JPH04308420A - モータ制御装置 - Google Patents
モータ制御装置Info
- Publication number
- JPH04308420A JPH04308420A JP3100490A JP10049091A JPH04308420A JP H04308420 A JPH04308420 A JP H04308420A JP 3100490 A JP3100490 A JP 3100490A JP 10049091 A JP10049091 A JP 10049091A JP H04308420 A JPH04308420 A JP H04308420A
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- JP
- Japan
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- fet
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＦＥＴを用いたインバー
タ方式のモータ制御装置、特に過電流制御回路に関する
ものである。
タ方式のモータ制御装置、特に過電流制御回路に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】直流を電源として多相交流ブラシレスモ
ータの回転を制御する手段として、従来図５に示す如き
回路をもつものが広く使用されている。この回路は６個
のトランジスタＱ１ 〜Ｑ６ と、制御回路ＣＯＮＴか
らなるインバータ回路を用いて直流を交流に変換すると
共に、出力電圧を制御して３相ブラシレスモータＭの回
転を制御するものである。この場合過負荷によるモータ
やトランジスタの性能劣化などを防ぐことが要求される
。 そこで従来からモータ回路の電流が、過電流領域になっ
たことを検出する回路を用い、過電流発生時トランジス
タＱ１ 〜Ｑ６ をすべてオフとしてモータ電流を直ち
に遮断する方策がとられている。例えばその代表的なも
のの一つはトランジスタインバータの入力回路に分流器
を直列に接続して、その検出電圧を誤差増幅器において
過電流設定基準電圧と比較する事により過電流状態を検
出し、その出力により制御回路ＣＯＮＴを制御してトラ
ンジスタＱ１ 〜Ｑ６ をすべてオフする分流器方式で
ある。 また他の方法は図６（ａ）のように、トランジスタイン
バータの入力導体Ｌの電流変化を磁束の変化として検出
する鉄心Ｃと、その磁束の変化に直線的に比例する抵抗
値の変化特性を検出する磁気抵抗素子Ｈを鉄心Ｃのギャ
ップＧにはさみこんだ電流検出装置を用い、これを図６
（ｂ）のように、磁気抵抗素子Ｈの抵抗Ｒ１ と抵抗Ｒ
２ ，Ｒ３ 、定電圧素子ＤＺおよび誤差増幅器ＡＭＰ
からなる回路を形成して、過電流状態を検出するいわゆ
るホール素子方式である。
ータの回転を制御する手段として、従来図５に示す如き
回路をもつものが広く使用されている。この回路は６個
のトランジスタＱ１ 〜Ｑ６ と、制御回路ＣＯＮＴか
らなるインバータ回路を用いて直流を交流に変換すると
共に、出力電圧を制御して３相ブラシレスモータＭの回
転を制御するものである。この場合過負荷によるモータ
やトランジスタの性能劣化などを防ぐことが要求される
。 そこで従来からモータ回路の電流が、過電流領域になっ
たことを検出する回路を用い、過電流発生時トランジス
タＱ１ 〜Ｑ６ をすべてオフとしてモータ電流を直ち
に遮断する方策がとられている。例えばその代表的なも
