JPH04309879A - 広域位置判定システム・デジタル・レシーバ - Google Patents

広域位置判定システム・デジタル・レシーバ

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JPH04309879A
JPH04309879A JP3356751A JP35675191A JPH04309879A JP H04309879 A JPH04309879 A JP H04309879A JP 3356751 A JP3356751 A JP 3356751A JP 35675191 A JP35675191 A JP 35675191A JP H04309879 A JPH04309879 A JP H04309879A
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JP
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digital
signals
signal
satellite
phase
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Application number
JP3356751A
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English (en)
Inventor
Howard L Kennedy
ハワード・エル・ケネディ
Thomas M King
トーマス・マイケル・キング
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Motorola Solutions Inc
Original Assignee
Motorola Inc
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Publication date
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S19/00—Satellite radio beacon positioning systems; Determining position, velocity or attitude using signals transmitted by such systems
    • G01S19/01—Satellite radio beacon positioning systems transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
    • G01S19/13—Receivers
    • G01S19/24—Acquisition or tracking or demodulation of signals transmitted by the system
    • G01S19/30—Acquisition or tracking or demodulation of signals transmitted by the system code related

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Position Fixing By Use Of Radio Waves (AREA)

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、無線信号レシーバに関
し、さらに詳しくは広域位置判定システム（ＧＰＳ：ｇ
ｌｏｂａｌ　ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ　ｓｙｓｔｅｍ　
）のデジタル・レシーバに関する。
【０００２】
【従来の技術】広域位置判定システムとは、無線信号を
介して航行情報を送信する衛星網のことである。時間お
よび位置は、これらの無線信号を受信し処理することの
できるレシーバによって計算される。ＧＰＳ衛星網の衛
星は、Ｌバンドで２つのＢＰＳＫ変調信号、すなわち１
５７５．４２ＭＨｚ（Ｌ１）信号と１２２７．６ＭＨｚ
（Ｌ２）信号とを送出する。変調信号には、疑似ランダ
ム雑音コードとデータとが含まれる。Ｌ１信号搬送波は
、クリア捕捉（ｃｌｅａｒ　ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ）
　コード（ＣＡコード）と精度（ｐｒｅｃｉｓｅ）　コ
ード（Ｐコード）とによって直交変調される。ＣＡコー
ドのチッピング・レート（ｃｈｉｐｐｉｎｇ　ｒａｔｅ
）　は、１．０２３ＭＨｚであり、Ｐコードは１０．２
３ＭＨｚである。Ｌ２周波数は、１つのコード、一般に
Ｐコードによってのみ変調される。
