JPH0430220B2 - - Google Patents
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- JPH0430220B2 JPH0430220B2 JP57122678A JP12267882A JPH0430220B2 JP H0430220 B2 JPH0430220 B2 JP H0430220B2 JP 57122678 A JP57122678 A JP 57122678A JP 12267882 A JP12267882 A JP 12267882A JP H0430220 B2 JPH0430220 B2 JP H0430220B2
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- tap
- automatic equalizer
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2272—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals using phase locked loops
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はタイミング情報抽出装置、とくに、た
とえばフアクシミリなどのデータ信号を受信して
復調する復調器を含む受信装置に適用されるタイ
ミング情報抽出装置に関するものである。
とえばフアクシミリなどのデータ信号を受信して
復調する復調器を含む受信装置に適用されるタイ
ミング情報抽出装置に関するものである。
一般にこのような受信装置では、データ信号の
受信に先立つて所定のトレーニングシーケンスを
実行し、搬送波位相制御および初期タイミング設
定を行ない、自動利得制御回路や自動等化器を信
号レベルや回線特性に適応させ、収束させてい
る。受信装置はこのトレーニングシーケンスにお
いてできるだけ早期にタイミングの初期設定を行
ない、それ以降、タイミング抽出や搬送波位相制
御の位相同期ループ（PLL）、および自動等化器
を含む系を迅速かつ安定に収束させることが要求
される。
受信に先立つて所定のトレーニングシーケンスを
実行し、搬送波位相制御および初期タイミング設
定を行ない、自動利得制御回路や自動等化器を信
号レベルや回線特性に適応させ、収束させてい
る。受信装置はこのトレーニングシーケンスにお
いてできるだけ早期にタイミングの初期設定を行
ない、それ以降、タイミング抽出や搬送波位相制
御の位相同期ループ（PLL）、および自動等化器
を含む系を迅速かつ安定に収束させることが要求
される。
従来、タイミング情報の抽出方式として、たと
えばD.L.Lyonの文献“Envelope−Derived
Timing Recovery in QAM and SQAM
Systems”IEEE Trans.Commun.（Concise
Paper）、第COM−25巻、第11号、第1327〜1331
頁（1975年11月）には、最終的にボー周波数bの
１／２の周波数成分、すなわち帯域端部の周波数成
分b/2が最大となるようなサンプリングのタイ
ミングを抽出するよく知られた方法が記載されて
いる。しかし、一般に帯域端部の周波数成分は小
さいので、この方法では、使用される帯域フイル
タ（BPF）のＱを十分に大きくしないかぎり、
抽出されたタイミング情報は強いジツタを含み、
満足に使用できるものではない。一方、Ｑを高く
するとタイミング情報のジツタは少なくなるが、
系が安定するまでの時間が長くなる。またこの方
法は基底帯域信号を入力とするので、復調後の波
形整形フイルタにおける演算量が非常に多い。
えばD.L.Lyonの文献“Envelope−Derived
Timing Recovery in QAM and SQAM
Systems”IEEE Trans.Commun.（Concise
Paper）、第COM−25巻、第11号、第1327〜1331
頁（1975年11月）には、最終的にボー周波数bの
１／２の周波数成分、すなわち帯域端部の周波数成
分b/2が最大となるようなサンプリングのタイ
ミングを抽出するよく知られた方法が記載されて
いる。しかし、一般に帯域端部の周波数成分は小
さいので、この方法では、使用される帯域フイル
タ（BPF）のＱを十分に大きくしないかぎり、
抽出されたタイミング情報は強いジツタを含み、
満足に使用できるものではない。一方、Ｑを高く
するとタイミング情報のジツタは少なくなるが、
系が安定するまでの時間が長くなる。またこの方
法は基底帯域信号を入力とするので、復調後の波
形整形フイルタにおける演算量が非常に多い。
別の例では、復調器における位相同期ループ