のの一つはトランジスタインバータの入力回路に分流器
を直列に接続して、その検出電圧を誤差増幅器において
過電流設定基準電圧と比較する事により過電流状態を検
出し、その出力により制御回路ＣＯＮＴを制御してトラ
ンジスタＱ１ 〜Ｑ６ をすべてオフする分流器方式で
ある。 また他の方法は図６（ａ）のように、トランジスタイン
バータの入力導体Ｌの電流変化を磁束の変化として検出
する鉄心Ｃと、その磁束の変化に直線的に比例する抵抗
値の変化特性を検出する磁気抵抗素子Ｈを鉄心Ｃのギャ
ップＧにはさみこんだ電流検出装置を用い、これを図６
（ｂ）のように、磁気抵抗素子Ｈの抵抗Ｒ１ と抵抗Ｒ
２ ，Ｒ３ 、定電圧素子ＤＺおよび誤差増幅器ＡＭＰ
からなる回路を形成して、過電流状態を検出するいわゆ
るホール素子方式である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしモータを駆動源
とする小型移動車輛のように、機器の搭載スペースに大
きな制約を受けるものにあっては、モータ制御回路、過
電流制御回路などの周辺回路装置を、極力小型に形成す
ることが強く要求されるが、前記のような分流器方式や
ホール素子方式ではその要求に応えにくい。即ち制御回
路や過電流制御回路の誤差増幅器などは、ＩＣ回路など
により極めて小型に形成できるが、分流器やホール素子
を小型に形成することは難しい。これに加えて分流式の
場合にはＩ２ Ｒの損失を生じるため、バッテリ電源を
モータの駆動源とする小型移動車輛のように、駆動電力
の制約が大きいものにとっては不利である。また以上の
ような周辺機器の大型化を防ぐ手段として、図７のトラ
ンジスタのコレクタ・エミッタ間電圧降下を利用するこ
とが考えられる。しかし周知のようにベース電流ＩＢ
をパラメータとした、コレクタ・エミッタ間電圧降下Ｖ
ＣＥとコレクタ電流ＩＣ の関係は、図７のように急激
な立上りの非直線性をもつ。従ってコレクタ電流ＩＣ
の変化に対するコレクタ・エミッタ間電圧降下ＶＣＥの
変化が著しく小さくため、過電流状態の検出が難しく、
モータ電流が設定された過電流領域を僅かに越えても過
電流と判定して、モータの電力供給が停止される欠点が
ある。従ってこの方式では小型にできても、動作の信頼
性など性能上の問題があるため実用化が難しい。
とする小型移動車輛のように、機器の搭載スペースに大
きな制約を受けるものにあっては、モータ制御回路、過
電流制御回路などの周辺回路装置を、極力小型に形成す
ることが強く要求されるが、前記のような分流器方式や
ホール素子方式ではその要求に応えにくい。即ち制御回
路や過電流制御回路の誤差増幅器などは、ＩＣ回路など
により極めて小型に形成できるが、分流器やホール素子
を小型に形成することは難しい。これに加えて分流式の
場合にはＩ２ Ｒの損失を生じるため、バッテリ電源を
モータの駆動源とする小型移動車輛のように、駆動電力
の制約が大きいものにとっては不利である。また以上の
ような周辺機器の大型化を防ぐ手段として、図７のトラ
ンジスタのコレクタ・エミッタ間電圧降下を利用するこ
とが考えられる。しかし周知のようにベース電流ＩＢ
をパラメータとした、コレクタ・エミッタ間電圧降下Ｖ
ＣＥとコレクタ電流ＩＣ の関係は、図７のように急激
な立上りの非直線性をもつ。従ってコレクタ電流ＩＣ
の変化に対するコレクタ・エミッタ間電圧降下ＶＣＥの
変化が著しく小さくため、過電流状態の検出が難しく、
モータ電流が設定された過電流領域を僅かに越えても過