【０００３】ＧＰＳレシーバの位置を３次元的に算出し
、かつ時間を判定するためには、ＧＰＳ衛星網のうち少
なくとも４基の衛星を追尾しなければならない。少なく
とも４基の衛星を追尾する１つの方法として、１つのレ
シーバ・チャンネルを割り当てて、各衛星を追尾する方
法がある。この方法は、連続追尾という。４チャンネル
よりも少ないチャンネルで４基の衛星を追尾する別の方
法は、４つ以上の衛星信号の間でチャンネルを時分割す
る必要がある。この種の追尾方法をシーケンシングとい
う。
【０００４】シーケンシング処理中において特定の衛星
信号に固定、あるいは同期するために時間を要すること
により、データの損失が生じることがある。そのため、
このような運用では、時分割動作によって１つの衛星か
ら別の衛星に切り替える際に、制御回路によって高速セ
ットアップが可能な回路を必要とする。さらに、デジタ
ル・レシーバの場合、高ドップラ周波数ではデジタル化
された信号を高速処理するため高速論理が必要がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】最小限の追加コンポー
ネントでチャンネル数を拡大できかつ連続モードでもシ
ーケンシング・モードでも運用できる程度の柔軟なアー
キテクチャと設計を有するレシーバは、最大数の用途に
適用でき、その結果低コスト化が図られる。従来のＧＰ
Ｓレシーバにはこのような柔軟性がなく、そのため低コ
スト化が図れない。また、従来技術の別の欠点は、シー
ケンシングまたは連続追尾モード動作のため複数のチャ
ンネルを処理するため必要なスピードの回路を具現する
、発振器を含む低コストな集積回路チップ・セットを提
供することができないことである。一般に、このような
回路は複数の集積回路とディスクリート部品を必要とし
、これらの集積回路やディスクリート部品は、構成によ
っては、信号遅延と移相とについて整合させなければな
らない。
【０００６】従って、本発明の利点は、高ユーザ速度で
連続モードまたはシーケンシング・モードで動作し、回
路の簡潔化と精度を維持することによって低コスト化を
図ることのできる、マルチチャンネルＧＰＳデジタル・
レシーバを提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明に従って、デジタ
ル方法を用いる新規なＧＰＳレシーバが提供される。デ
ジタルＧＰＳレシーバは、対応する複数の衛星から複数
の符号化衛星信号を受信する。これらの符号化衛星信号
は、レシーバに対して衛星が移動するために生じるドッ
プラ移相効果を示す。デジタルＧＰＳレシーバは、符号
化衛星信号を中間周波数信号に変換することを含む。
【０００８】次に、中間周波数信号は、変換器によりア
ナログ／デジタル変換され、この変換器は複数の中間周
波数信号を対応する複数のデジタル信号に同時に変換す
る。アナログ／デジタル変換器は、相関器デシメータ（
ｃｏｒｒｅｌａｔｏｒ−ｄｅｃｉｍａｔｏｒ）に結合さ
れる。相関器は、複数のデジタル信号のそれぞれをＩチ
ャンネル情報信号およびＱチャンネル情報信号に分離す
る。次に、相関器に結合されるプロセッサが、Ｉおよび
Ｑチャンネル情報信号に応答して、各衛星によって送信
された疑似レンジおよび放送情報を取り出す。
【０００９】本発明の上記およびその他の特長および利
点は、添付の図面と共に以下の詳細な説明から明らかに
なろう。
【００１０】
【実施例】図１は、本発明に従って構成されたＧＰＳレ
シーバの主要機能ブロック図である。図１は、ＧＰＳ衛
星が放送するＬバンド（Ｌ１）信号を受信するのに適し
たアンテナ２０を示す。本実施例は、実質的に半球をカ
バーし、右側の円極を有するマイクロストリップの「パ
ッチ」を用いている。アンテナ出力端子２１は、ダウン
コンバータ２２に接続される。ダウンコンバータ２２の
好適な実施例の詳細は図２において示されている。ダウ
ンコンバータ２２の出力は、周波数変換された衛星信号
を含む、中間周波数信号２３である。
【００１１】出力２３は、デジタル相関器デシメータ２
４に接続される。デジタル相関器デシメータ２４は２種
類の出力、すなわち高速出力２５とバス２６上のデシメ
ート出力とを有する。高速出力２５は２つの信号、すな
わち非相関デジタル化同相「Ｉ」信号と直交「Ｑ」信号
とを与える。信号２５は、ブロック３０に接続され、こ
のブロック３０には互いに並行動作可能な複数のチャン
ネルを追加することもできる。チャンネル数を拡大でき
ることにより、単純な単チャンネル・シーケンシングと
複数の並行チャンネル・レシーバの両方に同一デジタル
回路ブロックを利用することが可能になる。ブロック３
０は、３基以上の衛星を追尾するため追加してもよい。 ブロック３０を１つ追加することにより、チャンネル数
は２倍になる。従って、４チャンネル・システムの場合