（PLL）を利用して等化器のタツプ係数から直
接、または間接的に量適なサンプリングのタイミ
ングを求め、シンボルサンプラに帰還する方式が
ある。この方式では波形整形フイルタの演算量は
少ないが、初期条件によつては系の収束がきわめ
て悪くなることがある。たとえば、最初にたまた
まシンボルの最悪のタイミングでサンプリングを
開始すると、タイミング抽出PLLのみならず自
動等化器や搬送波位相制御PLLまで良好に収束
することができない。
（PLL）を利用して等化器のタツプ係数から直
接、または間接的に量適なサンプリングのタイミ
ングを求め、シンボルサンプラに帰還する方式が
ある。この方式では波形整形フイルタの演算量は
少ないが、初期条件によつては系の収束がきわめ
て悪くなることがある。たとえば、最初にたまた
まシンボルの最悪のタイミングでサンプリングを
開始すると、タイミング抽出PLLのみならず自
動等化器や搬送波位相制御PLLまで良好に収束
することができない。
一例として、G.Schollmeierの文献“Carrier
and Timing Recovery in Data Receivers
with Adaptive Equalization”ICC 77
（Chicago）Conference Record 1977、第21.4.96
〜21.4.99頁（1977年）には、自動等化器として
のトランスバーサル（非巡回型）フイルタの中央
タツプの係数C0を常に１に（またはその虚数部
Imag（C0）を常に０に）固定し、またはそのよう
に制御したうえで、中央タツプから１タツプすな
わち１シンボル期間ポストカーサ寄りのタツプの
係数C1の実数部Real（C1）が０になるようにタイ
ミングを制御する方式が記載されている。C0が
１、またはImag（C0）が０となるように制御する
ためには搬送波の位相を制御すれば良い。すなわ
ち、受信機の同期検波において、ローカル発振器
の（再生された搬送波）位相が受信搬送波に対し
てθずれていると、同期検波後の基底帯域信号
（即ち、基底帯域に復調されたライン信号）は複
素平面においてθだけ回転した形で受信される。
自動等化器は、この搬送波位相誤差θを含めた形
で等化する。従つて、自動等化器のタツプ係数の
各々は、θ＝０の時のタツプ係数のそれぞれが−
θだけ回転した値になる。自動等化器の中央タツ
プ係数C0は、自動利得制御回路の動作が正常で
あれば、その絶対値はほぼ“１”になることが良
く知られている。即ち、C0≒exp（−jθ）となる。
故に、C0が“１”またはImag（C0）が“０”にな
るようにするには、θを０に近づければ良く、こ
のように（受信側の再生された）搬送波の位相を
制御すれば良い。
and Timing Recovery in Data Receivers
with Adaptive Equalization”ICC 77
（Chicago）Conference Record 1977、第21.4.96
〜21.4.99頁（1977年）には、自動等化器として
のトランスバーサル（非巡回型）フイルタの中央
タツプの係数C0を常に１に（またはその虚数部
Imag（C0）を常に０に）固定し、またはそのよう
に制御したうえで、中央タツプから１タツプすな
わち１シンボル期間ポストカーサ寄りのタツプの
係数C1の実数部Real（C1）が０になるようにタイ
ミングを制御する方式が記載されている。C0が
１、またはImag（C0）が０となるように制御する
ためには搬送波の位相を制御すれば良い。すなわ
ち、受信機の同期検波において、ローカル発振器
の（再生された搬送波）位相が受信搬送波に対し
てθずれていると、同期検波後の基底帯域信号
（即ち、基底帯域に復調されたライン信号）は複
素平面においてθだけ回転した形で受信される。
自動等化器は、この搬送波位相誤差θを含めた形
で等化する。従つて、自動等化器のタツプ係数の
各々は、θ＝０の時のタツプ係数のそれぞれが−
θだけ回転した値になる。自動等化器の中央タツ
プ係数C0は、自動利得制御回路の動作が正常で
あれば、その絶対値はほぼ“１”になることが良
く知られている。即ち、C0≒exp（−jθ）となる。
故に、C0が“１”またはImag（C0）が“０”にな
るようにするには、θを０に近づければ良く、こ
のように（受信側の再生された）搬送波の位相を
制御すれば良い。
変復調器（MODEM）の初期トレーニング中
に等化器の各タツプ係数が逐次修正される。C0
が１に固定されている場合、等化器におけるC0
の最適値がたまたま１でないことがあると等化性
能が劣化する。また、C0が１に（またはImag
（C0）が00に）なるように搬送波の位相を制御す
る方式では、初期トレーニング中にたまたま
Imag（C0）が０でないことがあるとタイミング情
報Real（C1）に大きな誤りが導入されることがあ
