JPH04308471A - Ａｃ高圧発生装置 - Google Patents
Ａｃ高圧発生装置Info
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- JPH04308471A JPH04308471A JP3071947A JP7194791A JPH04308471A JP H04308471 A JPH04308471 A JP H04308471A JP 3071947 A JP3071947 A JP 3071947A JP 7194791 A JP7194791 A JP 7194791A JP H04308471 A JPH04308471 A JP H04308471A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電子写真式の複写機，
プリンタの分離・ポスト用ＡＣ（交流）高圧発生装置等
のＡＣ高圧発生装置に関する。
プリンタの分離・ポスト用ＡＣ（交流）高圧発生装置等
のＡＣ高圧発生装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種装置では、負荷である分離
帯電器のｖ−ｉ特性が図９に示す特性なので、負荷の直
流電流を制御するために、ＤＣ（直流）−ＤＣ（直流）
コンバータ回路をＡＣ高圧トランスの２次巻線の低圧側
とグランドの間に挿入していた。
帯電器のｖ−ｉ特性が図９に示す特性なので、負荷の直
流電流を制御するために、ＤＣ（直流）−ＤＣ（直流）
コンバータ回路をＡＣ高圧トランスの２次巻線の低圧側
とグランドの間に挿入していた。
【０００３】特に、直流電流の制御範囲が、正負に渡る
ように広くなると、出力がそれぞれ正負のＤＣ−ＤＣコ
ンバータを挿入する必要があった。
ように広くなると、出力がそれぞれ正負のＤＣ−ＤＣコ
ンバータを挿入する必要があった。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従来例１を図６に示す
。静電分離に必要な直流電流ｉｄｃは、図６に示すよう
にＤＣ−ＤＣコンバータ２２の出力とは逆向きに流す必
要がある。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータ２２は、図
７に示す２次側整流回路のプリーダ抵抗Ｒ２１の抵抗値
を小さくする必要があり、ｉｄｃの制御幅が大きくなる
と著しい電力損失を招く。また図７から明らかなように
複雑な回路構成を必要とする。
。静電分離に必要な直流電流ｉｄｃは、図６に示すよう
にＤＣ−ＤＣコンバータ２２の出力とは逆向きに流す必
要がある。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータ２２は、図
７に示す２次側整流回路のプリーダ抵抗Ｒ２１の抵抗値
を小さくする必要があり、ｉｄｃの制御幅が大きくなる
と著しい電力損失を招く。また図７から明らかなように
複雑な回路構成を必要とする。
【０００５】また直流電流ｉｄｃの制御範囲が広がって
、図８の零近辺から正電流領域まで制御する必要がでて
くると、図１０の従来例２に示すように、可変出力型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ２２とは逆極性の、固定出力型のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ２４を更に挿入する必要が出てくる
。これにより固定出力型コンバータ２４の出力電圧分だ
け、直流電流ｉｄｃの負側の制御範囲が狭くなるので、
可変出力型コンバータ２２の出力制御範囲を更に広げる
必要が出てきて電力損失がますます増大するようになる
。
、図８の零近辺から正電流領域まで制御する必要がでて
