である。該ドライバ
回路はＶＳ に近い電圧においてベースを動作するので
、トランジスタ１２は高度に導通状態となり且つ壊滅的
な電流をパスさせる場合がある。同時に、トランジスタ
１２とＩＣ基板との間に形成される寄生トランジスタが
高度に導通状態となり、従って大きな基板電流が流れる
。その結果、図１の回路はシステムの機能障害に起因し
て故障する傾向がある。
【０００９】図２は図１と類似したブロック図であるが
、本発明の核心を示している。即ち、図２においては過
渡状態保護型分離出力段（ＴＰＩＯＳ）が示されている
。尚、本明細書に添付した図面において、同一の構成要
素に対しては同一の参照符号を使用してある。ＮＰＮト
ランジスタ２０は出力パス要素であり、且つ同じ寸法の
トランジスタ２１がダイオード接続されており且つトラ
ンジスタ２０と直列的に結合されている。等しい出力電
流能力に対しては、トランジスタ２０は、図１のＰＮＰ
トランジスタ１２の面積の約１／３であることが必要で
あるに過ぎない。従って、ＮＰＮトランジスタ２０及び
２１の結合した面積は、ＰＮＰトランジスタ１２の面積
の２／３であるに過ぎず、従ってＩＣチップ面積が著し
く節約される。出力端子１３はパストランジスタ２０の
エミッタから供給されるので、本回路は低インピーダン
スを与え、従って本質的に安定なものである。図１のコ
ンデンサ１９は、同一の定格出力に対して、１０μＦ（
最小）であるが、図２のコンデンサ２２は最低で約０．
０６μＦとすることが可能であり、即ち１６７倍小型の
ものとすることが可能である。
、本発明の核心を示している。即ち、図２においては過
渡状態保護型分離出力段（ＴＰＩＯＳ）が示されている
。尚、本明細書に添付した図面において、同一の構成要
素に対しては同一の参照符号を使用してある。ＮＰＮト
ランジスタ２０は出力パス要素であり、且つ同じ寸法の
トランジスタ２１がダイオード接続されており且つトラ
ンジスタ２０と直列的に結合されている。等しい出力電
流能力に対しては、トランジスタ２０は、図１のＰＮＰ
トランジスタ１２の面積の約１／３であることが必要で
あるに過ぎない。従って、ＮＰＮトランジスタ２０及び
２１の結合した面積は、ＰＮＰトランジスタ１２の面積
の２／３であるに過ぎず、従ってＩＣチップ面積が著し
く節約される。出力端子１３はパストランジスタ２０の
エミッタから供給されるので、本回路は低インピーダン
スを与え、従って本質的に安定なものである。図１のコ
ンデンサ１９は、同一の定格出力に対して、１０μＦ（
最小）であるが、図２のコンデンサ２２は最低で約０．
０６μＦとすることが可能であり、即ち１６７倍小型の
ものとすることが可能である。
【００１０】端子１３がシステムの機能障害に起因して
高状態へプルされると、横方向ＰＮＰトランジスタと異
なり、ＮＰＮパストランジスタ２０は反転状態において
実効的に機能することはない。トランジスタ２１は、端
子１３がＶＳ 電圧を超えてトランジスタ２０のツェナ
ー電圧以上に上昇される場合に、ツェナーダイオード導
通を防止するために本回路内に設けられている。従って
、高い過剰電圧の場合であっても破壊的な電流が発生さ
れることはない。
高状態へプルされると、横方向ＰＮＰトランジスタと異
なり、ＮＰＮパストランジスタ２０は反転状態において
実効的に機能することはない。トランジスタ２１は、端
子１３がＶＳ 電圧を超えてトランジスタ２０のツェナ
ー電圧以上に上昇される場合に、ツェナーダイオード導
通を防止するために本回路内に設けられている。従って
、高い過剰電圧の場合であっても破壊的な電流が発生さ
れることはない。
【００１１】最後に、システムの機能障害により端子１
３が接地以下にプルされると、ドライバ１４へのフィー
ドバックもプルダウンされることを理解することが可能
である。トランジスタ２０における導通を減少させるた
めにドライバ１４内に回路が組込まれている。この作用
については、後により詳細に説明する。従って、このよ
うな機能障害は、パストランジスタにおいて過剰な導通
状態を発生させることはない。
３が接地以下にプルされると、ドライバ１４へのフィー
ドバックもプルダウンされることを理解することが可能
である。トランジスタ２０における導通を減少させるた
めにドライバ１４内に回路が組込まれている。この作用
については、後により詳細に説明する。従って、このよ
うな機能障害は、パストランジスタにおいて過剰な導通
状態を発生させることはない。
【００１２】図３は、本発明の自動車への適用状態を示
したブロック図であり、複数個のＴＰＩＯＳ回路が、温