る。また、このImag（C0）が０になるまでの間、
系は不完全な状態で動作することになり、過渡応
答が強く、かつ長くなる傾向がある。
に等化器の各タツプ係数が逐次修正される。C0
が１に固定されている場合、等化器におけるC0
の最適値がたまたま１でないことがあると等化性
能が劣化する。また、C0が１に（またはImag
（C0）が00に）なるように搬送波の位相を制御す
る方式では、初期トレーニング中にたまたま
Imag（C0）が０でないことがあるとタイミング情
報Real（C1）に大きな誤りが導入されることがあ
る。また、このImag（C0）が０になるまでの間、
系は不完全な状態で動作することになり、過渡応
答が強く、かつ長くなる傾向がある。
このような現象は通常の通信状態ではさほど問
題とならないが、初期トレーニング期間において
は、タイミング抽出PLL、搬送波位相制御PLL
および等化器を含む系の収束（これらは相互に密
接に関連している）の安定性および速度に悪影響
を与える。
題とならないが、初期トレーニング期間において
は、タイミング抽出PLL、搬送波位相制御PLL
および等化器を含む系の収束（これらは相互に密
接に関連している）の安定性および速度に悪影響
を与える。
本発明はこのような従来技術の欠点を解消し、
タイミング抽出PLL、搬送波位相制御PLLおよ
び等化器の適応動作において迅速かつ安定に収束
することができ、初期トレーニングに要する時間
が短いタイミング情報抽出装置を提供することを
目的とする。
タイミング抽出PLL、搬送波位相制御PLLおよ
び等化器の適応動作において迅速かつ安定に収束
することができ、初期トレーニングに要する時間
が短いタイミング情報抽出装置を提供することを
目的とする。
本発明によればこの目的は、等化器のタツプ係
数の調整と搬送波位相制御PLLとを独立させ、
Imag（C0）が０以外の値をとることを可能とする
ことによつて達成される。すなわち、本発明によ
るタイミング情報抽出装置は、複数のタツプを含
む自動等化器と、自動等化器の入力に接続され基
底帯域に復調されたライン信号をサンプリングし
て自動等化器に入力するサンプリング回路と、サ
ンプリング回路におけるサンプリングの位相を制
御する制御回路とを含み、制御回路は、自動等化
器の中央タツプの係数C0、および中央タツプよ
り１シンボル期間だけ後段のタツプの係数C1に
基づいてサンプリングの位相を早めたり遅くした
りすることによつて最適のサンプリング時点を得
るものである。
数の調整と搬送波位相制御PLLとを独立させ、
Imag（C0）が０以外の値をとることを可能とする
ことによつて達成される。すなわち、本発明によ
るタイミング情報抽出装置は、複数のタツプを含
む自動等化器と、自動等化器の入力に接続され基
底帯域に復調されたライン信号をサンプリングし
て自動等化器に入力するサンプリング回路と、サ
ンプリング回路におけるサンプリングの位相を制
御する制御回路とを含み、制御回路は、自動等化
器の中央タツプの係数C0、および中央タツプよ
り１シンボル期間だけ後段のタツプの係数C1に
基づいてサンプリングの位相を早めたり遅くした
りすることによつて最適のサンプリング時点を得
るものである。
次に添付図面を参照して本発明によるタイミン
グ情報抽出装置の実施例を詳細に説明する。
グ情報抽出装置の実施例を詳細に説明する。
図は本発明によるタイミング情報抽出装置を電
話回線用の変復調装置（MODEM）に適用した
実施例を示す。この実施例では、変調方式は直交
（２次元）振幅変調（位相変調を含む）方式でよ
く、シンボル伝送速度はたとえば1600ボーであ
る。電話回線に接続されたライン信号入力端子１
０には、搬送波周波数1800Hzの８相変調のライン
信号（4800ビツト／秒）が入力される。
話回線用の変復調装置（MODEM）に適用した
実施例を示す。この実施例では、変調方式は直交
（２次元）振幅変調（位相変調を含む）方式でよ
く、シンボル伝送速度はたとえば1600ボーであ
る。電話回線に接続されたライン信号入力端子１
０には、搬送波周波数1800Hzの８相変調のライン
信号（4800ビツト／秒）が入力される。
入力ライン信号１０は、電圧制御発振器
（VCO）１２が発振するサンプリングクロツクで
サンプラ１４によつてサンプリングされる。この
サンプリングクロツクの周波数sは、この実施例
では9600Hzである。サンプラ１４でサンプルされ
た信号１６はアナログ・デイジタル(A/D)変換器
１８でデイジタル信号２０に変換され、復調器２
２に入力される。
（VCO）１２が発振するサンプリングクロツクで
サンプラ１４によつてサンプリングされる。この
サンプリングクロツクの周波数sは、この実施例
では9600Hzである。サンプラ１４でサンプルされ