くると、図１０の従来例２に示すように、可変出力型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ２２とは逆極性の、固定出力型のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ２４を更に挿入する必要が出てくる
。これにより固定出力型コンバータ２４の出力電圧分だ
け、直流電流ｉｄｃの負側の制御範囲が狭くなるので、
可変出力型コンバータ２２の出力制御範囲を更に広げる
必要が出てきて電力損失がますます増大するようになる
。
【０００６】本発明は、このような問題に鑑みてなされ
たもので、負荷電流の直流成分の制御範囲が広く、ブリ
ーダ抵抗の電力損失の少ないＡＣ高圧発生装置を提供す
ることを目的とするものである。
たもので、負荷電流の直流成分の制御範囲が広く、ブリ
ーダ抵抗の電力損失の少ないＡＣ高圧発生装置を提供す
ることを目的とするものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記目的を達
成するため、ＡＣ高圧発生装置を次の（１）〜（４）の
通りに構成するものである。
成するため、ＡＣ高圧発生装置を次の（１）〜（４）の
通りに構成するものである。
【０００８】（１）ＡＣ高圧トランスと、該ＡＣ高圧ト
ランスの２次巻線の高圧側に設けた出力端と、前記ＡＣ
高圧トランスの２側巻線の低圧側とグランド間に直列に
設けた、ブリーダ抵抗を接続した可変出力直流電源と、
該可変出力直流電源とは逆極性のシリーズレギュレータ
と、負荷電流の直流成分検出回路とを備えたＡＣ高圧発
生装置であって、前記可変出力直流電源は前記直流成分
検出回路の検出信号と基準信号を所定値だけシフトさせ
た信号との差信号により制御されるものであり、前記シ
リーズレギュレータは前記直流成分検出回路の検出信号
と前記基準信号との差信号により制御されるものである
ＡＣ高圧発生装置。
ランスの２次巻線の高圧側に設けた出力端と、前記ＡＣ
高圧トランスの２側巻線の低圧側とグランド間に直列に
設けた、ブリーダ抵抗を接続した可変出力直流電源と、
該可変出力直流電源とは逆極性のシリーズレギュレータ
と、負荷電流の直流成分検出回路とを備えたＡＣ高圧発
生装置であって、前記可変出力直流電源は前記直流成分
検出回路の検出信号と基準信号を所定値だけシフトさせ
た信号との差信号により制御されるものであり、前記シ
リーズレギュレータは前記直流成分検出回路の検出信号
と前記基準信号との差信号により制御されるものである
ＡＣ高圧発生装置。
【０００９】（２）シリーズレギュレータは、高圧ダイ
オードとトランジスタの直列回路と、該直列回路に逆並
列に接続され高圧ダイオードとを備えている前記（１）
記載のＡＣ高圧発生装置。
オードとトランジスタの直列回路と、該直列回路に逆並
列に接続され高圧ダイオードとを備えている前記（１）
記載のＡＣ高圧発生装置。
【００１０】（３）シリーズレギュレータ内に負荷電流
検出回路を設けると共に、該負荷電流検出回路の出力に
応じてＡＣ高圧トランスの駆動を停止する駆動停止手段
を設けた前記（１）記載のＡＣ高圧発生装置。
検出回路を設けると共に、該負荷電流検出回路の出力に
応じてＡＣ高圧トランスの駆動を停止する駆動停止手段
を設けた前記（１）記載のＡＣ高圧発生装置。
【００１１】（４）可変出力直流電源は、ＡＣ高圧トラ
ンスに３次巻線を設け、該３次巻線にシャントレギュレ
ータを接続した前記（１）記載のＡＣ高圧発生装置。
ンスに３次巻線を設け、該３次巻線にシャントレギュレ
ータを接続した前記（１）記載のＡＣ高圧発生装置。
【００１２】
【作用】前記（１）〜（４）の構成により、可変出力直
流電源とシリーズレギュレータは、互いに負荷電流の直
流成分の制御範囲を狹めないように動作し、更に直流成
分が零に近い値のときは負方向の電流がシャントレギュ
レータで制限され、直流成分が負の大きい値のときは可
変出力直流電源の電圧が低くなるので、ブリーダ抵抗の