度不変性のＶＲＥＦ を発生する１個のレギュレータ即
ち電圧調整器から動作される。理解される如く、この装
置は、端子２３乃至２５において調整された出力電圧を
与える。明らかに、所望により、付加的な出力を使用す
ることが可能である。１つの出力がシステムの機能障害
によって影響を受ける場合に、他の出力が影響を受ける
ことがないことが重要である。図示した３つの出力は、
夫々、小型のバイパスコンデンサ２６乃至２８を有して
おり、夫々、ＴＰＩＯＳ回路２９乃至３１から電圧が供
給される。単一の基準電圧発生器３２は、これら３つの
ＴＰＩＯＳ出力段に対してノード１５において温度安定
化させた基準電圧を与える。以下に説明する好適実施例
においては、出力電圧及びＶＲＥＦ は８Ｖである。公
称の１４Ｖ電源の場合（それは、完全に充電された自動
車のバッテリを表わしている）、３つの独立的な機能に
対してサービスを与えるために３つの８Ｖ出力を使用す
ることが可能である。他の出力に対して悪影響を与える
ことなしに、各出力は＋２６Ｖと−４Ｖとの間でプルさ
せることが可能である。このようなシステムの機能障害
条件下においても、影響を受ける回路は損傷を発生する
ことはない。
したブロック図であり、複数個のＴＰＩＯＳ回路が、温
度不変性のＶＲＥＦ を発生する１個のレギュレータ即
ち電圧調整器から動作される。理解される如く、この装
置は、端子２３乃至２５において調整された出力電圧を
与える。明らかに、所望により、付加的な出力を使用す
ることが可能である。１つの出力がシステムの機能障害
によって影響を受ける場合に、他の出力が影響を受ける
ことがないことが重要である。図示した３つの出力は、
夫々、小型のバイパスコンデンサ２６乃至２８を有して
おり、夫々、ＴＰＩＯＳ回路２９乃至３１から電圧が供
給される。単一の基準電圧発生器３２は、これら３つの
ＴＰＩＯＳ出力段に対してノード１５において温度安定
化させた基準電圧を与える。以下に説明する好適実施例
においては、出力電圧及びＶＲＥＦ は８Ｖである。公
称の１４Ｖ電源の場合（それは、完全に充電された自動
車のバッテリを表わしている）、３つの独立的な機能に
対してサービスを与えるために３つの８Ｖ出力を使用す
ることが可能である。他の出力に対して悪影響を与える
ことなしに、各出力は＋２６Ｖと−４Ｖとの間でプルさ
せることが可能である。このようなシステムの機能障害
条件下においても、影響を受ける回路は損傷を発生する
ことはない。
【００１３】図４はＴＰＩＯＳ回路の一実施例の詳細な
ブロック図である。一例として、図３のブロック２９の
詳細を示している。上述した如く、ＮＰＮ出力トランジ
スタ２０が、ダイオード接続されている均等なトランジ
スタ２１と、電源端子１０と出力端子２５との間におい
て直列結合されている。従って、トランジスタ２０及び
２１は出力パス要素を構成している。
ブロック図である。一例として、図３のブロック２９の
詳細を示している。上述した如く、ＮＰＮ出力トランジ
スタ２０が、ダイオード接続されている均等なトランジ
スタ２１と、電源端子１０と出力端子２５との間におい
て直列結合されている。従って、トランジスタ２０及び
２１は出力パス要素を構成している。
【００１４】差動増幅器３５及びバッファ３６は、トラ
ンジスタ２０のエミッタ・ベース回路に関して負のフィ
ードバックループを形成しており、その際に端子２５に
おいて調整された出力を維持させている。調整された出
力は、差動増幅器３５の反転入力端へ結合されており、
且つ端子１５からのＶＲＥＦ は非反転入力端へ結合さ
れている。従って、トランジスタ２０のエミッタにおけ
る電圧がＶＲＥＦ とマッチし且つ負荷電流及びライン
の入力電圧における変化に対して調整されるまで、差動
増幅器３５は、バッファ３６を介して、トランジスタ２
０のベースを駆動する。この高利得フィードバックルー
プは、出力電圧が通常の動作条件下においてＶＲＥＦ
に密接にマッチすることを確保している。
ンジスタ２０のエミッタ・ベース回路に関して負のフィ
ードバックループを形成しており、その際に端子２５に
おいて調整された出力を維持させている。調整された出
力は、差動増幅器３５の反転入力端へ結合されており、
且つ端子１５からのＶＲＥＦ は非反転入力端へ結合さ
れている。従って、トランジスタ２０のエミッタにおけ
る電圧がＶＲＥＦ とマッチし且つ負荷電流及びライン
の入力電圧における変化に対して調整されるまで、差動
増幅器３５は、バッファ３６を介して、トランジスタ２
０のベースを駆動する。この高利得フィードバックルー