た信号１６はアナログ・デイジタル(A/D)変換器
１８でデイジタル信号２０に変換され、復調器２
２に入力される。
復調器２２は周波数c（＝1800Hz）の搬送波を
ライン信号に乗じてデイジタル復調し、復調され
た基底帯域信号２４は波形整形フイルタ２６を介
してシンボルサンプラ３０に供給される。なお同
図では複素数信号は二重線で示されている。波形
整形フイルタ２６は復調器２２の出力２４の不要
周波数帯域成分を除去して波形整形する低域フイ
ルタである。シンボルサンプラ３０は、VCO１
２のクロツクsを分周器３２によつてこの例では
１／６に分周したクロツク（＝1600Hz）がサンプリ
ングパルスとして供給され、フイルタ２６の出力
２８をこのクロツクでサンプリングするサンプリ
ングスイツチである。なおこのクロツクの周波数
bはライン信号のボー周波数に等しく設定され
る。
ライン信号に乗じてデイジタル復調し、復調され
た基底帯域信号２４は波形整形フイルタ２６を介
してシンボルサンプラ３０に供給される。なお同
図では複素数信号は二重線で示されている。波形
整形フイルタ２６は復調器２２の出力２４の不要
周波数帯域成分を除去して波形整形する低域フイ
ルタである。シンボルサンプラ３０は、VCO１
２のクロツクsを分周器３２によつてこの例では
１／６に分周したクロツク（＝1600Hz）がサンプリ
ングパルスとして供給され、フイルタ２６の出力
２８をこのクロツクでサンプリングするサンプリ
ングスイツチである。なおこのクロツクの周波数
bはライン信号のボー周波数に等しく設定され
る。
シンボルサンプラ３０の出力３４は自動適応等
化器３６に接続されている。等化器３６は、受信
したライン信号の回線特性を補償する、すなわち
入力端子１０に接続された回線の逆特性を有する
ように自動的に適応動作するトランスバーサルフ
イルタが望ましい。このトランスバーサルフイル
タは、縦続接続された複数（たとえば32）の遅延
回路で各タツプを構成し、各タツプにおいて乗算
器およびアキユミユレータによつてタツプ係数す
なわち利得が乗ぜられた各タツプごとの遅延信号
を加算器にて合成する通常のものである。その合
成出力３８が搬送波位相制御回路４０に入力さ
れ、各タツプ係数は搬送波位相制御回路４０の誤
差信号出力４２に応動して修正される。
化器３６に接続されている。等化器３６は、受信
したライン信号の回線特性を補償する、すなわち
入力端子１０に接続された回線の逆特性を有する
ように自動的に適応動作するトランスバーサルフ
イルタが望ましい。このトランスバーサルフイル
タは、縦続接続された複数（たとえば32）の遅延
回路で各タツプを構成し、各タツプにおいて乗算
器およびアキユミユレータによつてタツプ係数す
なわち利得が乗ぜられた各タツプごとの遅延信号
を加算器にて合成する通常のものである。その合
成出力３８が搬送波位相制御回路４０に入力さ
れ、各タツプ係数は搬送波位相制御回路４０の誤
差信号出力４２に応動して修正される。
搬送波位相制御回路４０の出力４４は量子化器
４６に入力され、量子化器４６は入力４４の信号
からライン信号に含まれるシンボルを判定して量
子化すする回路である。量子化器４６の入力４４
と出力４８の差は誤差信号５０として搬送波位相
制御回路４０に帰還され、系の収束に利用され
る。
４６に入力され、量子化器４６は入力４４の信号
からライン信号に含まれるシンボルを判定して量
子化すする回路である。量子化器４６の入力４４
と出力４８の差は誤差信号５０として搬送波位相
制御回路４０に帰還され、系の収束に利用され
る。
ところでこの実施例では、回線から入力端子１
０に受信される信号は送信端においてたとえばス
クランブルされ、差分符号化され、直交振幅変調
された信号である。すなわち、たとえばフアクシ
ミリ信号などのデータ信号をシンボルの伝送パタ
ーンに片寄りがないように平均化、ランダム化し
て、スクランブルされたビツト流を形成し、次に
搬送波位相のあいまいさを除去するためにこのビ
ツト流の位相成分を差分符号化する。次にこれを
低域フイルタを通過させてシンボルの周波数スペ
クトルを整形し、この基底帯域信号によつて周波
数cの搬送波を変調し、帯域フイルタまたは低域
フイルタによつて不要帯域の周波数成分が除去さ
れ、回線に送出される。
０に受信される信号は送信端においてたとえばス
クランブルされ、差分符号化され、直交振幅変調
された信号である。すなわち、たとえばフアクシ
ミリ信号などのデータ信号をシンボルの伝送パタ
ーンに片寄りがないように平均化、ランダム化し
て、スクランブルされたビツト流を形成し、次に
搬送波位相のあいまいさを除去するためにこのビ
ツト流の位相成分を差分符号化する。次にこれを
低域フイルタを通過させてシンボルの周波数スペ
クトルを整形し、この基底帯域信号によつて周波