電力損失が従来例より少なくなる。
流電源とシリーズレギュレータは、互いに負荷電流の直
流成分の制御範囲を狹めないように動作し、更に直流成
分が零に近い値のときは負方向の電流がシャントレギュ
レータで制限され、直流成分が負の大きい値のときは可
変出力直流電源の電圧が低くなるので、ブリーダ抵抗の
電力損失が従来例より少なくなる。
【００１３】更に、（３）の構成では、過負荷電流でＡ
Ｃ高圧トランスの駆動が停止し、（４）の構成では、Ａ
Ｃ高圧トランスの３次巻線で可変出力直流電源の電源供
給が行われる。
Ｃ高圧トランスの駆動が停止し、（４）の構成では、Ａ
Ｃ高圧トランスの３次巻線で可変出力直流電源の電源供
給が行われる。
【００１４】
【実施例】以下本発明を実施例により詳しく説明する。
（第１実施例）図１は、本発明の第１実施例である“Ａ
Ｃ高圧発生装置”の回路図である。図１において、Ｔ１
はＡＣ高圧トランス、Ｔｒ１，Ｔｒ２は、１次側駆動用
のスイッチングトランジスタ、１はプッシュプル出力制
御回路である。ＡＣ高圧トランスＴ１の高圧巻線の出力
は、出力端子Ｐ１を介して分離帯電器に接続される。
Ｃ高圧発生装置”の回路図である。図１において、Ｔ１
はＡＣ高圧トランス、Ｔｒ１，Ｔｒ２は、１次側駆動用
のスイッチングトランジスタ、１はプッシュプル出力制
御回路である。ＡＣ高圧トランスＴ１の高圧巻線の出力
は、出力端子Ｐ１を介して分離帯電器に接続される。
【００１５】Ｔ２は定電圧回路用のコンバータトランス
で、２次側のダイオードＤ１１の整流出力端はＡＣ高圧
トランスＴ１の２次巻線の低圧側に接続される。コンバ
ータトランスＴ２の１次側は、トランジスタＴｒ４で駆
動される。コンバータトランスＴ２の出力電圧は、Ｔｒ
４のベースに接続されたＰＷＭ（パルス幅変調）回路５
によってコレクタ電流の時比率を変えることによって制
御される。Ｒ１１はブリーダ抵抗である。これらＰＷＭ
回路５，トランジスタＴｒ４，コンバータトランスＴ２
，ダイオードＤ１１，ブリーダ抵抗Ｒ１１は、後述の誤
差増幅器４と共に可変出力直流電源を構成している。
で、２次側のダイオードＤ１１の整流出力端はＡＣ高圧
トランスＴ１の２次巻線の低圧側に接続される。コンバ
ータトランスＴ２の１次側は、トランジスタＴｒ４で駆
動される。コンバータトランスＴ２の出力電圧は、Ｔｒ
４のベースに接続されたＰＷＭ（パルス幅変調）回路５
によってコレクタ電流の時比率を変えることによって制
御される。Ｒ１１はブリーダ抵抗である。これらＰＷＭ
回路５，トランジスタＴｒ４，コンバータトランスＴ２
，ダイオードＤ１１，ブリーダ抵抗Ｒ１１は、後述の誤
差増幅器４と共に可変出力直流電源を構成している。
【００１６】コンバータトランスＴ２の２次巻線の低圧
側は、高圧ダイオードＤ１のアノード、高圧ダイオード
Ｄ２のカソードに接続される。高圧ダイオードＤ１のカ
ソードは高圧トランジスタＴｒ３のコレクタに、高圧ダ
イオードＤ２のアノードは高圧（高耐圧ともいう）トラ
ンジスタＴｒ３のエミッタに接続される。これら高圧ダ
イオードＤ１，高圧トランジスタＴｒ３，高圧ダイオー
ドＤ２は、後述の誤差増幅器２と共にシリーズレギュレ
ータを構成している。高圧トランジスタＴｒ３とグラン
ド間に抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１のパラレル回路からな
る負荷電流の直流分の検出回路３が挿入される。
側は、高圧ダイオードＤ１のアノード、高圧ダイオード
Ｄ２のカソードに接続される。高圧ダイオードＤ１のカ
ソードは高圧トランジスタＴｒ３のコレクタに、高圧ダ
イオードＤ２のアノードは高圧（高耐圧ともいう）トラ
ンジスタＴｒ３のエミッタに接続される。これら高圧ダ
イオードＤ１，高圧トランジスタＴｒ３，高圧ダイオー
ドＤ２は、後述の誤差増幅器２と共にシリーズレギュレ
ータを構成している。高圧トランジスタＴｒ３とグラン