プは、出力電圧が通常の動作条件下においてＶＲＥＦ
に密接にマッチすることを確保している。
【００１５】その他の回路機能が存在しない場合には、
端子２５を接地以下にプルするようなシステム機能障害
は、トランジスタ２０及び２１において過剰な且つ潜在
的に損傷を発生するような電流を発生する場合がある。 しかしながら、このような状態を防止するために二次的
フィードバックループが組込まれている。
端子２５を接地以下にプルするようなシステム機能障害
は、トランジスタ２０及び２１において過剰な且つ潜在
的に損傷を発生するような電流を発生する場合がある。 しかしながら、このような状態を防止するために二次的
フィードバックループが組込まれている。
【００１６】注意すべきことであるが、差動増幅器３５
の出力端は可変電流源３７によって電流が供給され、可
変電流源３７は、以下に説明するようなある条件下にお
いて、バッファ３６への入力端へ電流を供給することが
可能である。差動増幅器３８は二次フィードバックルー
プの心臓部を構成している。その出力は、電流源３７に
おける電流を制御する。差動増幅器３８の非反転入力端
は、トランジスタ３９から駆動され、トランジスタ３９
のベース対エミッタ回路はトランジスタ２０のベース対
エミッタ回路と並列接続されている。しかしながら、ト
ランジスタ３９はトランジスタ２０の面積の１／３０の
面積を有しているので、それは、出力段２９の出力電流
の１／３０の電流を導通させるに過ぎない。トランジス
タ３９によって流される電流は、抵抗４０及びダイオー
ド接続型トランジスタ４１及び４２を介してプルされる
。従って、差動増幅器３８の非反転入力は、ＶＳ から
の抵抗４０及びダイオード接続型トランジスタ４１を横
断しての電圧降下である。差動増幅器３８の反転入力端
は定電流シンク４３によって動作させる基準回路へ直接
的に結合されており、シンク４３は、ダイオード接続型
トランジスタ４４及び抵抗４５を介して電流をプルする
。従って、差動増幅器３８の反転入力は、ＶＳから抵抗
４５及びダイオード接続型トランジスタ４４を横断して
の電圧降下である。電流シンク４３は、電流源３７内を
流れる公称電流よりも僅かに大きい電流を導通させるべ
く構成されている。従って、静止条件（零入力条件）の
下における差動増幅器３８の出力は、電流源３７を介し
て、バッファ３６への電流入力を発生し、バッファ３６
はトランジスタ２０及び３９を導通状態へバイアスする
。注意すべきことであるが、電流シンク４３は、抵抗４
５を抵抗４０の値の１０倍とすることにより、トランジ
スタ３９内における公称電流の１／１０の電流で動作す
る。又、ダイオード接続型トランジスタ４１は、ダイオ
ード接続型トランジスタ４４の面積の１０倍の面積を有
するように構成されている。従って、端子２５における
出力電流は、シンク４３における電流の最大で３００倍
の値を有している。以下に説明すべき例においては、シ
ンク４３を約３３０μＡで動作させたところ、端子２５
において約１００ｍＡの最大回路出力が得られた。明ら
かに、これらの構成要素をその他の値の比率とすること
も可能であり、且つその他の静止電流値及び最大電流値
を使用することも可能である。
の出力端は可変電流源３７によって電流が供給され、可
変電流源３７は、以下に説明するようなある条件下にお
いて、バッファ３６への入力端へ電流を供給することが
可能である。差動増幅器３８は二次フィードバックルー
プの心臓部を構成している。その出力は、電流源３７に
おける電流を制御する。差動増幅器３８の非反転入力端
は、トランジスタ３９から駆動され、トランジスタ３９
のベース対エミッタ回路はトランジスタ２０のベース対
エミッタ回路と並列接続されている。しかしながら、ト
ランジスタ３９はトランジスタ２０の面積の１／３０の
面積を有しているので、それは、出力段２９の出力電流
の１／３０の電流を導通させるに過ぎない。トランジス
タ３９によって流される電流は、抵抗４０及びダイオー
ド接続型トランジスタ４１及び４２を介してプルされる
。従って、差動増幅器３８の非反転入力は、ＶＳ から
の抵抗４０及びダイオード接続型トランジスタ４１を横
断しての電圧降下である。差動増幅器３８の反転入力端
は定電流シンク４３によって動作させる基準回路へ直接
的に結合されており、シンク４３は、ダイオード接続型
トランジスタ４４及び抵抗４５を介して電流をプルする
。従って、差動増幅器３８の反転入力は、ＶＳから抵抗
４５及びダイオード接続型トランジスタ４４を横断して