、ブロック３０の２つの追加が必要になる。単一のＡ／
Ｄ変換器が用いられる。追加の相関器およびコンピュー
タであるブロック３０は、簡単に追加でき、この単一の
Ａ／Ｄ変換器から同時に駆動できる。一般に、簡易レシ
ーバは、４基以上の衛星間で時分割される２つのチャン
ネルを有する。多重並行チャンネル・レシーバは、同時
に４基以上の衛星を追尾するために用いられ、測地観測
などの高度な用途に必要とされる。高速信号２５は、相
関器２４のアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器から出
力され、その詳細は図３に示す。非相関衛星信号のすべ
ては出力２３に現われ、そのため、これらの信号はすべ
て同時に標本化され、チャンネル間バイアスからレシー
バを開放し、各チャンネルに対してＡ／Ｄ回路を重複す
る必要がなくなる。
【００１２】バス２６上のデシメート出力には、デジタ
ル信号処理回路の被相関濾波出力が含まれる。バス２６
上のこの濾波出力の公称出力レートは１キロヘルツで、
制御コンピュータ２７によってさらに処理されるため十
分遅いレートになっている。制御コンピュータ２７はバ
ス２６上の信号をさらに処理し、必要な制御信号２８を
抽出し、疑似レンジと積分された搬送波位相測定を計算
する。放送衛星データもこの処理中に取り出される。こ
れら両方のデータはバス２９上で出力される。低出力レ
ートのため、制御コンピュータは、関連メモリを有する
ＭＣ６８ＨＣ１１のような低コストのマイクロプロセッ
サでもよい。制御コンピュータ２７は、デジタル相関器
デシメータ２４に制御信号を出力する。また、制御コン
ピュータ２７は、レシーバの被測定データを航行コンピ
ュータ（図示せず）に転送する追加入出力バス２９を備
えている。ＭＣ６８３３１　のようなより高度なマイク
ロプロセッサを用いることにより、１つのコンピュータ
で複数のチャンネルに対する制御と航行の両機能を実行
することが可能になる。
【００１３】図２は、プリフィルタ３１に接続されたア
ンテナ出力端子２１を示す。この構成では、フィルタは
バンドパス・フィルタで、アンテナ２０によって受信さ
れた信号に対して帯域外除波を行なう。この構成では、
プリフィルタ３１は小型化されており、その公称帯域幅
は５０ＭＨｚである。フィルタ出力端子３２は低雑音増
幅器３３に接続される。好適な構成では、増幅器３３は
、最低利得２２ｄＢのモノリシック・マイクロ波集積回
路（ＭＭＩＣ）であり、第２の小型フィルタ３５に接続
された出力３４を有する。この第２の小型フィルタ３５
は別の帯域外除波を行ない、第１画像周波数で信号を除
波する。本実施例では、画像（バンドパス）フィルタ３
５はＲＦ集積回路（ＲＦＩＦ）３８に接続される出力３
６を有する。Ｌバンド出力３６は、増幅器３７に接続さ
れる。本実施例では、増幅器３７は被受信衛星信号に対
して２３ｄＢの公称利得を与える。増幅器出力３９は、
第１ミキサ６３と中間周波数（ＩＦ）増幅器６４とを有
するブロック４０に接続され、この第１ミキサ６４とＩ
Ｆ増幅器６４とはさらに３２ｄＢの利得を与える。 第１局部発振器（ＬＯ）注入周波数は、リード４２上で
Ｌバンド電圧制御発振器（ＶＣＯ）７０によって第１ミ
キサ６３に与えられる。ミキサ出力４３は、第１ＩＦフ
ィルタ４４に接続される。第１ＩＦフィルタ４４は、第
１ＩＦ増幅器６４に接続される出力４５を有する。増幅
器６４の利得は、利得調整（ＧＡＩＮ　ＡＤＪ．）　リ
ードを介してリード４６によって調整することができる
。第１ＩＦ増幅器６４は、公称周波数４７．７６ＭＨｚ
で動作し、第２ミキサ６５と第２ＩＦ増幅器６７を有す
るブロック４８に接続された出力４７を有する。第２Ｌ
Ｏ注入周波数は、プリスケーラ５０によりリード４９を
介して第２ミキサ６５に供給される。本発明の実施例で
は、この第２ＬＯ周波数は公称３８．１９１５ＭＨｚで
ある。第２ミキサ６５の出力６６上の信号の周波数は、
リード４７の信号周波数とリード４９の信号周波数との
間の差である。リード６６上の信号は第２ＩＦ増幅器６
７によって増幅され、ついでリード５１を介して第２Ｉ
Ｆフィルタ５２に接続される。フィルタ５２はエリアス
防止フィルタ（ａｎｔｉ−ａｌｉａｓｉｎｇ　ｆｉｌｔ
ｅｒ）であり、図１のデジタル相関器デシメータ２４に
よってデジタル化される前に、帯域外信号を除波する。 第２ＩＦ増幅器６７の公称出力周波数は、リード５３に
現われる標本化周波数の約１／４であり、図３で詳細に
説明するように、「Ｉ」および「Ｑ」信号を得るための
簡単な方法を提供することに注目されたい。
【００１４】ＬＯ注入周波数のすべては、Ｌバンド電圧
制御発振器（ＶＣＯ）７０から取り出される。リード４
２上の信号は、発振器４１の出力である。出力４２の周
波数は、プリスケーラ５０によって分周される。プリス
ケーラ５０は、リード４９に第２ミキサＬＯ信号を与え