ド間に抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１のパラレル回路からな
る負荷電流の直流分の検出回路３が挿入される。
【００１７】検出回路３で検出された電圧は、誤差増幅
器２，４で端子Ｐ２に加えられた基準電圧（ＶＲ ）と
比較される。誤差増幅器２の出力は、検出回路３の検出
出力が端子Ｐ２の基準電圧ＶＲ と等しくなるように高
圧トランジスタＴｒ３のベース電流を制御する。誤差増
幅器４の負入力端子には、端子Ｐ２の基準電圧を抵抗Ｒ
１２，Ｒ１３によって所定レベルだけ正方向にシフトし
た電圧（ＶＲ ＋ＶＴ ）が基準電圧として与えられる
。誤差増幅器４の出力は、ＰＷＭ回路５に入力され、検
出回路３の検出出力と基準電圧（ＶＲ ＋ＶＴ ）が等
しくなるようにコンバータトランスＴ２の２次側整流出
力の大きさを制御する。
器２，４で端子Ｐ２に加えられた基準電圧（ＶＲ ）と
比較される。誤差増幅器２の出力は、検出回路３の検出
出力が端子Ｐ２の基準電圧ＶＲ と等しくなるように高
圧トランジスタＴｒ３のベース電流を制御する。誤差増
幅器４の負入力端子には、端子Ｐ２の基準電圧を抵抗Ｒ
１２，Ｒ１３によって所定レベルだけ正方向にシフトし
た電圧（ＶＲ ＋ＶＴ ）が基準電圧として与えられる
。誤差増幅器４の出力は、ＰＷＭ回路５に入力され、検
出回路３の検出出力と基準電圧（ＶＲ ＋ＶＴ ）が等
しくなるようにコンバータトランスＴ２の２次側整流出
力の大きさを制御する。
【００１８】高圧トランジスタＴｒ３のコレクタ電流を
増やそうとしている時は、誤差増幅器２の出力は正方向
に、誤差増幅器４の出力は負方向に向かうので、コンバ
ータトランスＴ２の整流出力は減少し、負荷電流の負方
向のダイナミックレンジを狭くすることはない。負荷電
流の検出出力が、基準電圧ＶＲ に収束した時点におい
ては、誤差増幅器４は、入力レベルでＶＴ だけ負入力
が高いので出力は低レベルでコンバータトランスＴ２出
力は遮断のままである。
増やそうとしている時は、誤差増幅器２の出力は正方向
に、誤差増幅器４の出力は負方向に向かうので、コンバ
ータトランスＴ２の整流出力は減少し、負荷電流の負方
向のダイナミックレンジを狭くすることはない。負荷電
流の検出出力が、基準電圧ＶＲ に収束した時点におい
ては、誤差増幅器４は、入力レベルでＶＴ だけ負入力
が高いので出力は低レベルでコンバータトランスＴ２出
力は遮断のままである。
【００１９】高圧トランジスタＴｒ３のコレクタ電流を
減らそうとしている時は、誤差増幅器２の出力は負方向
に、誤差増幅器４の出力は正方向に向かうので、コンバ
ータトランスＴ２の整流出力は増加し、負荷電流の正方
向のダイナミックレンジを狭くすることはない。負荷電
流の検出出力が（ＶＲ ＋ＶＴ ）まで低下するとコン
バータトランスＴ２の出力は増加を停止する。（ＶＲ
＋ＶＴ ）を越えてさらにコレクタ電流の低下が可能な
場合は、コレクタ電流の低下とコンバートランスＴ２出
力の低下による検出出力のレベル変動が（ＶＲ ＋ＶＴ
）とＶＲ の間で何回か繰り返される。その後高圧ト
ランジスタＴｒ３が完全に遮断すると（ＶＲ ＋ＶＴ
）に収束する。 このときの収束の様子を図２に示す。
減らそうとしている時は、誤差増幅器２の出力は負方向
に、誤差増幅器４の出力は正方向に向かうので、コンバ
ータトランスＴ２の整流出力は増加し、負荷電流の正方
向のダイナミックレンジを狭くすることはない。負荷電
流の検出出力が（ＶＲ ＋ＶＴ ）まで低下するとコン
バータトランスＴ２の出力は増加を停止する。（ＶＲ
＋ＶＴ ）を越えてさらにコレクタ電流の低下が可能な
場合は、コレクタ電流の低下とコンバートランスＴ２出
力の低下による検出出力のレベル変動が（ＶＲ ＋ＶＴ
）とＶＲ の間で何回か繰り返される。その後高圧ト
ランジスタＴｒ３が完全に遮断すると（ＶＲ ＋ＶＴ
）に収束する。 このときの収束の様子を図２に示す。