数cの搬送波を変調し、帯域フイルタまたは低域
フイルタによつて不要帯域の周波数成分が除去さ
れ、回線に送出される。
このように入力端子１０の受信信号はたとえば
差分符号化およびスクランブルされているので、
図に示す装置では量子化器４６の出力４８にデコ
ーダ５２およびデスクランブラ５４が設けられて
いる。デコーダ５２は量子化出力４８に含まれる
シンボルからビツト流を形成する。その出力５６
はデスクランブラ５４に接続され、デスクランブ
ラ５４は送信端におけるスクランブラと逆の関数
を有し、信号線５６のビツト流からデータ信号を
復元して出力端子５８に出力する。
差分符号化およびスクランブルされているので、
図に示す装置では量子化器４６の出力４８にデコ
ーダ５２およびデスクランブラ５４が設けられて
いる。デコーダ５２は量子化出力４８に含まれる
シンボルからビツト流を形成する。その出力５６
はデスクランブラ５４に接続され、デスクランブ
ラ５４は送信端におけるスクランブラと逆の関数
を有し、信号線５６のビツト流からデータ信号を
復元して出力端子５８に出力する。
本発明によれば、電圧制御発振器（VCO）１
２の発振周波数sは自動適応等化器３６から演算
器６０によつて抽出されるタイミング情報teに応
じて制御され。
２の発振周波数sは自動適応等化器３６から演算
器６０によつて抽出されるタイミング情報teに応
じて制御され。
このタイミング情報teは演算器６０において次
のようにして形成される。演算器６０には、自動
適応等化器３６からタツプ係数C0およびC1が入
力される。タツプ係数C0は等化器３６の中央タ
ツプにおけるタツプ係数である。また、タツプ係
数C1は中央タツプから１シンボル期間分だけポ
ストカーサ寄り、すなわち後段の（つまり１シン
ボル分だけ遅延した）タツプのタツプ係数であ
る。これらのタツプ係数すなわちタツプ利得は、
同相成分および直交成分を含む複素数で表現され
る。演算器６０は演算部６２によつて中央タツプ
係数C0の共役複素数C0 *を生成し、このC0 *は等
化器３６からのC1と乗算器６４にて乗算される。
その乗算結果C1C0 *は演算部６６にて実数部Real
（C1C0 *）が抽出され、これがタイミング情報teと
してループフイルタ７０に入力される。
のようにして形成される。演算器６０には、自動
適応等化器３６からタツプ係数C0およびC1が入
力される。タツプ係数C0は等化器３６の中央タ
ツプにおけるタツプ係数である。また、タツプ係
数C1は中央タツプから１シンボル期間分だけポ
ストカーサ寄り、すなわち後段の（つまり１シン
ボル分だけ遅延した）タツプのタツプ係数であ
る。これらのタツプ係数すなわちタツプ利得は、
同相成分および直交成分を含む複素数で表現され
る。演算器６０は演算部６２によつて中央タツプ
係数C0の共役複素数C0 *を生成し、このC0 *は等
化器３６からのC1と乗算器６４にて乗算される。
その乗算結果C1C0 *は演算部６６にて実数部Real
（C1C0 *）が抽出され、これがタイミング情報teと
してループフイルタ７０に入力される。
ところで前述のSchollmeierの文献に記載のよ
うに、中央タツプ係数C0を１に固定しておき、
Real（C0）が０となるようにサンプリングのタイ
ミングすなわち位相を調整することが知られてい
る。この場合、Real（C1）が０であればほぼ最適
なタイミングに近いサンプリング時点が得られ
る。Real（C1）が正のときはサンプリングのタイ
ミングを早め、負のときは遅くする。また、最適
のサンプリング時点の近傍では、サンプル時点τ
の関数であるReal（C1（τ））はτについて単調と
なることが知られている。
うに、中央タツプ係数C0を１に固定しておき、
Real（C0）が０となるようにサンプリングのタイ
ミングすなわち位相を調整することが知られてい
る。この場合、Real（C1）が０であればほぼ最適
なタイミングに近いサンプリング時点が得られ
る。Real（C1）が正のときはサンプリングのタイ
ミングを早め、負のときは遅くする。また、最適
のサンプリング時点の近傍では、サンプル時点τ
の関数であるReal（C1（τ））はτについて単調と
なることが知られている。
Schollmeierの文献に記載の方式では自動等化
器の中央タツプから搬送波位相制御のための情報
を得るため搬送波位相制御によつてC0を１とし
ている。しかし本発明の図示の実施例では、搬送
波位相制御回路４０は中央タツプから搬送波位相
制御の情報を得ないで、自動等化器３６とは独立
した構成をとつている。従つて、自動適応等化器
３６は、中央タツプ係数C0が“１”となるよう
に制御される必要はなく、一般に中央タツプ係数
C0は“１”とはならない。
器の中央タツプから搬送波位相制御のための情報
を得るため搬送波位相制御によつてC0を１とし