る高速デジタル分周器である。トランスレータ６８は、
リード４９上の信号をバッファし、レベル・シフトして
、図１のデジタル相関器デシメータ２４のタイミング回
路を駆動するのに適した論理レベルをＴＴＬ出力リード
５３上に確立する。また、リード４９上の信号は、第２
デジタル分周器５４を駆動するために用いられ、このデ
ジタル分周器５４はリード４９上の信号の周波数の１／
２の周波数の信号をリード５６上に与える。通常動作中
、リード５６上の位相および周波数は安定発振器５５の
それに等しい。デジタル分周器５４の出力５６と安定発
振器５５の出力５７とは、位相・周波数検波器（ＰＦＤ
）５８に接続される。素子５８は合成デジタルＰＦＤか
ら成り、集積回路ＭＣ１２５４０のそれと同様なもので
もよい。ループ・フィルタ５９と組み合わせたＰＦＤ５
８の出力は、上記のＶＣＯ７０に周波数・位相補正制御
電圧を与え、デジタル分周器５０，５４によって分周さ
れたその周波数と位相とを安定発振器５５のそれに固定
して、それにより発振器４１が安定発振器５５の周波数
の正確に８０倍の周波数を生成する。ＶＣＯ７０，第１
デジタル分周器５０，第２デジタル分周器５４，位相・
周波数検波器５８，オフチッップ・コンデンサを含むル
ープ・フィルタ５９および安定発振器５５の組み合わせ
は、単純であり、かつシリコン集積回路技術で製造可能
な素子をほとんどの場合用いる位相同期ループを構成す
ることが当業者には明らかである。ＶＣＯ７０に印加さ
れる電圧を調整し濾波するために用いられる電圧調整器
６２を内蔵できることが電圧制御発振器の設計に知識の
ある当業者には明らかである。位相同期ループ６９は固
定周波数であり、第１ＬＯ周波数４２，第２ＬＯ周波数
４９および安定発振器周波数５７に等しい周波数のみを
生成するために必要である。
【００１５】デジタル相関器デシメータ２４が用いる他
のすべての周波数は、単純なデジタル分周によってトラ
ンスレータ６８の出力５３から取り出される。その結果
、高度な集積ＧＰＳレシーバに内蔵するのに適したシン
プルで低コストの周波数合成器が得られる。
【００１６】図３は、デジタル相関器デシメータ２４内
の１つの衛星信号チャンネルの図であり、１ビット・ア
ナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ）７１に向かうダウン
コンバータ出力２３を示す。この１ビットＡ／Ｄ７１は
、入力信号の極性に応じて、リード２３上の信号を「１
」または「０」に変換する。各デジタル相関器デシメー
タ２４は、２チャンネルを与えるこのような２つの回路
を有する。量子化は、レベル・トランスレータ６８から
くるリード５３上の信号の周波数によって決まる標本化
レートで行なわれる。本構成では、この周波数は公称３
８．１９１５ＭＨｚである。量子化信号は、リード７２
上でＩ／Ｑ選択ブロック７３に出力される。ブロック７
３，７７，７８は、ともに直交ミキサとして機能し、リ
ード７２上の標本化信号を取り出し、同相「Ｉ」信号お
よび直交「Ｑ」信号を発生し、最終的にこれらの信号を
近ゼロ周波数にダウンコンバートする。　　リード２３
上の信号はリード５３上の標本化周波数の約１／４であ
ることを踏まえ、直交信号の一般的な生成方法を検討す
ることにより回路動作について簡単に説明できる。 数学的には、信号は局部発振器信号の正弦および余弦に
よって個別に乗算される。デジタル構成では、ディスク
リートな標本化時間が用いられ、そのため標本化時間は
ＬＯ信号の９０度点ごと、すなわち、正弦波および余弦
波の頂点とゼロ交差点とにおいて発生するとみなすこと
ができる。必要な乗算は、１ビットのみが必要となるよ
うに整理される。さらに、余弦波が正または負の頂点に
ある場合、正弦波はゼロにあり、かつ正弦波が正または
負の頂点にある場合、余弦波はゼロにあることを踏まえ
、必要な乗算列は、余弦波の場合は＋１，０，−１，０
であり、正弦波の場合は０，＋１，０，−１である。 ブロック７３，７７，７８によって示されるデジタル処
理は、この処理の１つの構成を表し、これについて以下
で説明する。
【００１７】ブロック７３の機能は、リード７２上の着
信サンプルを受け取り、標本化レートに同期してリード
７４とリード７５との間で交互に切り替えることである
。この処理により、「Ｉ」サンプルが「Ｑ」サンプルに
対してクロック周期だけ先行するようになる。「Ｉ」お
よび「Ｑ」信号サンプルを選択するのとは別に、ブロッ
ク７３は、「Ｉ」信号が「Ｑ」信号と一致するように「
Ｉ」信号を遅延させることにより、時系列で「Ｉ」信号
と「Ｑ」信号とを整合させる。その後これらの信号は排
他的論理和「ＸＯＲ」ゲート７７，７８の入力にそれぞ
れ印加される。リード７４、７５上の出力レートは、標
本化レートの１／２である公称１９．０９５７５ＭＨｚ
である。チャンネル・セルのクロック信号は、リード５