【００２０】図２に示すように、直流成分が零に近い値
のときは負方向の電流が高圧トランジスタＴｒ３で制限
され、直流成分が負の大きい値の時はコンバータトラン
スＴ２の出力電圧が低くなるので、ブリーダ抵抗Ｒ１１
での電力損失は従来例より小さくなる。
のときは負方向の電流が高圧トランジスタＴｒ３で制限
され、直流成分が負の大きい値の時はコンバータトラン
スＴ２の出力電圧が低くなるので、ブリーダ抵抗Ｒ１１
での電力損失は従来例より小さくなる。
【００２１】ダイオードＤ２に並列に挿入された抵抗Ｒ
１２は、トランジスタＴｒ３遮断時に過電圧が発生する
のを防止するもので、帯電器負荷の正電圧特性と負電圧
特性の差分が抵抗値として与えられる。
１２は、トランジスタＴｒ３遮断時に過電圧が発生する
のを防止するもので、帯電器負荷の正電圧特性と負電圧
特性の差分が抵抗値として与えられる。
【００２２】（第２実施例）図３は負荷短絡保護回路を
設けた本発明の第２実施例の回路図である。端子Ｐ１に
接続された負荷（帯電器）にリーク等の短絡事故が起る
と、高圧トランスＴ１の出力電圧はコンバータトランス
Ｔ２の出力回路と高圧トランジスタＴｒ３のコレクタ−
エミッタ間に印加されるようになる。
設けた本発明の第２実施例の回路図である。端子Ｐ１に
接続された負荷（帯電器）にリーク等の短絡事故が起る
と、高圧トランスＴ１の出力電圧はコンバータトランス
Ｔ２の出力回路と高圧トランジスタＴｒ３のコレクタ−
エミッタ間に印加されるようになる。
【００２３】図１の実施例のままでは、高圧トランジス
タＴｒ３の破壊やＡＣ高圧トランスＴ１の駆動トランジ
スタＴｒ１，Ｔｒ２の破壊、コンバータトランスＴ２の
２次側整流回路のプリーダ抵抗Ｒ１１の焼損等に至る。
タＴｒ３の破壊やＡＣ高圧トランスＴ１の駆動トランジ
スタＴｒ１，Ｔｒ２の破壊、コンバータトランスＴ２の
２次側整流回路のプリーダ抵抗Ｒ１１の焼損等に至る。
【００２４】本実施例では、過電圧保護用のバリスタＤ
１２と直流電流検出回路３との間に交流電流検出用の抵
抗Ｒ１５を挿入し、抵抗Ｒ１５による検出出力はコンパ
レータ６１で所定値と比較され、検出出力が、所定値を
越えるとコンパレータ６の出力は高レベルとなってＡＣ
高圧トランスＴ１の制御回路に加えられ、スイッチング
トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２が共に遮断される。
１２と直流電流検出回路３との間に交流電流検出用の抵
抗Ｒ１５を挿入し、抵抗Ｒ１５による検出出力はコンパ
レータ６１で所定値と比較され、検出出力が、所定値を
越えるとコンパレータ６の出力は高レベルとなってＡＣ
高圧トランスＴ１の制御回路に加えられ、スイッチング
トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２が共に遮断される。
【００２５】このようにして、帯電ワイヤの断線等によ
る負荷短絡事故に対して、回路が完全に保護されるだけ
でなく、火花リークにより発火，発煙の事故を未然に防
ぐことができる。また、負荷短絡保護のためのＡＣ電流
検出が、新たに整流回路を設けることなく可能となり、
ＡＣ電流検出が、負荷電流の直流成分の検出精度に影響
を与えることなく可能となる。
る負荷短絡事故に対して、回路が完全に保護されるだけ
でなく、火花リークにより発火，発煙の事故を未然に防
ぐことができる。また、負荷短絡保護のためのＡＣ電流
検出が、新たに整流回路を設けることなく可能となり、
ＡＣ電流検出が、負荷電流の直流成分の検出精度に影響
を与えることなく可能となる。
【００２６】（第３実施例）図４は、負荷短絡時の保護
を高圧トランジスタＴｒ３のブレークダウン電流を検出
してＡＣ高圧トランスＴ１の駆動電流を遮断することに
よって実現する実施例である。ＡＣ電流の検出抵抗Ｒ１
５は、高圧トランジスタＴｒ３のエミッタと直流電流検
出回路３の間に挿入される。