の電圧降下である。電流シンク４３は、電流源３７内を
流れる公称電流よりも僅かに大きい電流を導通させるべ
く構成されている。従って、静止条件（零入力条件）の
下における差動増幅器３８の出力は、電流源３７を介し
て、バッファ３６への電流入力を発生し、バッファ３６
はトランジスタ２０及び３９を導通状態へバイアスする
。注意すべきことであるが、電流シンク４３は、抵抗４
５を抵抗４０の値の１０倍とすることにより、トランジ
スタ３９内における公称電流の１／１０の電流で動作す
る。又、ダイオード接続型トランジスタ４１は、ダイオ
ード接続型トランジスタ４４の面積の１０倍の面積を有
するように構成されている。従って、端子２５における
出力電流は、シンク４３における電流の最大で３００倍
の値を有している。以下に説明すべき例においては、シ
ンク４３を約３３０μＡで動作させたところ、端子２５
において約１００ｍＡの最大回路出力が得られた。明ら
かに、これらの構成要素をその他の値の比率とすること
も可能であり、且つその他の静止電流値及び最大電流値
を使用することも可能である。
【００１７】重要な回路特性は、システム機能障害が端
子２５をプルダウンする場合に、差動増幅器３８がその
非反転入力端をプルダウンさせ且つその出力が電流源３
７における電流を減少させるということである。このこ
とは、トランジスタ３９のベース上のバイアスを減少さ
せ、従ってトランジスタ３９上のエミッタ・ベース電圧
は一定に維持される。このことは、端子２５における電
圧の低下がトランジスタ２０における電流を増加させる
ことがないということを意味している。
子２５をプルダウンする場合に、差動増幅器３８がその
非反転入力端をプルダウンさせ且つその出力が電流源３
７における電流を減少させるということである。このこ
とは、トランジスタ３９のベース上のバイアスを減少さ
せ、従ってトランジスタ３９上のエミッタ・ベース電圧
は一定に維持される。このことは、端子２５における電
圧の低下がトランジスタ２０における電流を増加させる
ことがないということを意味している。
【００１８】上述した如く、出力端子を高々２６Ｖへ上
昇させる場合のある出力端子欠陥条件によって本回路が
損傷を受けることがないことが望ましい。この条件は、
端子２５を、通常１４ＶであるＶＣＣラインよりも約１
２Ｖ上昇させる。理解される如く、このことは、トラン
ジスタ２０のエミッタをそのベースより高い電圧にプル
し、そのエミッタ・ベース接合を逆バイアスさせる。ト
ランジスタ２１が存在しなかった場合には、トランジス
タ２０はツェナー導通状態となり、それにより損傷され
る場合がある。しかしながら、トランジスタ２０及び２
１の結合したツェナー電圧は印加される１２Ｖを超えて
おり且つ該装置を保護している。同様に、ダイオード接
続型トランジスタ４２は、端子２５が２６Ｖ欠陥条件へ
上昇された場合に、トランジスタ３９をツェナー作用か
ら保護すべく作用する。
昇させる場合のある出力端子欠陥条件によって本回路が
損傷を受けることがないことが望ましい。この条件は、
端子２５を、通常１４ＶであるＶＣＣラインよりも約１
２Ｖ上昇させる。理解される如く、このことは、トラン
ジスタ２０のエミッタをそのベースより高い電圧にプル
し、そのエミッタ・ベース接合を逆バイアスさせる。ト
ランジスタ２１が存在しなかった場合には、トランジス
タ２０はツェナー導通状態となり、それにより損傷され
る場合がある。しかしながら、トランジスタ２０及び２
１の結合したツェナー電圧は印加される１２Ｖを超えて
おり且つ該装置を保護している。同様に、ダイオード接
続型トランジスタ４２は、端子２５が２６Ｖ欠陥条件へ
上昇された場合に、トランジスタ３９をツェナー作用か
ら保護すべく作用する。
【００１９】図５はモノリシックエピタキシャルＰＮ接
合分離型構成を使用した図４のＴＰＩＯＳの機能を実施
するのに好適な集積回路を示した概略図である。同一の
構成要素に対しては同一の参照番号を使用している。差
動増幅器３５は、シンク４９によって一定のテール電流
が供給される差動的に接続されたトランジスタ４７及び
４８から構成されている。抵抗５８Ａ，５８Ｂ，５８Ｃ
，５８Ｄは、一対の分圧器を構成しており、該分圧器は
、トランジスタ４７及び４８のベースをＶＲＥＦレベル
及びＶＯＵＴ レベル以下に動作させる。これら４個の
抵抗が同一の値を有する場合には、２：１分圧作用が存
在し且つＶＲＥＦ ／２電圧が得られる。
合分離型構成を使用した図４のＴＰＩＯＳの機能を実施
するのに好適な集積回路を示した概略図である。同一の