電流と判定して、モータの電力供給が停止される欠点が
ある。従ってこの方式では小型にできても、動作の信頼
性など性能上の問題があるため実用化が難しい。
【０００４】
【発明の目的】本発明は前記従来の分流器方式やホール
素子方式に比べて著しく小型、しかも過電流制御性能に
おいてもすぐれた回路を提示するものである。
素子方式に比べて著しく小型、しかも過電流制御性能に
おいてもすぐれた回路を提示するものである。
【０００５】
【課題を解決するための本発明の手段】本発明は従来装
置を示す前記図５のインバータを構成するトランジスタ
Ｑ１ 〜Ｑ６ 、即ちベース，コレクタ，エミッタから
なるトランジスタに代えてＦＥＴを用い、そのオン時に
おけるドレイン・ソース間の電圧降下を過電流検出に利
用することにより、装置を大形化したりする分流器など
を用いることなく効果的な過電流の検出と制御が可能に
なるとを明らかにしてなされたものである。即ちＦＥＴ
のゲート電圧ＶＧ をパラメータとすると、ＦＥＴオン
時のドレイン・ソース間の電圧降下ＶＤＳと、ドレイン
電流ＩＤ とは、図１のように広い範囲に亘って直線的
な比例関係を有する。しかもその傾斜は通常のトランジ
スタのそれに比べて遙かに緩やかであるため、ドレイン
電流の変化に比例した十分大きなドレイン・ソース間電
圧降下の変化を得ることができる。従って制御電流領域
と過電流領域との間に大きな差をもたせることができる
ので、効果的な過電流の検出が可能である。
置を示す前記図５のインバータを構成するトランジスタ
Ｑ１ 〜Ｑ６ 、即ちベース，コレクタ，エミッタから
なるトランジスタに代えてＦＥＴを用い、そのオン時に
おけるドレイン・ソース間の電圧降下を過電流検出に利
用することにより、装置を大形化したりする分流器など
を用いることなく効果的な過電流の検出と制御が可能に
なるとを明らかにしてなされたものである。即ちＦＥＴ
のゲート電圧ＶＧ をパラメータとすると、ＦＥＴオン
時のドレイン・ソース間の電圧降下ＶＤＳと、ドレイン
電流ＩＤ とは、図１のように広い範囲に亘って直線的
な比例関係を有する。しかもその傾斜は通常のトランジ
スタのそれに比べて遙かに緩やかであるため、ドレイン
電流の変化に比例した十分大きなドレイン・ソース間電
圧降下の変化を得ることができる。従って制御電流領域
と過電流領域との間に大きな差をもたせることができる
ので、効果的な過電流の検出が可能である。
【０００６】本発明は以上から着想してなされたもので
ある。即ち図２に示すようにインバータを形成するトラ
ンジスタとしてＦＥＴＱ１ ’〜Ｑ６ ’を用い、モー
タＭの第１相，第２相，第３相のモータ電流に比例する
ＦＥＴＱ１ ’〜Ｑ６ ’のドレイン・ソース間電圧降
下ＶＤＳ４ ，ＶＤＳ５ ，ＶＤＳ６ を、制御回路Ｃ
ＯＮＴによるＦＥＴの導通タイミングに合わせてスイッ
チ駆動回路ＳＣによりオンされる３個のスイッチＡＳ１
，ＡＳ２ ，ＡＳ３ により直列的に順次検出する。 そして例えばこれを誤差増幅器ＡＭＰにおいて過電流の
設定基準電圧ＶＳ と比較して、前記電圧降下ＶＤＳ４
〜ＶＤＳ６ が設定基準電圧を越えたとき過電流と判
定して、このとき生じた出力により駆動信号の振分回路
ＣＤを制御し、何れの相に過電流を生じても制御回路Ｃ
ＯＮＴへ駆動信号が供給されるのを停止して、すべての
ＦＥＴをオフにすることにより過電流を流さないように
したものである。以上のようにすれば従来のように分流
器やホール素子を用いる必要がないので、過電流回路を
小型にでき、モータ制御装置を小形に形成できる。次に