を高圧トランジスタＴｒ３のブレークダウン電流を検出
してＡＣ高圧トランスＴ１の駆動電流を遮断することに
よって実現する実施例である。ＡＣ電流の検出抵抗Ｒ１
５は、高圧トランジスタＴｒ３のエミッタと直流電流検
出回路３の間に挿入される。
【００２７】端子Ｐ１に接続された負荷（帯電器）が、
リーク等で短絡すると高圧トランジスタＴｒ３のコレク
タ−５エミッタ間にブレークダウン電圧を上回る過電圧
が印加されて、ブレークダウン電流が流れるようになる
。このブレークダウン電流を抵抗Ｒ１５で検出してコン
パレータ６で所定値と比較する。ブレークダウン電流が
所定値を越えると、コンパレータ６は低レベルから高レ
ベルに反転して高圧ＡＣトランスの１次側駆動トランジ
スタＴｒ１，Ｔｒ２を共に遮断するようになる。
リーク等で短絡すると高圧トランジスタＴｒ３のコレク
タ−５エミッタ間にブレークダウン電圧を上回る過電圧
が印加されて、ブレークダウン電流が流れるようになる
。このブレークダウン電流を抵抗Ｒ１５で検出してコン
パレータ６で所定値と比較する。ブレークダウン電流が
所定値を越えると、コンパレータ６は低レベルから高レ
ベルに反転して高圧ＡＣトランスの１次側駆動トランジ
スタＴｒ１，Ｔｒ２を共に遮断するようになる。
【００２８】このようにして、高圧トランジスタの過電
圧印加による破壊を防ぐために、自身のブレークダウン
電流を検出してＡＣ高圧を遮断することで、高精度で、
安価に対策することができる。
圧印加による破壊を防ぐために、自身のブレークダウン
電流を検出してＡＣ高圧を遮断することで、高精度で、
安価に対策することができる。
【００２９】（第４実施例）図５は、図１のＤＣ−ＤＣ
コンパレータの代わりに、ＡＣ高圧トランスＴ１に３次
巻線Ｌ３を巻いて、シャンレギュレータ７を接続したも
ので、トランジスタＴｒ５のコレクタ電流を制御するこ
とによって、出力電圧すなわち、Ｃ１４，Ｒ１９の両端
電圧を変えることができる。
コンパレータの代わりに、ＡＣ高圧トランスＴ１に３次
巻線Ｌ３を巻いて、シャンレギュレータ７を接続したも
ので、トランジスタＴｒ５のコレクタ電流を制御するこ
とによって、出力電圧すなわち、Ｃ１４，Ｒ１９の両端
電圧を変えることができる。
【００３０】端子Ｐ２への入力信号が高くなると、誤差
増幅器２の出力は上昇してトランジスタＴｒ３のコレク
タ電流を増やし、負荷電流を負の方向に増加させる。
増幅器２の出力は上昇してトランジスタＴｒ３のコレク
タ電流を増やし、負荷電流を負の方向に増加させる。
【００３１】このとき、誤差増幅器４の出力も上昇し、
シャントレギュレータ７のトランジスタＴｒ５のコレク
タ電流を増加させる。高圧トランスＴ１の３次巻線Ｌ３
の出力は、Ｒ１８，Ｃ１２のシリーズインピーダンスに
よる電圧降下によって、トランジスタＴｒ５とコンデン
サＣ１２の共通接続点の電位は低下していき、その倍電
圧出力であるシャントレギュレータ７の出力電圧は低下
していく。このようにして図１のＤＣ−ＤＣコンバータ
と同様の機能を得ることができる。
シャントレギュレータ７のトランジスタＴｒ５のコレク
タ電流を増加させる。高圧トランスＴ１の３次巻線Ｌ３
の出力は、Ｒ１８，Ｃ１２のシリーズインピーダンスに
よる電圧降下によって、トランジスタＴｒ５とコンデン
サＣ１２の共通接続点の電位は低下していき、その倍電
圧出力であるシャントレギュレータ７の出力電圧は低下
していく。このようにして図１のＤＣ−ＤＣコンバータ
と同様の機能を得ることができる。
【００３２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
負荷電流の直流成分の制御範囲が広く、ブリーダ抵抗に
おける電力損失の少ないＡＣ高圧発生装置を提供するこ
とができる。請求項３記載の発明では、更に負荷短絡の
際、ＡＣ高圧発生装置を保護すると共に、負荷における
火花リークによる発光，発煙などの事故を未然に防ぐこ