構成要素に対しては同一の参照番号を使用している。差
動増幅器３５は、シンク４９によって一定のテール電流
が供給される差動的に接続されたトランジスタ４７及び
４８から構成されている。抵抗５８Ａ，５８Ｂ，５８Ｃ
，５８Ｄは、一対の分圧器を構成しており、該分圧器は
、トランジスタ４７及び４８のベースをＶＲＥＦレベル
及びＶＯＵＴ レベル以下に動作させる。これら４個の
抵抗が同一の値を有する場合には、２：１分圧作用が存
在し且つＶＲＥＦ ／２電圧が得られる。
【００２０】低電流源３７は、実際には、ダイオード接
続型入力トランジスタ５０及び出力トランジスタ５１か
らなる電流ミラーである。従って、シンク５２内に流れ
る電流は、トランジスタ４８のコレクタに反映される。 ミラー出力トランジスタ５１は、トランジスタ４８に対
する負荷として作用する。注意すべきことであるが、ト
ランジスタ５１は、トランジスタ５０の寸法の２倍の寸
法を有している。抵抗５３及び５４は、抵抗５４の抵抗
値の２倍の抵抗値を有する抵抗５３を有する電流ミラー
を安定化すべく作用する。従って、電流ミラー３７は、
安定化された電流利得２を有している。一例として、シ
ンク５２内に流れる１５０μＡは、トランジスタ５１に
よって３００μＡの電流をソース、即ち湧き出させる。 ダイオード接続型トランジスタ５５は、トランジスタ４
８に対する分離要素として作用し、且つ欠陥条件によっ
て出力端子２５が低状態へプルされる場合に、トランジ
スタ４８のコレクタを遮断させる。このことは、トラン
ジスタ４８のコレクタがＩＣ基板内へマイノリティキャ
リアを注入すべく作用する可能性を回避し、そのことは
、ＮＰＮトランジスタのコレクタが接地以下にプルされ
る場合に発生する可能性がある。
続型入力トランジスタ５０及び出力トランジスタ５１か
らなる電流ミラーである。従って、シンク５２内に流れ
る電流は、トランジスタ４８のコレクタに反映される。 ミラー出力トランジスタ５１は、トランジスタ４８に対
する負荷として作用する。注意すべきことであるが、ト
ランジスタ５１は、トランジスタ５０の寸法の２倍の寸
法を有している。抵抗５３及び５４は、抵抗５４の抵抗
値の２倍の抵抗値を有する抵抗５３を有する電流ミラー
を安定化すべく作用する。従って、電流ミラー３７は、
安定化された電流利得２を有している。一例として、シ
ンク５２内に流れる１５０μＡは、トランジスタ５１に
よって３００μＡの電流をソース、即ち湧き出させる。 ダイオード接続型トランジスタ５５は、トランジスタ４
８に対する分離要素として作用し、且つ欠陥条件によっ
て出力端子２５が低状態へプルされる場合に、トランジ
スタ４８のコレクタを遮断させる。このことは、トラン
ジスタ４８のコレクタがＩＣ基板内へマイノリティキャ
リアを注入すべく作用する可能性を回避し、そのことは
、ＮＰＮトランジスタのコレクタが接地以下にプルされ
る場合に発生する可能性がある。
【００２１】バッファ３６はエミッタホロワトランジス
タ５６から構成されており、そのトランジスタ５６は、
そのエミッタ・ベース回路と並列結合された抵抗５７を
有している。トランジスタ５６のコレクタは、ダイオー
ド接続型トランジスタ５８によって＋電源端子１０へ帰
還されている。このトランジスタは、システム機能障害
により出力端子が＋２６Ｖへプルされる場合に、トラン
ジスタ５６がツェナー動作することを回避するために設
けられている。従って、それは、上述した如くトランジ
スタ２１及び４２に関する場合と同一の理由によって設
けられている。理解される如く、端子２５が公称レベル
以下にプルされると、パストランジスタ電流が上昇する
ことが可能である。このようなシステム機能障害が過剰
な電流の流れを発生することがないことを確保するため
に、電流フォールドバック型の保護回路６３がＴＰＩＯ
Ｓ２９内に組込まれている。
タ５６から構成されており、そのトランジスタ５６は、
そのエミッタ・ベース回路と並列結合された抵抗５７を
有している。トランジスタ５６のコレクタは、ダイオー
ド接続型トランジスタ５８によって＋電源端子１０へ帰
還されている。このトランジスタは、システム機能障害
により出力端子が＋２６Ｖへプルされる場合に、トラン
ジスタ５６がツェナー動作することを回避するために設
けられている。従って、それは、上述した如くトランジ
スタ２１及び４２に関する場合と同一の理由によって設
けられている。理解される如く、端子２５が公称レベル
以下にプルされると、パストランジスタ電流が上昇する
ことが可能である。このようなシステム機能障害が過剰