本発明の実施例について説明する。
ある。即ち図２に示すようにインバータを形成するトラ
ンジスタとしてＦＥＴＱ１ ’〜Ｑ６ ’を用い、モー
タＭの第１相，第２相，第３相のモータ電流に比例する
ＦＥＴＱ１ ’〜Ｑ６ ’のドレイン・ソース間電圧降
下ＶＤＳ４ ，ＶＤＳ５ ，ＶＤＳ６ を、制御回路Ｃ
ＯＮＴによるＦＥＴの導通タイミングに合わせてスイッ
チ駆動回路ＳＣによりオンされる３個のスイッチＡＳ１
，ＡＳ２ ，ＡＳ３ により直列的に順次検出する。 そして例えばこれを誤差増幅器ＡＭＰにおいて過電流の
設定基準電圧ＶＳ と比較して、前記電圧降下ＶＤＳ４
〜ＶＤＳ６ が設定基準電圧を越えたとき過電流と判
定して、このとき生じた出力により駆動信号の振分回路
ＣＤを制御し、何れの相に過電流を生じても制御回路Ｃ
ＯＮＴへ駆動信号が供給されるのを停止して、すべての
ＦＥＴをオフにすることにより過電流を流さないように
したものである。以上のようにすれば従来のように分流
器やホール素子を用いる必要がないので、過電流回路を
小型にでき、モータ制御装置を小形に形成できる。次に
本発明の実施例について説明する。
【０００７】
【実施例】図３は本発明の一実施例回路図、図４はその
動作説明用の波形図である。図３においてＱ１ ’〜Ｑ
６ ’はＦＥＴであって、Ｑ１ ’とＱ４ ’、Ｑ２
’とＱ５ ’、およびＱ３ ’とＱ６ ’のソースとド
レインとはそれぞれ直列接続される。またＱ１ ’，Ｑ
２ ’，Ｑ３ ’のドレインは共通接続されて直流電源
の正極性に接続され、Ｑ４ ’，Ｑ５ ’およびＱ６
’のソースは共通接続されて、直流電源の負極性端子に
接続される。Ｍは３相ブラシレスモータであって、その
入力端子ｍ１ ，ｍ２ ，ｍ３ はＦＥＴＱ４ ’，Ｑ
５ ’およびＱ６ ’のドレインに接続される。そして
制御回路ＣＯＮＴにより、先ずＦＥＴＱ３ ’とＱ４
’、次にＱ１’とＱ５ ’、更にＱ２ ’とＱ６ ’…
…の順序でオンして、モータＭを駆動する。Ｔはタイミ
ング回路であって、３個のアナログスイッチＡＳ１ ，
ＡＳ２ 及びＡＳ３ から形成され、そのそれぞれの一
端はＦＥＴＱ４ ’，Ｑ５ ’およびＱ６ ’のドレイ
ンに接続され、他端は後記過電流検出回路の電流制限抵
抗Ｒを介して共通接続される。そしてＦＥＴＱ４ ’，
Ｑ５ ’およびＱ６ ’のゲート駆動信号と同期してＱ
４ ’，Ｑ５ ’およびＱ６ ’のオン期間毎に制御回
路ＣＯＮＴから送出されるタイミング信号により、図４
（ｄ）（ｅ）（ｆ）のようにオン動作して、図４（ａ）
（ｂ）（ｃ）のようにＦＥＴＱ４ ’，Ｑ５ ’，Ｑ６
’に流れた、モータ電流によるドレイン・ソース間電
圧降下ＶＤＳ４ ，ＶＤＳ５ ，ＶＤＳ６ を図４（ｇ
）のように増幅器ＡＭＰに入力する。ＯＩは過電流検出
回路であって、次の各部から形成される。Ｒは加算抵抗
、ＡＭＰは増幅器、ＭＤは平均値過電流検出回路であっ
て、このうち、Ｒ４ ，Ｒ５ ，Ｃは増幅器ＡＭＰの出
力の平均値を得る抵抗，コンデンサ、Ｑ７ はトランジ
スタ、ＤＺ１ は基準平均値電圧ＶＳ１ の設定用定電
圧素子、例えばツェナダイオード、Ｒ６ は電流制限用
抵抗、Ｔｈｙはサイリスタである。ＰＤは尖頭値過電流
検出回路であって、基準尖頭値電圧ＶＳ２の設定用定電
圧素子、例えばツェナダイオードＤＺ２ と電流制限抵
抗Ｒ７ から形成される。ＣＣは制御回路の駆動回路で
あって、６個の信号振分回路、例えばゲートＩＣである
ＩＣ１ 〜ＩＣ６ からなる。そして前記した平均値過