３上のレベル変換されたクロック信号から取り出される
。この信号は、Ａ／Ｄ変換器７１をクロックするため直
接用いられ、デジタル分周器７９によって１／２に分周
され、リード８０上で公称１９．０９５７５ＭＨｚの信
号が得られ、この信号はＩ／Ｑセレクタ７３および第２
デジタル分周器８１を駆動するために用いられる。第２
デジタル分周器８１の出力は、リード５３上の周波数の
１／４の周波数のタイミング信号である。リード７６は
、第２デジタル分周器８１の出力であり、ＸＯＲゲート
７７，７８に印加され、リード７４，７５上の信号を出
力８２，８３において交互に反転／非反転させて、リー
ド７４，７５上の信号を＋１または−１のいずれかで実
質的に乗算する。リード２３上の入力信号の公称周波数
は９．５６８５ＭＨｚであり、かつリード７６上の公称
周波数は９．５４７８７５ＭＨｚであることを踏まえ、
これらの信号は、公称２０６２５Ｈｚである近ゼロ差周
波数にデジタル変換されることは当業者には明らかであ
り、さらにリード８２上の信号はリード８３上の信号と
９０度位相がずれていることが明らかである。ブロック
７３は、「Ｄ」型フリップフロップやインバータなどの
容易に入手可能な論理ブロックから構築することができ
る。
【００１８】リード８２，８３上の信号は、第１複合位
相検波器８４に結合される。第１複合位相検波器８４は
、１ビット・デジタル構成の単側波帯位相比較器である
。複合信号入力はリード８２，８３上にあり、複合基準
周波数入力はリード８６，８７、すなわち数値制御発振
器（ＮＣＯ）１１３からの１ビットの余弦出力および正
弦出力上にある。第１複合位相検波器８４の出力は、複
合入力の周波数間の差の余弦である。アナログ構成の場
合には、１つの出力でよいが、「１」と「０」しか出力
することができないデジタル構成の場合、極性を示すた
め第２出力を必要とする。大きさはリード８８上で示さ
れ、符号はリード８９上で示される。第２複合位相検波
器８５は、第１複合位相検波器８４と同じ機能を果たす
が、ただし接続８６，８７は周波数差の正弦を発生する
ように構成され、大きさはリード９４上で示され、符号
はリード１１７上で示される。通常動作において、衛星
信号を追尾する際に、リード８２，８３上の信号周波数
およびＮＣＯ１１３の周波数は同一であり、そのため第
１複合位相検波器８４からの平均出力は、ダウンコンバ
ートされた衛星信号とＮＣＯ１１３の出力信号との間の
位相角差の余弦を示す尺度となる。また、第２複合位相
検波器８５の平均出力は、この位相角の正弦を示す尺度
となる。この種の位相検波器はＸＯＲゲートやインバー
タなどの一般的な論理ブロックから構築できることは当
業者には明らかである。
【００１９】ここまで説明してきた処理では、受信信号
からの疑似ランダム雑音（ＰＮ）符号をまだ復調してい
ない。ＰＮ符号変調はＧＰＳ方式の特長であり、衛星信
号間の弁別を可能にする。これは符号分割多重接続（Ｃ
ＤＭＡ：ｃｏｄｅ　ｄｉｖｉｓｉｏｎ　ｍｕｌｔｉｐｌ
ｅ　ａｃｃｅｓｓ　）とも呼ばれる。さらに、この方式
は疑似レンジ測定を行なう方法を提供する。復調過程は
、衛星が用いる変調過程の逆である。衛星では、変調Ｐ
Ｎ符号発生器出力の状態に応じて＋１または−１を搬送
波に数学的に乗算する処理によって、搬送波に対して変
調が行なわれる。復調処理は、衛星が用いるものと同一
の符号を発生し、かつ制御ループを介してレシーバ・ク
ロックに対する位置を変える方法を設けることにより、
ＧＰＳレシーバ内で行なわれる。 この構成では、符号はＰＮ符号発生器１０２によって発
生される。追尾すべき衛星の符号と整合する符号は、Ｐ
Ｎ符号発生器１０２に接続された符号制御バス２８を介
して選択される。ＰＮ符号発生器１０２はリード１０１
を介してクロックされる。符号クロック発生器１００は
、公称１．０２３ＭＨｚのＣＡ符号クロックを得るため
、３／１１２分周を行なう。選択された衛星信号上の符
号の相関をとるため、符号クロックであるリード１０１
の位相は、受信コード（その着信時間は可変）とＰＮ符
号発生器１０２によって発生されるコードとに対して時
間同期／整合が可能なように、調整可能でなければなら
ない。本構成では、符号の位相はバス２８を介して制御
コンピュータ２７によって調整される。
【００２０】図３のＰＮ符号発生器１０２は、４つの出
力、すなわちリード１０３，１０４，１０５，１０６を
有する。その目的について以下で説明する。リード１０
３は、「プロンプト（ｐｒｏｍｐｔ）」（時間内）コー
ドという。リード１０４は、「レイト（ｌａｔｅ）」コ
ードといい、リード１０１上の符号クロック周期の１／
２だけ遅延されることを除けばプロンプト・コード１０
３と同じである。ＰＮ符号発生器１０２内部の「アーリ
ー（ｅａｒｌｙ）　」コードは、プロンプト・コードと
同じであるが、ただしプロンプト・コードよりも符号ク