な電流の流れを発生することがないことを確保するため
に、電流フォールドバック型の保護回路６３がＴＰＩＯ
Ｓ２９内に組込まれている。
【００２２】基準関連電圧は、ダイオード接続型トラン
ジスタ６５及び抵抗６６及び６７から構成される分圧器
によって発生される。従って、トランジスタ６４のベー
スは正の電位にある。好適実施例においては、この電位
は３００°Ｋにおいて約４．３Ｖである。従って、トラ
ンジスタ６４のエミッタは、そのエミッタホロワ作用の
ために、約３．６Ｖである。トランジスタ６４のエミッ
タにおける電位は、抵抗６８を横断しての電位であり、
且つそれは、更に、トランジスタ６９のベースをバイア
スする。通常動作条件の場合、トランジスタ６９のエミ
ッタは約８Ｖにあり、且つそれは非導通状態である。し
かしながら、欠陥条件が端子２５をある電位にプルする
と、トランジスタ６９は導通状態を開始し且つトランジ
スタ６０のベースをプルダウンすべく作用する。この導
通のスレッシュホールドは、約２．９Ｖの出力端子電圧
である。出力電圧が更に降下すると、トランジスタ６９
における導通状態が増加される。抵抗７０の好適値は１
．４ＫΩであるので、約−０．２Ｖの出力電圧は、トラ
ンジスタ６９をして、１．５ｍＡの電流を導通させる。
ジスタ６５及び抵抗６６及び６７から構成される分圧器
によって発生される。従って、トランジスタ６４のベー
スは正の電位にある。好適実施例においては、この電位
は３００°Ｋにおいて約４．３Ｖである。従って、トラ
ンジスタ６４のエミッタは、そのエミッタホロワ作用の
ために、約３．６Ｖである。トランジスタ６４のエミッ
タにおける電位は、抵抗６８を横断しての電位であり、
且つそれは、更に、トランジスタ６９のベースをバイア
スする。通常動作条件の場合、トランジスタ６９のエミ
ッタは約８Ｖにあり、且つそれは非導通状態である。し
かしながら、欠陥条件が端子２５をある電位にプルする
と、トランジスタ６９は導通状態を開始し且つトランジ
スタ６０のベースをプルダウンすべく作用する。この導
通のスレッシュホールドは、約２．９Ｖの出力端子電圧
である。出力電圧が更に降下すると、トランジスタ６９
における導通状態が増加される。抵抗７０の好適値は１
．４ＫΩであるので、約−０．２Ｖの出力電圧は、トラ
ンジスタ６９をして、１．５ｍＡの電流を導通させる。
【００２３】トランジスタ６９が比較器として作用する
ことを理解することが可能である。その反転入力端は、
約３．６Ｖの基準レベルで動作され且つ端子２５へ結合
されているその非反転入力端は約２．９Ｖの導通スレッ
シュホールドを有している。任意の入力レベルにおける
その導通状態は抵抗７０の値によって決定される。この
ことは、抵抗４０において約７６ｍＶの電圧降下を発生
し、それは、オペアンプ３８の公称バイアス動作に起因
する公称の１６５ｍＶと比較すると小さな値である。し
かしながら、出力が更に降下すると、トランジスタ６９
における導通状態が増加される。
ことを理解することが可能である。その反転入力端は、
約３．６Ｖの基準レベルで動作され且つ端子２５へ結合
されているその非反転入力端は約２．９Ｖの導通スレッ
シュホールドを有している。任意の入力レベルにおける
その導通状態は抵抗７０の値によって決定される。この
ことは、抵抗４０において約７６ｍＶの電圧降下を発生
し、それは、オペアンプ３８の公称バイアス動作に起因
する公称の１６５ｍＶと比較すると小さな値である。し
かしながら、出力が更に降下すると、トランジスタ６９
における導通状態が増加される。
【００２４】−４Ｖの欠陥条件において、抵抗７０を横
断しての電位は約６．９Ｖへ上昇する。この条件におい
て、トランジスタ６９における電流は約４．９ｍＡへ上
昇する。このことは、抵抗４０を横断しての電圧降下を
約２４５ｍＶとさせ、それは、約１６５ｍＶの公称電圧
降下を上回る。オペアンプ３８及びバッファ３６を有す
るフィードバックループは、トランジスタ２０における
導通状態を非常に小さな値（約２０ｍＡ未満）へ減少さ
せるべく作用する。端子２５における欠陥条件が０Ｖで
あると、トランジスタ２０における電流の流れは約４０
ｍＡ乃至は定格供給能力の半分未満へ制限される。端子
２５におけるより低い電圧においては、該電流は更に減
少される。
断しての電位は約６．９Ｖへ上昇する。この条件におい
て、トランジスタ６９における電流は約４．９ｍＡへ上
昇する。このことは、抵抗４０を横断しての電圧降下を
約２４５ｍＶとさせ、それは、約１６５ｍＶの公称電圧
