JPH04317565A - 直流高圧安定化電源 - Google Patents
直流高圧安定化電源Info
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- JPH04317565A JPH04317565A JP3171610A JP17161091A JPH04317565A JP H04317565 A JPH04317565 A JP H04317565A JP 3171610 A JP3171610 A JP 3171610A JP 17161091 A JP17161091 A JP 17161091A JP H04317565 A JPH04317565 A JP H04317565A
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- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 claims abstract description 5
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- 230000003685 thermal hair damage Effects 0.000 description 1
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- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【産業上の利用分野】本発明は、共振形インバータのパ
ルス幅制御（ＰＷＭ）による直流安定化電源のスイッチ
ング素子の保護に関する。
ルス幅制御（ＰＷＭ）による直流安定化電源のスイッチ
ング素子の保護に関する。
【従来の技術】図３に従来の共振形インバータ方式によ
る直流安定化の回路構成図，図４はインバータ回路のス
イッチング素子の電圧，電流波形を示す。図３において
、交流電源１を整流回路１９と通じて直流電圧に変換し
、その直流電圧をインバータ回路５に接続し、スイッチ
ング動作による共振用コンデンサ６と高周波変圧器７の
洩れリアクタンスの直列共振回路を形成し、その電流の
通電幅の電圧を高周波変圧器７により昇圧し、高圧整流
回路８で直流高電圧を分圧抵抗９および負荷１２に印加
させる、電圧の制御および安定化は、電圧検出抵抗１０
よりその発生した電圧の一部を検出し、差動アンプ１４
，基準電圧１３による誤差増幅器に伝達し、その差電圧
の出力をパルス幅制御回路１５に伝え、その出力信号を
上記インバータ回路５のそれぞれのスイッチング素子の
ゲートに伝え、その電流の通電幅の制御により出力電圧
の制御および安定化を図っています。その結果、基準電
圧１３に相当した出力電圧を負荷に供給することができ
る。このようにスイッチング素子の通電幅を制御するた
め、ターンオフ時の位相角は常に出力電圧，電流の値、
すなわち出力電力により変化することになり、その値に
よっては電流のＬＣ共振波形のピーク値でターンオフす
る場合も考えられ、この時の逆電圧の防止，オフ時の損
失を小さくするためにスナバ回路を設け、スイッチング
素子の保護を図っています。ところが、図４にその一例
のターンオフ時の電圧ｅ，電流ｉ波形を示すように、今
その位相角φがスイッチング電流のピーク付近でターン
オフした場合、そのオフ時間ｔｏｆｆは最大となり、そ
の期間中の損失も最大となり、熱破壊する場合もありま
す。
る直流安定化の回路構成図，図４はインバータ回路のス
イッチング素子の電圧，電流波形を示す。図３において
、交流電源１を整流回路１９と通じて直流電圧に変換し
、その直流電圧をインバータ回路５に接続し、スイッチ
ング動作による共振用コンデンサ６と高周波変圧器７の
洩れリアクタンスの直列共振回路を形成し、その電流の
通電幅の電圧を高周波変圧器７により昇圧し、高圧整流
回路８で直流高電圧を分圧抵抗９および負荷１２に印加
させる、電圧の制御および安定化は、電圧検出抵抗１０
よりその発生した電圧の一部を検出し、差動アンプ１４
，基準電圧１３による誤差増幅器に伝達し、その差電圧
の出力をパルス幅制御回路１５に伝え、その出力信号を
上記インバータ回路５のそれぞれのスイッチング素子の
ゲートに伝え、その電流の通電幅の制御により出力電圧
の制御および安定化を図っています。その結果、基準電
圧１３に相当した出力電圧を負荷に供給することができ
る。このようにスイッチング素子の通電幅を制御するた
め、ターンオフ時の位相角は常に出力電圧，電流の値、
すなわち出力電力により変化することになり、その値に
よっては電流のＬＣ共振波形のピーク値でターンオフす
る場合も考えられ、この時の逆電圧の防止，オフ時の損
失を小さくするためにスナバ回路を設け、スイッチング