ている。しかし本発明の図示の実施例では、搬送
波位相制御回路４０は中央タツプから搬送波位相
制御の情報を得ないで、自動等化器３６とは独立
した構成をとつている。従つて、自動適応等化器
３６は、中央タツプ係数C0が“１”となるよう
に制御される必要はなく、一般に中央タツプ係数
C0は“１”とはならない。
本発明では、中央タツプ係数C0の値が“１”
となるように自動適応等化器３６自体を制御する
のではなく、そのかわりに、演算器６０におい
て、自動適応等化器３６の中央タツプ係数C0（こ
れは一般に“１”とはなつていない）とこれより
１シンボル期間だけ後段のタツプの係数C1とに
基づき、C1/C0の実数部Real(C1/C0)を求めるか、
または、係数C0の共役複素数C0 *と係数C1とを乗
算し、その実数部Real（C1C0 *）を求め、実数部
（Ｃ１／Ｃ０）または実数部real（C1C0 *）が“０”と
な
るようにサンプリングの位相を制御することで、
中央タツプ係数C0を“１”とする制御と等価な
制御を行なうことを意図している。
となるように自動適応等化器３６自体を制御する
のではなく、そのかわりに、演算器６０におい
て、自動適応等化器３６の中央タツプ係数C0（こ
れは一般に“１”とはなつていない）とこれより
１シンボル期間だけ後段のタツプの係数C1とに
基づき、C1/C0の実数部Real(C1/C0)を求めるか、
または、係数C0の共役複素数C0 *と係数C1とを乗
算し、その実数部Real（C1C0 *）を求め、実数部
（Ｃ１／Ｃ０）または実数部real（C1C0 *）が“０”と
な
るようにサンプリングの位相を制御することで、
中央タツプ係数C0を“１”とする制御と等価な
制御を行なうことを意図している。
このような本発明の原理についてより詳しく述
べると、前述したように、搬送波位相誤差θがあ
ると、自動適応等化器３６の各タツプ係数は、θ
＝０であつたときの値にexp（jθ）を掛けた値にな
る。そこで、θが“０”でない（一般的な）時
は、タツプ係数の各々にexp（jθ）を掛けることで
C0の値を“１”に制御したのと等価になる。こ
こでC0≒exp（−jθ）であるから、C1にexp（jθ）
を掛けたものを得るには、C1をC0で割るか、C0
の共役C0 *をC1に掛ければ良い。前者の場合は、
Real(C1/C0)が“０”になるようにサンプリング
位相を制御することに対応する。なお、後者は、
Real(C1/C0)の式を次のように変形することによ
つて得られる。
べると、前述したように、搬送波位相誤差θがあ
ると、自動適応等化器３６の各タツプ係数は、θ
＝０であつたときの値にexp（jθ）を掛けた値にな
る。そこで、θが“０”でない（一般的な）時
は、タツプ係数の各々にexp（jθ）を掛けることで
C0の値を“１”に制御したのと等価になる。こ
こでC0≒exp（−jθ）であるから、C1にexp（jθ）
を掛けたものを得るには、C1をC0で割るか、C0
の共役C0 *をC1に掛ければ良い。前者の場合は、
Real(C1/C0)が“０”になるようにサンプリング
位相を制御することに対応する。なお、後者は、
Real(C1/C0)の式を次のように変形することによ
つて得られる。
Real(C1/C0)＝Real（C1C0 *／C0C0 *）
＝Real（C1C0 *）／｜C0｜2 (1)
ここで｜C0｜≒１とみなせるので、
Real(C1/C0)≒Real（C1C0 *） (2)
したがつてReal（C1C0 *）の値をタイミング情報
teとして用いることができる。
teとして用いることができる。
簡単のために
Real（C0）＝CI0，Real（C1）＝CI1｜
Imag（C0）＝CQ0，Imag（C1）＝CQ1 (3)
と表わすと、Real（C1C0 *）の演算は、
Real（C1C0 *）＝Real〔（CI1＋jCQ1）（CI0−
jCQ0）〕 ＝Real〔（CI1・CI0＋CQ1・
CQ0） ＋ｊ（CQ1・CQ0−CI1・CQ0）〕 ＝CI1・CI0＋CQ1・CQ0 (4) となる。演算器６０はこの演算を行ない、実数部
のみの結果をループフイルタ７０へタイミング情
報teとして出力する。そこで、最適のサンプリン
グタイミングを得るためには、Real（C1C0 *）が
正ならばサンプリングの位相を早め、負ならば遅
くすれば良い。なお、第１図においては、演算器
６０において、Real（C1C0 *）を求める場合が示
されているが、演算部６０の構成をReal(C1/C0)
を求めるように変更することもできる。この場合
にも、Real（C1C0 *）と同等のReal(C1/C0)の値を
タイミング情報teとして出力することができる。
jCQ0）〕 ＝Real〔（CI1・CI0＋CQ1・