電流検出回路ＭＤは、図４（ｇ）に示す増幅器ＡＭＰの
出力を抵抗Ｒ４ ，Ｒ５ ，コンデンサＣにより平滑し
た出力、即ち図４（ｈ）の平均値出力ＶＭ が、図（ｈ
）中に示すツェナダイオードＤＺ１ による基準電圧Ｖ
Ｓ１を越えたとき、サイリスタＴｈｙのゲートに電流を
流してこれをオンとする。そしてこれにより各ゲートＩ
Ｃ１ 〜ＩＣ６ の一方の端子の入力レベルがＬｏｗレ
ベルになったとき、他方の端子に加えられている制御回
路ＣＯＮＴの駆動信号ｑ１ 〜ｑ６ を受け付けないよ
うにしてＦＥＴＱ１ ’〜Ｑ６’をすべてオフにする。 また尖頭値過電流検出回路ＰＤは、増幅器ＡＭＰの出力
の瞬時値ＶＰ が、図４（ｈ）に示すツェナダイオード
ＤＺ２ による基準電圧ＶＳ２を越えたとき、サイリス
タＴｈｙをオンさせて制御回路ＣＯＮＴの駆動信号ｑ１
〜ｑ６ を受け付けないようにする。そしてＦＥＴＱ
１ ’〜Ｑ６ ’をすべてオフにして、ブラシレスモー
タＭへ過電流を流さないようにする。なお必要に応じて
平均値または瞬時値過電流検出回路を省略できる。
動作説明用の波形図である。図３においてＱ１ ’〜Ｑ
６ ’はＦＥＴであって、Ｑ１ ’とＱ４ ’、Ｑ２
’とＱ５ ’、およびＱ３ ’とＱ６ ’のソースとド
レインとはそれぞれ直列接続される。またＱ１ ’，Ｑ
２ ’，Ｑ３ ’のドレインは共通接続されて直流電源
の正極性に接続され、Ｑ４ ’，Ｑ５ ’およびＱ６
’のソースは共通接続されて、直流電源の負極性端子に
接続される。Ｍは３相ブラシレスモータであって、その
入力端子ｍ１ ，ｍ２ ，ｍ３ はＦＥＴＱ４ ’，Ｑ
５ ’およびＱ６ ’のドレインに接続される。そして
制御回路ＣＯＮＴにより、先ずＦＥＴＱ３ ’とＱ４
’、次にＱ１’とＱ５ ’、更にＱ２ ’とＱ６ ’…
…の順序でオンして、モータＭを駆動する。Ｔはタイミ
ング回路であって、３個のアナログスイッチＡＳ１ ，
ＡＳ２ 及びＡＳ３ から形成され、そのそれぞれの一
端はＦＥＴＱ４ ’，Ｑ５ ’およびＱ６ ’のドレイ
ンに接続され、他端は後記過電流検出回路の電流制限抵
抗Ｒを介して共通接続される。そしてＦＥＴＱ４ ’，
Ｑ５ ’およびＱ６ ’のゲート駆動信号と同期してＱ
４ ’，Ｑ５ ’およびＱ６ ’のオン期間毎に制御回
路ＣＯＮＴから送出されるタイミング信号により、図４
（ｄ）（ｅ）（ｆ）のようにオン動作して、図４（ａ）
（ｂ）（ｃ）のようにＦＥＴＱ４ ’，Ｑ５ ’，Ｑ６
’に流れた、モータ電流によるドレイン・ソース間電
圧降下ＶＤＳ４ ，ＶＤＳ５ ，ＶＤＳ６ を図４（ｇ
）のように増幅器ＡＭＰに入力する。ＯＩは過電流検出
回路であって、次の各部から形成される。Ｒは加算抵抗
、ＡＭＰは増幅器、ＭＤは平均値過電流検出回路であっ
て、このうち、Ｒ４ ，Ｒ５ ，Ｃは増幅器ＡＭＰの出
力の平均値を得る抵抗，コンデンサ、Ｑ７ はトランジ
スタ、ＤＺ１ は基準平均値電圧ＶＳ１ の設定用定電
圧素子、例えばツェナダイオード、Ｒ６ は電流制限用
抵抗、Ｔｈｙはサイリスタである。ＰＤは尖頭値過電流
検出回路であって、基準尖頭値電圧ＶＳ２の設定用定電
圧素子、例えばツェナダイオードＤＺ２ と電流制限抵
抗Ｒ７ から形成される。ＣＣは制御回路の駆動回路で
あって、６個の信号振分回路、例えばゲートＩＣである
ＩＣ１ 〜ＩＣ６ からなる。そして前記した平均値過
電流検出回路ＭＤは、図４（ｇ）に示す増幅器ＡＭＰの
出力を抵抗Ｒ４ ，Ｒ５ ，コンデンサＣにより平滑し
た出力、即ち図４（ｈ）の平均値出力ＶＭ が、図（ｈ
）中に示すツェナダイオードＤＺ１ による基準電圧Ｖ