とができる。
負荷電流の直流成分の制御範囲が広く、ブリーダ抵抗に
おける電力損失の少ないＡＣ高圧発生装置を提供するこ
とができる。請求項３記載の発明では、更に負荷短絡の
際、ＡＣ高圧発生装置を保護すると共に、負荷における
火花リークによる発光，発煙などの事故を未然に防ぐこ
とができる。
【図１】 第１実施例の回路図
【図２】 第１実施例の動作説明図
【図３】 第２実施例の回路図
【図４】 第３実施例の回路図
【図５】 第４実施例の回路図
【図６】 従来例１の概念図
【図７】 従来例１のＤＣ−ＤＣコンバータの構成図
【図８】 従来例１のｉｄｃ−ｖｄｃ特性図
【図９】
分離帯電器のｖ−ｉ特性図
分離帯電器のｖ−ｉ特性図
【図１０】 従来例２
の概念図
の概念図
２，４ 誤差増幅器
５ ＰＷＭ回路
Ｔ１ ＡＣ高圧トランス
Ｐ１ 出力端子
Ｔ２ コンバータトランス
Ｒ１１ ブリーダ抵抗
Ｄ１ 高圧ダイオード
Ｔｒ３ 高圧トランジスタ
Claims (4)
- 【請求項１】 ＡＣ高圧トランスと、該ＡＣ高圧トラ
ンスの２次巻線の高圧側に設けた出力端と、前記ＡＣ高
圧トランスの２側巻線の低圧側とグランド間に直列に設
けた、ブリーダ抵抗を接続した可変出力直流電源と、該
可変出力直流電源とは逆極性のシリーズレギュレータと
、負荷電流の直流成分検出回路とを備えたＡＣ高圧発生
装置であって、前記可変出力直流電源は前記直流成分検
出回路の検出信号と基準信号を所定値だけシフトさせた
信号との差信号により制御されるものであり、前記シリ
ーズレギュレータは前記直流成分検出回路の検出信号と
前記基準信号との差信号により制御されるものであるこ
とを特徴とするＡＣ高圧発生装置。 - 【請求項２】 シリーズレギュレータは、高圧ダイオ
ードとトランジスタの直列回路と、該直列回路に逆並列
に接続され高圧ダイオードとを備えていることを特徴と
する請求項１記載のＡＣ高圧発生装置。 - 【請求項３】 シリーズレギュレータ内に負荷電流検
出回路を設けると共に、該負荷電流検出回路の出力に応
じてＡＣ高圧トランスの駆動を停止する駆動停止手段を
設けたことを特徴とする請求項２記載のＡＣ高圧発生装
置。 - 【請求項４】 可変出力直流電源は、ＡＣ高圧トラン
スに３次巻線を設け、該３次巻線にシャントレギュレー
タを接続したものであることを特徴とする請求項１記載
のＡＣ高圧発生装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3071947A JPH04308471A (ja) | 1991-04-05 | 1991-04-05 | Ａｃ高圧発生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3071947A JPH04308471A (ja) | 1991-04-05 | 1991-04-05 | Ａｃ高圧発生装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04308471A true JPH04308471A (ja) | 1992-10-30 |
Family
ID=13475197
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3071947A Withdrawn JPH04308471A (ja) | 1991-04-05 | 1991-04-05 | Ａｃ高圧発生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04308471A (ja) |
-
1991
- 1991-04-05 JP JP3071947A patent/JPH04308471A/ja not_active Withdrawn
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19980711 |