CQ0） ＋ｊ（CQ1・CQ0−CI1・CQ0）〕 ＝CI1・CI0＋CQ1・CQ0 (4) となる。演算器６０はこの演算を行ない、実数部
のみの結果をループフイルタ７０へタイミング情
報teとして出力する。そこで、最適のサンプリン
グタイミングを得るためには、Real（C1C0 *）が
正ならばサンプリングの位相を早め、負ならば遅
くすれば良い。なお、第１図においては、演算器
６０において、Real（C1C0 *）を求める場合が示
されているが、演算部６０の構成をReal(C1/C0)
を求めるように変更することもできる。この場合
にも、Real（C1C0 *）と同等のReal(C1/C0)の値を
タイミング情報teとして出力することができる。
タイミング情報teはループフイルタ７０を介し
て電圧制御発振器（VCO）１２へ制御電圧信号
７２として入力される。したがつて自動等化器３
６、演算器６０、ループフイルタ７０、および
VCO１２によつてタイミング抽出PLLの帰還ル
ープが形成される。VCO１２は制御電圧信号７
２に応じて発振周波数sすなわちその発振周期が
可変の発振器である。これは比較的高い安定度を
要求されるが、発振周期の可変範囲は、たとえば
±0.1％程度の狭い範囲で十分であるので、簡略
なデイジタル回路にて構成することができる。た
とえば9.6MHzの基本周波数を1/1000に分周すれ
ば9600Hzが得られるが、1/999または1/1001に分
周することによつてその発振周期は9600Hzの場合
と比較して0.1％それぞれ短かく、または長くな
る。
て電圧制御発振器（VCO）１２へ制御電圧信号
７２として入力される。したがつて自動等化器３
６、演算器６０、ループフイルタ７０、および
VCO１２によつてタイミング抽出PLLの帰還ル
ープが形成される。VCO１２は制御電圧信号７
２に応じて発振周波数sすなわちその発振周期が
可変の発振器である。これは比較的高い安定度を
要求されるが、発振周期の可変範囲は、たとえば
±0.1％程度の狭い範囲で十分であるので、簡略
なデイジタル回路にて構成することができる。た
とえば9.6MHzの基本周波数を1/1000に分周すれ
ば9600Hzが得られるが、1/999または1/1001に分
周することによつてその発振周期は9600Hzの場合
と比較して0.1％それぞれ短かく、または長くな
る。
ループフイルタ７０は、演算器６０から入力さ
れるタイミング情報teから、VCO１２の発振周
期の変化分Δtを表わす制御電圧信号７２を形成
する。したがつてVCO１２は、Δtが正であれば
その発振周期を0.1％短くし、負であれば0.1％長
くし、０であれば正確な9600Hzのクロツクsを出
力する。こののように、Δtを正または負にする
ことによつてシンボルサンプラ３０におけるサン
プリングの時点すなわち位相を調整し、サンプリ
ングの同期がとれると定常的にはΔtは０である。
なお、ここに記載した各数値は説明のための一例
にすぎない。
れるタイミング情報teから、VCO１２の発振周
期の変化分Δtを表わす制御電圧信号７２を形成
する。したがつてVCO１２は、Δtが正であれば
その発振周期を0.1％短くし、負であれば0.1％長
くし、０であれば正確な9600Hzのクロツクsを出
力する。こののように、Δtを正または負にする
ことによつてシンボルサンプラ３０におけるサン
プリングの時点すなわち位相を調整し、サンプリ
ングの同期がとれると定常的にはΔtは０である。
なお、ここに記載した各数値は説明のための一例
にすぎない。
本発明によるタイミング情報抽出装置は、実用
上ほぼ最適に近いサンプリングのタイミングが得
られるばかりでなく、タイミング情報抽出のため
の演算量が非常に少なく、タイミング抽出PLL、
搬送波位相制御PLLおよび等価器などの適応動
作を安定かつ高速に収束させることができる。し
たがつて初期トレーニングに必要な時間を短縮さ
せることができる。なお、サンプリング時点の最
適値からの誤差は等化器によつて吸収、等化する
ことができる。
上ほぼ最適に近いサンプリングのタイミングが得
られるばかりでなく、タイミング情報抽出のため
の演算量が非常に少なく、タイミング抽出PLL、
搬送波位相制御PLLおよび等価器などの適応動
作を安定かつ高速に収束させることができる。し
たがつて初期トレーニングに必要な時間を短縮さ
せることができる。なお、サンプリング時点の最
適値からの誤差は等化器によつて吸収、等化する
ことができる。
図は本発明によるタイミング情報抽出装置を電
話回線用MODEMに適用した実施例を示すブロ
ツク図である。 主要部分の符号の説明 １２……電圧制御発振
器、３０……シンボルサンプラ、３６……自動適
応等化器、６０……演算器、７０……ループフイ
ルタ。
話回線用MODEMに適用した実施例を示すブロ
ツク図である。 主要部分の符号の説明 １２……電圧制御発振