ロック・サイクルの１／２だけ先行して発生する点が異
なる。つまり、アーリー・コードとレイト・コードとは
１クロック符号のクロック・サイクル（「１チップ」）
の間隔で離れており、理想的にはプロンプト・コードは
その２つのコードの中間にある。アーリー・コードとレ
イト・コードとは、リード１０５に現われる差の大きさ
によって区別される。 この差の符号（ｓｉｇｎ）はリード１０４上にあり、「
レイト」コードを用いてこの符号を判定できる。大きさ
１０５および符号１０４は符号弁別器１１８に入力され
る。 衛星を追尾する場合、プロンプト・コード１０３はリー
ド８８，８９，９４，１１７に現われる選択された衛星
信号と時間整合が取られている。プロンプト信号１０３
は、プロンプト相関器，ＸＯＲゲート９０，９１の符号
入力に接続される。位相検波器８４、８５からの極性ビ
ットは、リード８９，１１７を介してブロック９０，９
１の信号入力に接続される。ＸＯＲゲート９０，９１は
、リード１０３上のプロンプト・コードによって決まる
＋１または−１を信号８９，１１７に乗算する簡単な手
段を提供することが当業者に明らかである。プロンプト
・コードおよび受信信号上の変調されたプロンプト・コ
ードは時間整合され、符号相関が行なわれ、それにより
搬送波からＰＮ符号を復調し、信号を収束（ｄｅｓｐｒ
ｅａｄｉｎｇ）　する。リード９２，９３上の相関出力
は、リード８８，９４上の信号の大きさの極性（符号）
を判定するために用いられる。
【００２１】符号の整合性を維持するため、時間不整合
の度合いを判定する方法が必要になる。これは、リード
１１７，９４，１０４，１０５上の上記の信号と、符号
弁別器１１８のゲート１０８，１０９とを用いることに
より実現される。論理「ＡＮＤ」ゲート１０８の出力は
符号位置誤差の大きさであり、ＸＯＲゲート１０９の出
力はその極性である。符号弁別器相関に先立ちアーリー
・コードとレイト・コードとを減算する方法は、”ＩＥ
ＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎ　Ｃｏｍｍｕｎｉ
ｃａｔｉｏｎｓ”，　ＶＯＬ．　ＣＯＭ−３０，　ＮＯ
．　５，　Ｍａｙ　１９８２　においてＲ．Ａ．　Ｙｏ
ｓｔ　ａｎｄ　Ｒ．Ｗ．　Ｂｏｙｄ　によって説明され
ている。この方法を用いることにより個別の位相検波器
が必要なくなり、また符号弁別機能を行なうためにアー
リー・コードおよびレイト・コードに対して個別の積分
およびダンプ回路が必要なくなる。
【００２２】符号の状態がすべて論理「１」である場合
に生じるコード・エポック・パルスは、リード１０６上
に現われる。ＧＰＳ衛星によって用いられるＰＮ符号は
、Ｎａｖｓｔａｒ　ＧＰＳ　Ｓｐａｃｅ　Ｓｅｇｍｅｎ
ｔ／Ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ　Ｕｓｅｒ　Ｉｎｔｅｒｆａ
ｃｅ，　ＩＣＤ−ＧＰＳ−２００などの米国国防省Ｇｌ
ｏｂａｌ　Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ　Ｓｙｓｔｅｍ　ｉ
ｎｔｅｒｆａｃｅ　ｃｏｎｔｒｏｌ　ｄｏｃｕｍｅｎｔ
ｓ　に定義されている。
【００２３】信号周波数はゼロに変換され、信号は上記
の位相検波および相関処理によって収束（ｄｅｓｐｒｅ
ａｄ）されるが、雑音から信号を弁別するため、追加の
濾波または積分が必要となる。本構成では、この追加濾
波または積分は、積分／ダンプ回路９５，９６，１１２
によってプロンプト「Ｉ」および「Ｑ」信号と符号弁別
器とに対して行なわれる。リード９２，９３，１１１上
の極性ビットは、大きさが「１」の場合にそれぞれの積
分器を繰り上げるか繰り下げるかを決定する。積分処理
は、公称１ミリ秒である１コード期間の間続けられ、こ
の時点で各積分器内の数値が制御コンピュータ２７によ
って読み出される。ついで、積分器９５，９６，１１２
が、リード１０６上のコード・エポック・パルスによっ
てゼロにリセットされる。信号入力８８，９４，１１０
は依然１ビット幅であるので、積分／ダンプ回路９５，
９６，１１２はアップ／ダウン・カウンタで構成するこ
とができる。積分器９５，９６，１１２に対する入力レ
ートは、リード５３上の周波数Ｆｓの１／２であり、出
力レートは公称１ｋＨｚであり、制御コンピュータ２７
によってさらに処理されるのに十分低い周波数である。
【００２４】周波数発生器１０７はリード７６上のタイ
ミング信号を分周して、ＮＣＯ１１３に対してリード１
１５上にクロック信号を与え、制御コンピュータ２７に
対してリード１１４上にタイミング／割込み信号を与え
る。本構成では、リード１１５，１１４上の信号は、そ
れぞれ公称周波数２１７ｋＨｚおよび１ｋＨｚである。
【００２５】ＮＣＯ１１３は、制御コンピュータ２７か