素子の保護を図っています。ところが、図４にその一例
のターンオフ時の電圧ｅ，電流ｉ波形を示すように、今
その位相角φがスイッチング電流のピーク付近でターン
オフした場合、そのオフ時間ｔｏｆｆは最大となり、そ
の期間中の損失も最大となり、熱破壊する場合もありま
す。
【発明が解決しようとする課題】前記の如く、出力電力
の値によってそのターンオフ時間は大きくなる場合もあ
り、下記のような問題点を発生する。 （１）スイッチング電流がピーク値付近でターンオフし
た場合、その逆電圧，損失共大きな値となる。 （２）そのため素子の温度上昇が過大となり、破壊を生
ずる場合もある。 （３）上記防止のための適切な保護回路を設けなくては
ならない。
の値によってそのターンオフ時間は大きくなる場合もあ
り、下記のような問題点を発生する。 （１）スイッチング電流がピーク値付近でターンオフし
た場合、その逆電圧，損失共大きな値となる。 （２）そのため素子の温度上昇が過大となり、破壊を生
ずる場合もある。 （３）上記防止のための適切な保護回路を設けなくては
ならない。
【課題を解決するための手段】本発明は、上記の如くタ
ーンオフ時の損失等の問題点を解決する手段として、出
力電力の大小にかかわらず、常にターンオフの電流位相
角φが共振回路の半周期πに近い付近になるように、出
力電力をフィードバックし、インバータの入力電圧を制
御し、出力電圧の安定化を図ろうとするものである。
ーンオフ時の損失等の問題点を解決する手段として、出
力電力の大小にかかわらず、常にターンオフの電流位相
角φが共振回路の半周期πに近い付近になるように、出
力電力をフィードバックし、インバータの入力電圧を制
御し、出力電圧の安定化を図ろうとするものである。
【作用】ターンオフ位相角を共振回路の半周期付近にす
ることにより、図２の波形のようにその時のスイッチン
グ電流値は小さく、かつ、ターンオフ時間も小さく、そ
の期間中に素子に生ずる損失も小さくなります。このこ
とは、素子の冷却にも関係し、電源の小形にもなり、経
済的にも得策となります。
ることにより、図２の波形のようにその時のスイッチン
グ電流値は小さく、かつ、ターンオフ時間も小さく、そ
の期間中に素子に生ずる損失も小さくなります。このこ
とは、素子の冷却にも関係し、電源の小形にもなり、経
済的にも得策となります。
【実施例】以下本発明による実施例を図１，図２に基づ
き説明する。図１において、交流電源１よりサイリスタ
制御整流回路２を介して、インバータ回路５の入力直流
電圧を発生させ、インバータ回路５と共振用コンデンサ
６および高周波変圧器７の洩れリアクタンスの共振回路
を形成し、その共振電圧を高周波変圧器７により昇圧し
、高圧整流回路８で直流高電圧を分圧抵抗９および負荷
１２に印加させる。出力電圧の安定化は分圧抵抗９と電
圧検出抵抗１０により、出力電圧の一部を検出し、基準
電圧１３を差動アンプ１４に伝達し、その差電圧の出力
信号をパルス幅制御回路１５に伝え、その差電圧に応じ
たパルス幅信号をインバータ回路５に伝達し、その位相
角を制御して電圧の安定化を図るものである。上述は基
本的には従来のものと変りませんが、従来形の欠点であ
る位相角の制御のみで安定化を図るのでなく、インバー
タ回路５の入力電圧を変化させ、共振電流値を制御する
ことにより、その位相角をほぼ一定にし、出力電圧をフ
イードバックし、その安定化を常にほぼ共振電流の半周
期付近で制御するものである。すなわち、出力電流は電
流検出抵抗１１により電圧値として検出し、基準電圧１
３との乗算回路を介し、その出力電力を電圧換算し、そ
の電圧を基準電圧とし、差動アンプ１７に伝え、他方イ
ンバータ回路の入力電圧検出を分圧抵抗３，検出抵抗４
より電圧検出し、その電圧を同じく差動アンプ１７の一
端に伝え、上記電力換算された基準電圧との比較増幅に
より、その差電圧の出力信号を位相制御回路１８に伝え
、その出力の位相調整信号をサイリスタ制御整流回路２
に伝達し、交流電源の位相角の制御により、インバータ
入力電圧を最終の出力電力に応じて変化させ、図２に示
したターンオフ時の電流波形の半周期π付近で常に電圧
の安定化を制御させるものである。その結果、各スイッ
チング素子のターンオフ時間も短く、かつ、逆電圧，損
失共も小さくなる。
き説明する。図１において、交流電源１よりサイリスタ
制御整流回路２を介して、インバータ回路５の入力直流
電圧を発生させ、インバータ回路５と共振用コンデンサ
６および高周波変圧器７の洩れリアクタンスの共振回路
を形成し、その共振電圧を高周波変圧器７により昇圧し
、高圧整流回路８で直流高電圧を分圧抵抗９および負荷
１２に印加させる。出力電圧の安定化は分圧抵抗９と電
圧検出抵抗１０により、出力電圧の一部を検出し、基準
電圧１３を差動アンプ１４に伝達し、その差電圧の出力
信号をパルス幅制御回路１５に伝え、その差電圧に応じ