器、３０……シンボルサンプラ、３６……自動適
応等化器、６０……演算器、７０……ループフイ
ルタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 複数のタツプを含む自動等化器と、 該自動等化器の入力に接続され、基底帯域に復
調されたライン信号をサンプリングして該自動等
化器に入力するサンプリング回路と、 該サンプリング回路におけるサンプリングの位
相を制御する制御回路とを有し、前記複数のタツ
プの係数は複素数からなり、 前記制御回路は、前記自動等化器の中央タツプ
の係数C0、および該中央タツプより１シンボル
期間だけ後段のタツプの係数C1に基づいてサン
プリングの位相を制御するよう構成され、係数
C0の共役複素数C0 *と係数C1とを乗算してその実
数部Real（C1C0 *）を算出し、該実数部の値に基
づいてサンプリングの位相を早めたり遅くしたり
することによつて最適のサンプリング時点を得る
ようになつていることを特徴とするタイミング情
報抽出装置。 ２ 複数のタツプを含む自動等化器と、 該自動等化器の入力に接続され、基底帯域に復
調されたライン信号をサンプリングして該自動等
化器に入力するサンプリング回路と、 該サンプリング回路におけるサンプリングの位
相を制御する制御回路とを有し、前記複数のタツ
プの係数は複素数からなり、 前記制御回路は、前記自動等化器の中央タツプ
の係数C0、および該中央タツプより１シンボル
期間だけ後段のタツプの係数C1に基づいてサン
プリングの位相を制御するよう構成され、C1／
C0の演算を行ない、その実数部Real（C1／C0）を
算出し、該実数部の値に基づいてサンプリングの
位相を早めたり遅くしたりすることによつて最適
のサンプリング時点を得るようになつていること
を特徴とするタイミング情報抽出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57122678A JPS5913453A (ja) | 1982-07-14 | 1982-07-14 | タイミング情報抽出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57122678A JPS5913453A (ja) | 1982-07-14 | 1982-07-14 | タイミング情報抽出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5913453A JPS5913453A (ja) | 1984-01-24 |
| JPH0430220B2 true JPH0430220B2 (ja) | 1992-05-21 |
Family
ID=14841920
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57122678A Granted JPS5913453A (ja) | 1982-07-14 | 1982-07-14 | タイミング情報抽出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5913453A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2728394B2 (ja) * | 1986-08-25 | 1998-03-18 | 株式会社日立製作所 | 半導体集積回路装置 |
| JPH03245628A (ja) * | 1990-02-23 | 1991-11-01 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 時分割多重アクセス装置の端末装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1490586A (en) * | 1974-08-22 | 1977-11-02 | Instrumentation Labor Inc | Apparatus for culturing cells |
| JPS5321244A (en) * | 1976-08-10 | 1978-02-27 | Kuraray Co Ltd | Construction sheet material having tenacity |
-
1982
- 1982-07-14 JP JP57122678A patent/JPS5913453A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5913453A (ja) | 1984-01-24 |
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