降下を上回る。オペアンプ３８及びバッファ３６を有す
るフィードバックループは、トランジスタ２０における
導通状態を非常に小さな値（約２０ｍＡ未満）へ減少さ
せるべく作用する。端子２５における欠陥条件が０Ｖで
あると、トランジスタ２０における電流の流れは約４０
ｍＡ乃至は定格供給能力の半分未満へ制限される。端子
２５におけるより低い電圧においては、該電流は更に減
少される。
【００２５】具体例
本発明回路を、エピタキシャル、ＰＮ接合分離型形態を
使用してモノリシックＩＣチップ基板の形態で構成した
。ＮＰＮトランジスタは、縦型構成のプレイナ装置であ
る。ＰＮＰトランジスタは横型構成のプレイナ装置であ
る。それはＴＰＩＯＳ回路を使用する自動車複数出力電
圧調整器である。この装置は部品番号ＬＭＢ２００３と
して提供される。それは、各々が最大電流９０ｍＡを供
給することが可能な公称８Ｖをもった１０個の分離型保
護出力を与える。それは１５−鉛ＴＯ−２２０パッケー
ジ内に収納される。
使用してモノリシックＩＣチップ基板の形態で構成した
。ＮＰＮトランジスタは、縦型構成のプレイナ装置であ
る。ＰＮＰトランジスタは横型構成のプレイナ装置であ
る。それはＴＰＩＯＳ回路を使用する自動車複数出力電
圧調整器である。この装置は部品番号ＬＭＢ２００３と
して提供される。それは、各々が最大電流９０ｍＡを供
給することが可能な公称８Ｖをもった１０個の分離型保
護出力を与える。それは１５−鉛ＴＯ−２２０パッケー
ジ内に収納される。
【００２６】以下の表は、本発明の好適実施例を構成す
る図５の回路に対する部品の値を示したものである。
る図５の回路に対する部品の値を示したものである。
【００２７】
表 部品
値 コンデンサ２６
０．１μＦ
抵抗４０
５０Ω 電流シン
ク４３
３３０μＡ 抵抗４５
５００Ω 抵抗４６及び５７
７．５ＫΩ
電流シンク４９
４５０μＡ 電流
シンク５２
１５０μＡ 抵抗５３
６００Ω 抵抗５４
３
００Ω 抵抗５８Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，６７及び
６８ ３０ＫΩ 電流シンク６１
７
９０μＡ 抵抗６６
２０ＫΩ
抵抗７０
１．４ＫΩ公称１
４Ｖ電源から動作させた場合、この回路は７．２Ｖ乃至
８．５Ｖの範囲内の出力を提供した。定格出力電流は１
０個の分離出力の各々に対して１００ｍＡであった。出
力電圧はＶＳ −２．２Ｖであった。静止（零入力）電
流は３５ｍＡ未満であった。負荷調整は５乃至７０ｍＡ
の電流範囲に亘り３００ｍＶであった。別々の出力の間
のクロストークは、１０００Ω負荷が１つの出力に対し
オン及びオフスイッチさせた場合に２０ｍＶ未満であっ
た。短絡電流（０出力電圧）は５０ｍＡ未満であった。
表 部品
値 コンデンサ２６
０．１μＦ
抵抗４０
５０Ω 電流シン
ク４３
３３０μＡ 抵抗４５
５００Ω 抵抗４６及び５７
７．５ＫΩ
電流シンク４９
４５０μＡ 電流
シンク５２
１５０μＡ 抵抗５３
６００Ω 抵抗５４
３
００Ω 抵抗５８Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，６７及び
６８ ３０ＫΩ 電流シンク６１
７
９０μＡ 抵抗６６
２０ＫΩ
抵抗７０
１．４ＫΩ公称１
４Ｖ電源から動作させた場合、この回路は７．２Ｖ乃至
８．５Ｖの範囲内の出力を提供した。定格出力電流は１
０個の分離出力の各々に対して１００ｍＡであった。出
力電圧はＶＳ −２．２Ｖであった。静止（零入力）電
流は３５ｍＡ未満であった。負荷調整は５乃至７０ｍＡ
の電流範囲に亘り３００ｍＶであった。別々の出力の間
のクロストークは、１０００Ω負荷が１つの出力に対し
オン及びオフスイッチさせた場合に２０ｍＶ未満であっ
た。短絡電流（０出力電圧）は５０ｍＡ未満であった。
【００２８】以上、本発明の具体的実施の態様について
詳細に説明したが、本発明は、これら具体例にのみ限定
されるべきものではなく、本発明の技術的範囲を逸脱す
ることなしに、種々の変形が可能であることは勿論であ
る。
詳細に説明したが、本発明は、これら具体例にのみ限定
されるべきものではなく、本発明の技術的範囲を逸脱す
ることなしに、種々の変形が可能であることは勿論であ
る。
【図１】 ＰＮＰ出力パストランジスタを使用した従
来装置を示したブロック図。
来装置を示したブロック図。
【図２】 本発明の基本的回路を示したブロック図。
【図３】 自動車の複数出力電圧調整器を示したブロ
ック図。
ック図。
【図４】 本発明に基づくＴＰＩＯＳのブロック図。