Ｓ１を越えたとき、サイリスタＴｈｙのゲートに電流を
流してこれをオンとする。そしてこれにより各ゲートＩ
Ｃ１ 〜ＩＣ６ の一方の端子の入力レベルがＬｏｗレ
ベルになったとき、他方の端子に加えられている制御回
路ＣＯＮＴの駆動信号ｑ１ 〜ｑ６ を受け付けないよ
うにしてＦＥＴＱ１ ’〜Ｑ６’をすべてオフにする。 また尖頭値過電流検出回路ＰＤは、増幅器ＡＭＰの出力
の瞬時値ＶＰ が、図４（ｈ）に示すツェナダイオード
ＤＺ２ による基準電圧ＶＳ２を越えたとき、サイリス
タＴｈｙをオンさせて制御回路ＣＯＮＴの駆動信号ｑ１
〜ｑ６ を受け付けないようにする。そしてＦＥＴＱ
１ ’〜Ｑ６ ’をすべてオフにして、ブラシレスモー
タＭへ過電流を流さないようにする。なお必要に応じて
平均値または瞬時値過電流検出回路を省略できる。
【０００８】
【発明の効果】以上から明らかなように本発明では過電
流の検出を、ドレイン電流とドレイン・ソース間電圧降
下の間に広い直線関係をもつＦＥＴにより行い、従来の
ように分流器やホール素子を用いることなく効果的に過
電流の検出を行うようにしているので、過電流制御回路
及びモータ制御回路を小形に形成できる。
流の検出を、ドレイン電流とドレイン・ソース間電圧降
下の間に広い直線関係をもつＦＥＴにより行い、従来の
ように分流器やホール素子を用いることなく効果的に過
電流の検出を行うようにしているので、過電流制御回路
及びモータ制御回路を小形に形成できる。
【図１】ＦＥＴのドレイン・ソース間電圧降下とドレイ
ン電流の関係図である。
ン電流の関係図である。
【図２】本発明の基本回路図である。
【図３】本発明の一実施例回路図である。
【図４】本発明の一実施例の動作説明用波形図である。
【図５】従来のモータ制御装置の概略図である。
【図６】過電流検出用ホール素子の説明図である。
【図７】トランジスタのコレクタ・エミッタ間電圧降下
とコレクタ電流の関係図である。
とコレクタ電流の関係図である。
Ｑ１ 〜Ｑ６ トランジスタ
ＣＯＮＴ 制御回路
Ｍ ブラシレスモータ
Ｌ モータの接続導線
Ｃ 鉄心
Ｇ ギャップ
Ｈ 磁気抵抗素子
Ｒ１ ，Ｒ２ ，Ｒ３ 抵抗
ＤＺ 定電圧素子
Ｑ１ ’〜Ｑ６ ’ ＦＥＴ
ＡＳ１ ，ＡＳ２ ，ＡＳ３ アナログスイッチＳ
Ｃ スイッチ駆動回路 ＣＣ 制御回路の駆動回路 ＯＩ 過電流検出回路 Ｒ 電流制限抵抗 ＡＭＰ 増幅器 ＭＤ 平均値過電流検出回路 Ｒ４ ，Ｃ，Ｒ５ 平滑回路を形成する抵抗，コン
デンサＱ７ トランジスタ ＤＺ１ 定電圧素子 Ｒ７ 電流制限抵抗 ＰＤ 瞬時値過電流検出回路 ＤＺ２ 定電圧素子 ＣＣ 制御回路の駆動回路 ＩＣ１ 〜ＩＣ６ 信号振分回路 Ｔｈｙ サイリスタ
Ｃ スイッチ駆動回路 ＣＣ 制御回路の駆動回路 ＯＩ 過電流検出回路 Ｒ 電流制限抵抗 ＡＭＰ 増幅器 ＭＤ 平均値過電流検出回路 Ｒ４ ，Ｃ，Ｒ５ 平滑回路を形成する抵抗，コン
デンサＱ７ トランジスタ ＤＺ１ 定電圧素子 Ｒ７ 電流制限抵抗 ＰＤ 瞬時値過電流検出回路 ＤＺ２ 定電圧素子 ＣＣ 制御回路の駆動回路 ＩＣ１ 〜ＩＣ６ 信号振分回路 Ｔｈｙ サイリスタ
Claims (1)
- 【請求項１】 トランジスタとその制御回路からなる
インバータを用いて、直流電源により交流多相ブラシレ
スモータの回転を制御するモータ制御装置において、前
記トランジスタとしてＦＥＴを用いると共に、このＦＥ
Ｔの導通タイミングに合わせてオンして、前記ブラシレ
スモータの各相電流に比例した前記ＦＥＴのドレインソ