たパルス幅信号をインバータ回路５に伝達し、その位相
角を制御して電圧の安定化を図るものである。上述は基
本的には従来のものと変りませんが、従来形の欠点であ
る位相角の制御のみで安定化を図るのでなく、インバー
タ回路５の入力電圧を変化させ、共振電流値を制御する
ことにより、その位相角をほぼ一定にし、出力電圧をフ
イードバックし、その安定化を常にほぼ共振電流の半周
期付近で制御するものである。すなわち、出力電流は電
流検出抵抗１１により電圧値として検出し、基準電圧１
３との乗算回路を介し、その出力電力を電圧換算し、そ
の電圧を基準電圧とし、差動アンプ１７に伝え、他方イ
ンバータ回路の入力電圧検出を分圧抵抗３，検出抵抗４
より電圧検出し、その電圧を同じく差動アンプ１７の一
端に伝え、上記電力換算された基準電圧との比較増幅に
より、その差電圧の出力信号を位相制御回路１８に伝え
、その出力の位相調整信号をサイリスタ制御整流回路２
に伝達し、交流電源の位相角の制御により、インバータ
入力電圧を最終の出力電力に応じて変化させ、図２に示
したターンオフ時の電流波形の半周期π付近で常に電圧
の安定化を制御させるものである。その結果、各スイッ
チング素子のターンオフ時間も短く、かつ、逆電圧，損
失共も小さくなる。
【発明の効果】以上の如く、その出力電力もインバータ
の入力電圧にフイードバックさせることにより、従来形
の共振形インバータ方式に比べて、 （１）スイッチング素子のターンオフ時の損失が小さく
なる。 （２）スイッチング素子のターンオフ時の電流値が小さ
く、従来形方式のに生じたピーク値付近で電流オフする
ことはなく、その逆電圧の値も小さい。 （３）インバータ入力電圧が出力に応じて制御されるの
で、その効率が全体的に高くなる。 （４）スイッチング電流は、正弦波に近いためリップル
もよくなる。 （５）高周波変圧器の入力は常にほぼ正弦波に近くなる
ので電力効率はよい。 等の効果が生じ、工業的ならびに実用的価値は高い。
の入力電圧にフイードバックさせることにより、従来形
の共振形インバータ方式に比べて、 （１）スイッチング素子のターンオフ時の損失が小さく
なる。 （２）スイッチング素子のターンオフ時の電流値が小さ
く、従来形方式のに生じたピーク値付近で電流オフする
ことはなく、その逆電圧の値も小さい。 （３）インバータ入力電圧が出力に応じて制御されるの
で、その効率が全体的に高くなる。 （４）スイッチング電流は、正弦波に近いためリップル
もよくなる。 （５）高周波変圧器の入力は常にほぼ正弦波に近くなる
ので電力効率はよい。 等の効果が生じ、工業的ならびに実用的価値は高い。
【図１】は、本発明による共振形インバータのパルス幅
制御（ＰＷＭ）による直流高圧安定化電源の回路構成図
。
制御（ＰＷＭ）による直流高圧安定化電源の回路構成図
。
【図２】は、上記インバータのターンオフ時のスイッチ
ング素子の電圧，電流波形を示す。
ング素子の電圧，電流波形を示す。
【図３】は、従来の共振形フルブリッジインバータのＰ
ＷＭ機能による直流高圧安定化電源の回路構成図。
ＷＭ機能による直流高圧安定化電源の回路構成図。
【図４】は、上記インバータのターンオフ時の１個のス
イッチング素子の電圧，電流波形を示す。
イッチング素子の電圧，電流波形を示す。
１………………交流電源
２………………サイリスタ制御整流回路３，４…………
インバータ入力電圧分圧検出抵抗５………………インバ
ータ回路 ６………………共振用コンデンサ ７………………高周波変圧器 ８………………高圧整流回路 ９………………分圧抵抗 １０……………電圧検出抵抗 １１……………電流検出抵抗 １２……………負荷 １３……………基準電圧 １４，１７……差動アンプ １５……………パルス幅制御回路 １６……………乗算回路 １８……………位相制御回路 １９……………整流回路 ｉ………………スイッチング素子の電流波形ｅ…………
……スイッチング素子の電圧波形φ，π………………位
相角 ｔｏｆｆ…ターンオフ時間
インバータ入力電圧分圧検出抵抗５………………インバ
ータ回路 ６………………共振用コンデンサ ７………………高周波変圧器 ８………………高圧整流回路 ９………………分圧抵抗 １０……………電圧検出抵抗 １１……………電流検出抵抗 １２……………負荷 １３……………基準電圧 １４，１７……差動アンプ １５……………パルス幅制御回路 １６……………乗算回路 １８……………位相制御回路 １９……………整流回路 ｉ………………スイッチング素子の電流波形ｅ…………
……スイッチング素子の電圧波形φ，π………………位
相角 ｔｏｆｆ…ターンオフ時間
Claims (1)
- 【請求項１】共振形インバータのパルス幅制御による直
流高圧安定化回路において、その出力電圧，電流を検出
し、検出電圧と基準電圧との差動アンプによる、その差