らのデジタル周波数ワードの関数である出力周波数を与
える。本構成では、周波数ワードはリード２６，２８を
介して制御コンピュータ２７によって与えられる。ＮＣ
Ｏの動作は、”ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　
Ｏｎ　Ａｕｄｉｏ　ａｎｄ　Ｅｌｅｃｔｒｏａｃｏｕｓ
ｔｉｃｓ”；　Ｖｏｌ．　ＡＵ−１９，　Ｎｏ．　１；
　Ｍａｒｃｈ　１９７１においてＪ．　Ｔｉｅｒｎｅｙ
，　ｅｔ　ａｌ．によって説明されている。このＮＣＯ
構成（ブロック１１３）では、上記の論文で説明されて
いる多重ビットのデジタル／アナログ変換ではなく、正
弦および余弦関数の１ビット近似を用いている。これら
の１ビット出力はリード８６，８７上に現われる。１ビ
ット出力を用いることにより、ＮＣＯ１１３の設計と、
位相検波器８４，８５について説明してきた乗算処理と
が非常に簡単になることが当業者に明らかである。 また、２１７ｋＨｚクロックの２４ビットＮＣＯを用い
ることにより、周波数分解能は０．０１３Ｈｚになる。 本明細書において説明してきたように基本ＮＣＯを構成
することは、利用可能な集積回路技術を用いて容易に実
現できる。ＮＣＯ１１３の周波数を制御することとは別
に、追加デジタル・インタフェースを設けて、バス２６
，２８を介してＮＣＯ位相をプリセットし、１サイクル
の分数分まで位相を読み出している。制御コンピュータ
２７とインタフェースするブロックすべては、所定のイ
ンタフェースに必要とされるアドレス・デコーダ，機能
選択およびデータ・ラッチを内蔵している。
【００２６】以上の説明からわかるように、このＧＰＳ
デジタル・レシーバは安価な部品で構成でき、高精度な
発振器を必要としない。従って、このレシーバは低コス
トな大量生産のＧＰＳデジタル・レシーバに適している
。
【００２７】本発明の好適な実施例を図示し、詳細に説
明してきたが、本発明の精神から逸脱せずに、また添付
の特許請求の範囲から逸脱せずに、多くの変形が可能で
あることは当業者には明白である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理に従った、ＧＰＳレシーバの全体
ブロック図である。
【図２】図１のＧＰＳレシーバの詳細ブロック図である
。
【図３】デジタル相関器の単衛星信号チャンネルのブロ
ック図である。
【符号の簡単な説明】
２０　　アンテナ ２２　　ダウンコンバータ ２４　　デジタル相関器デシメータ ２７　　制御コンピュータ ３１　　プリフィルタ ３３　　低雑音増幅器 ３５　　フィルタ ３８　　ＲＦ集積回路 ４４　　ＩＦフィルタ ５０，５４　　分周器 ５２　　ＩＦフィルタ ５５　　安定発振器 ５８　　位相／周波数検波器（ＰＦＤ）５９　　ループ
・フィルタ ６２　　電圧調整器 ６３　　第１ミキサ ６４　　ＩＦ増幅器 ６５　　第２ミキサ ６７　　ＩＦ増幅器 ６８　　レベル・トランスレータ ６９　　位相同期ループ ７０　　電圧制御発振器（ＶＣＯ） ７１　　１ビットＡ／Ｄ変換器 ７３　　Ｉ／Ｑセレクタ ７７，７８　　ＸＯＲゲート ８１　　デジタル分周器 ８４，８５　　複合位相検波器 ９０，９１　　ＸＯＲゲート ９５，９６，１１２　　積分／ダンプ回路１０２　　Ｐ
Ｎ符号発生器 １０７　　周波数発生器 １０８　　ＡＮＤゲート １０９　　ＸＯＲゲート １１３　　数値制御発振器（ＮＣＯ） １１８　　符号弁別器

Claims (3)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】　　複数の衛星から、ドップラ移相を有す
    る複数の符号化衛星信号を受信する、デジタル広域位置
    判定システム（ＧＰＳ）レシーバであって：前記符号化
    衛星信号を中間周波数信号に変換する手段（３７，３９
    ，４３，４４，４５，４０，６３，６４，４７，４８，
    ６５，６６，６７，５１，６２，７０，４１，６０，５
    ９，６１，５８，５７，５５，４２，５０，５４，５６
    ，４９）；前記変換手段に結合され、前記複数の符号化
    衛星信号の前記中間周波数信号を複数のデジタル信号に
    変換するＡ／Ｄ手段（７１）；前記Ａ／Ｄ手段（７１）
    に結合され、前記衛星のそれぞれに対応する前記複数の
    デジタル信号のそれぞれを同時に分離して、「Ｉ」およ
    び「Ｑ」チャンネル情報信号を与える相関手段（９０，
    ９１，１１８，１０８，１０９）；前記相関手段（９０
    ，９１，１１８，１０８，１０９）に結合され、前記衛
    星のそれぞれから送信された情報を前記「Ｉ」および「
    Ｑ」チャンネル情報信号に応答して取り出すプロセッサ
    手段（２７）；によって構成されることを特徴とするデ
    ジタルＧＰＳレシーバ。
  2. 【請求項２】　　複数の衛星から、ドップラ移相を有し