【図５】 好適なＩＣ ＴＰＩＯＳ回路を示した概
略図。
略図。
１４ 出力段ドライバ
２０ パストランジスタ
２１ ダイオード接続型トランジスタ２３−２５
端子 ２６−２８ バイパスコンデンサ ２９−３１ 過渡状態保護分離出力段（ＴＰＩＯＳ）
回路 ３２ 基準電圧発生器
端子 ２６−２８ バイパスコンデンサ ２９−３１ 過渡状態保護分離出力段（ＴＰＩＯＳ）
回路 ３２ 基準電圧発生器
Claims (9)
- 【請求項１】 独立的に動作し且つ悪い負荷条件によ
って発生される出力機能障害に耐えることが可能な複数
個の調整された出力電圧を単一の回路が供給する複数出
力電圧調整器における過渡状態保護型分離出力段回路に
おいて、前記過渡状態保護型分離出力段回路へ基準電圧
を供給する手段、エミッタにおいて前記電圧出力を供給
するＮＰＮ出力パストランジスタを与える手段、前記出
力電圧を前記基準電圧と比較し且つ前記出力パストラン
ジスタのベースを駆動してその際に前記出力電圧を調整
する一次負フィードバックループ、前記出力電流の一部
を基準電流と比較し且つ前記出力パストランジスタのベ
ースを駆動して前記出力電流を所定値へ制限する二次負
フィードバックループ、を有することを特徴とする過渡
状態保護型分離出力段回路。 - 【請求項２】 請求項１において、前記基準電圧が温
度によって影響を受けない一定の供給源から得られるこ
とを特徴とする過渡状態保護型分離出力段回路。 - 【請求項３】 請求項２において、前記一次負フィー
ドバックループが第一差動増幅器を有しており、前記第
一差動増幅器の非反転入力端は前記基準電圧へ結合され
ており、且つその反転入力端は前記出力電圧へ結合され
ており、且つその出力端は非反転バッファを介して前記
出力パストランジスタのベースへ結合されていることを
特徴とする過渡状態保護型分離出力段回路。 - 【請求項４】 請求項３において、前記第一差動増幅
器が電流源負荷を有することを特徴とする過渡状態保護
型分離出力段回路。 - 【請求項５】 請求項４において、前記二次負フィー
ドバックループが第二差動増幅器を有しており、前記第
二差動増幅器の反転入力端は基準電流を表わす電圧を検
知すべく結合されており、その非反転入力端は前記回路
出力端を流れる電流を表わす電圧を検知すべく結合され
ており、且つその出力端は前記第一差動増幅器負荷内を
流れる電流を制御すべく結合されており、その際に前記
二次負フィードバックループが前記回路出力端内を流れ
る前記電流を制限することを特徴とする過渡状態保護型
分離出力段回路。 - 【請求項６】 請求項５において前記回路出力端を流
れる電流を表わす電圧が前記ＮＰＮ出力パストランジス
タの面積のうちの小さな部分に対して所定の割合の面積
をもっており且つそのエミッタ・ベース回路を前記ＮＰ
Ｎ出力パストランジスタのエミッタ・ベース回路と並列
接続している小型のＮＰＮトランジスタによって発生さ
れ、その際に前記第二差動増幅器の基準電流は前記出力
電流の小さな一部であり且つ前記基準電流値が回路出力
最大電流を決定することを特徴とする過渡状態保護型分
離出力段回路。 - 【請求項７】 請求項６において、更に、出力端子に
おける電圧が所定のスレッシュホールド以下に降下する
場合に動作する電流フォールドバック回路が設けられて
おり、前記フォールドバック回路は前記基準電圧を前記
回路出力電圧と比較し且つ前記回路出力電圧が降下する
場合に前記第二差動増幅器の非反転入力端へ増加する電
流を供給する手段を有しており、その際にゼロ又は負の
出力電圧がシステム欠陥に応答して前記出力電流を実質
的に低下させることを特徴とする過渡状態保護型分離出
力段回路。 - 【請求項８】 請求項６において、前記出力パストラ
ンジスタが前記出力パストランジスタ内に順方向に電流
を導通させるべく接続された実質的に同一のＮＰＮトラ
ンジスタダイオードと直列的に結合されており、前記回
路がツェナー導通状態となるスレッシュホールドが２倍
とされており、その際にシステム機能障害条件下で本回
路が前記出力端において許容可能な最大の正の過渡状態
を増加させていることを特徴とする過渡状態保護型分離
出力段回路。 - 【請求項９】 請求項８において、前記小型ＮＰＮト
ランジスタが、その中を流れる電流を順方向に導通させ
るべく設けられた同じ大きさの直列接続されたトランジ
スタダイオードトランジスタを有することを特徴とする
過渡状態保護型分離出力段回路。
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