ース間電圧降下をＦＥＴのオン時のみ順次検出するアナ
ログスイッチ回路と、ＦＥＴのオン時の瞬時電圧降下或
いは平均値電圧降下または両者のレベルが過電流設定基
準電圧レベルを越えたとき出力を送出する過電流検出回
路と、この過電流検出回路の出力により、前記制御回路
の駆動信号の受付を停止して前記ＦＥＴのすべてをオフ
する前記制御回路の駆動回路を設けたことを特徴とする
モータ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3100490A JPH04308420A (ja) | 1991-04-05 | 1991-04-05 | モータ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3100490A JPH04308420A (ja) | 1991-04-05 | 1991-04-05 | モータ制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04308420A true JPH04308420A (ja) | 1992-10-30 |
Family
ID=14275378
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3100490A Pending JPH04308420A (ja) | 1991-04-05 | 1991-04-05 | モータ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04308420A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11113163A (ja) * | 1997-10-02 | 1999-04-23 | Mitsubishi Electric Corp | インバータの保護装置 |
| JP2014054042A (ja) * | 2012-09-06 | 2014-03-20 | Furukawa Electric Co Ltd:The | 過電流保護回路 |
| WO2015129049A1 (ja) * | 2014-02-28 | 2015-09-03 | 株式会社安川電機 | 電力変換装置、及び、電力変換装置の短絡保護方法 |
-
1991
- 1991-04-05 JP JP3100490A patent/JPH04308420A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11113163A (ja) * | 1997-10-02 | 1999-04-23 | Mitsubishi Electric Corp | インバータの保護装置 |
| JP2014054042A (ja) * | 2012-09-06 | 2014-03-20 | Furukawa Electric Co Ltd:The | 過電流保護回路 |
| WO2015129049A1 (ja) * | 2014-02-28 | 2015-09-03 | 株式会社安川電機 | 電力変換装置、及び、電力変換装置の短絡保護方法 |
| JPWO2015129049A1 (ja) * | 2014-02-28 | 2017-03-30 | 株式会社安川電機 | 電力変換装置、及び、電力変換装置の短絡保護方法 |
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