電圧をインバータ回路にパルス幅制御回路を介してフィ
ードバックし、出力電圧の安定化を図ると同時に、検出
電流と基準電圧との乗算回路を介した電力換算電圧を基
準電圧とした電圧と、インバータの入力電圧の検出電圧
との差動アンプによる、その差電圧をインバータ入力電
圧発生用サイリスタ等の整流回路にフィードバックして
出力電力に応じて、インバータ入力電圧を自動調整し、
インバータ回路のパルス幅を常に最適位相角でスイッチ
ング動作させた直流高圧安定化電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3171610A JPH04317565A (ja) | 1991-04-12 | 1991-04-12 | 直流高圧安定化電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3171610A JPH04317565A (ja) | 1991-04-12 | 1991-04-12 | 直流高圧安定化電源 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04317565A true JPH04317565A (ja) | 1992-11-09 |
Family
ID=15926365
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3171610A Pending JPH04317565A (ja) | 1991-04-12 | 1991-04-12 | 直流高圧安定化電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04317565A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5796598A (en) * | 1996-01-26 | 1998-08-18 | W. Schlafhorst Ag & Co. | Voltage-converting circuit for the power supply of an electrical consumer of high output, particularly a bobbin winding machine |
| WO2011151940A1 (ja) * | 2010-05-31 | 2011-12-08 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
-
1991
- 1991-04-12 JP JP3171610A patent/JPH04317565A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5796598A (en) * | 1996-01-26 | 1998-08-18 | W. Schlafhorst Ag & Co. | Voltage-converting circuit for the power supply of an electrical consumer of high output, particularly a bobbin winding machine |
| WO2011151940A1 (ja) * | 2010-05-31 | 2011-12-08 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| CN102918757A (zh) * | 2010-05-31 | 2013-02-06 | 三菱电机株式会社 | 电力变换装置 |
| JP5575235B2 (ja) * | 2010-05-31 | 2014-08-20 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| CN102918757B (zh) * | 2010-05-31 | 2015-06-17 | 三菱电机株式会社 | 电力变换装置 |
| CN104883082A (zh) * | 2010-05-31 | 2015-09-02 | 三菱电机株式会社 | 电力变换装置 |
| US9160249B2 (en) | 2010-05-31 | 2015-10-13 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion apparatus having an AC/DC converter which outputs to a DC/DC converter which is controlled by a controller |
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