    、かつスペクトル拡散信号である複数の符号化衛星信号
    を受信する、デジタル広域位置判定システム（ＧＰＳ）
    レシーバであって：前記符号化衛星信号を受信するアン
    テナ手段（２０，３１，３３，３５）；前記アンテナ手
    段に結合され、特定周波数の前記符号化衛星信号を中間
    周波数信号に変換するミキサ手段（６９，７１，４１）
    であって、該ミキサ手段（６９，７１，４１）が：衛星
    信号の分周された周波数と基準電圧発振器信号との間の
    位相誤差を表す位相補正電圧信号を与える位相同期ルー
    プ手段（６９）であって、第２ミキサ信号を与える位相
    同期ループ手段（６９）と、前記位相同期ループ手段（
    ６９）に接続され、Ｌバンドで動作し、かつ前記位相同
    期ループ手段（６９）の位相補正電圧信号に応答して第
    １ミキサ信号を発生する電圧制御発振器手段（４１）と
    、前記位相同期ループ手段（６９）に結合され、前記複
    数の符号化衛星信号のそれぞれの前記中間周波数信号を
    複数のデジタル信号に変換するアナログ／デジタル手段
    （７１）とから成るミキサ手段（６９，７１，４１）を
    具備してなるデジタルＧＰＳレシーバであって、該デジ
    タルＧＰＳレシーバはさらに：前記アナログ／デジタル
    手段（７１）に結合され、前記衛星のそれぞれに対応す
    る前記複数のデジタル信号のそれぞれを同時に分離して
    、「Ｉ」および「Ｑ」チャンネル情報信号を与える相関
    手段（９０，９１，１１８，１０８，１０９）；および
    前記相関手段（９０，９１，１１８，１０８，１０９）
    に結合され、各衛星から送信される疑似レンジおよび放
    送データ情報を前記「Ｉ」および「Ｑ」チャンネル情報
    信号に応答して取り出すプロセッサ手段（２７）；によ
    って構成されることを特徴とするデジタルＧＰＳレシー
    バ。
  3. 【請求項３】　　複数の衛星から、ドップラ移相を有す
    る複数の符号化衛星信号を受信する、デジタル広域位置
    判定システム（ＧＰＳ）レシーバであって：前記符号化
    衛星信号を受信するアンテナ手段（２０）；前記アンテ
    ナ手段（２０）に接続され、特定周波数の前記符号化衛
    星信号を中間周波数信号に変換する複数のミキサ手段（
    ６９，４１，６０，７０，６３，４３，４５，４４，６
    ４，４７，４８，６５，６６，６７，４２，５０，５４
    ，５６，５８，５７，５５，６１，５９，６２，４９）
    であって、該ミキサ手段のそれぞれが；前記ミキサ手段
    （４０，４８）に接続され、分周されたＬバンド周波数
    と基準電圧発振器信号との間の位相誤差を表す位相補正
    電圧を与える位相同期ループ手段（６９）であって、第
    ２ミキサ出力を与える位相同期ループ手段（６９）と、
    前記位相同期ループ手段（６９）に接続され、Ｌバンド
    で動作し、かつ前記位相同期ループ手段（６９）の位相
    補正電圧信号に応答して、第１ミキサ信号を発生する電
    圧制御発振器手段（４１）と、前記位相同期ループ手段
    （６９）に結合され、前記複数の符号化衛星信号のそれ
    ぞれの前記中間周波数信号を複数のデジタル信号に変換
    するアナログ／デジタル手段（７１）とから成るミキサ
    手段（６９，４１，６０，７０，６３，４３，４５，４
    ４，６４，４７，４８，６５，６６，６７，４２，５０
    ，５４，５６，５８，５７，５５，６１，５９，６２，
    ４９）を具備してなるデジタルＧＰＳレシーバであって
    、該デジタルＧＰＳレシーバはさらに：前記アナログ／
    デジタル手段（７１）に結合され、各衛星に対応する前
    記複数のデジタル信号のそれぞれを同時に分離して、「
    Ｉ」および「Ｑ」チャンネル情報信号を与える複数の相
    関手段（９０，９１，１１８，１０８，１０９）；前記
    アナログ／デジタル手段（７１）と前記複数の相関手段
    （９０，９１，１１８，１０８，１０９）のそれぞれと
    に接続され、前記複数のデジタル信号を前記複数の相関
    手段（９０，９１，１１８，１０８，１０９）のぞれぞ
    れに送信する手段（７４，７５）；および前記複数の相
    関手段（９０，９１，１１８，１０８，１０９）に結合
    され、各衛星から送信される情報を前記「Ｉ」および「
    Ｑ」チャンネル情報信号に応答して取り出すプロセッサ
    手段（２７）；によって構成されることを特徴とするデ
    ジタルＧＰＳレシーバ。
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