JPH0431773A - インピーダンス測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は各種の抵抗器、インダクタ、キャパシタ、或
はこれらの複合回路のインピーダンスを測定するインピ
ーダンス測定装置に関する。

〔従来の技術〕

被測定体に交流電圧を印加し、被測定体に流れる電流を
正弦波成分と余弦波成分に同期検波し、その検波出力信
号により被測定体のインピーダンスを求めるようにした
インピーダンス測定装置が実用されている。

第７図及び第８図に従来のこの種のインピーダンス測定
装置を示す、第７図のインピーダンス測定装置では、方
形波発生器１１は互に９０°位相が異なる０°位相方形
波信号と、９０°位相方形波信号とを出力する。

０＠位相方形波信号は低域通過が波器１２により正弦波
信号に変換され、その正弦波信号はバッファ増幅器１３
で増幅されて被測定体１４に印加される。

被測定体１４を流れる電流ＩＤＩＩ〒が電流−電圧変換
器１５に取込まれ、電圧信号ＩＰ１に変換されて切替ス
イッチ１６の一方の固定接点Ａに与えられる。

切替スイッチ１６の他方の入力端子には被測定体１４に
印加した電圧信号ＶＭを与える。

Ｖ□にｖ８ １□ｉ　二　１７ノＲｔ Ｒ２は電流−電圧変換器１５の帰還抵抗器の抵抗値であ
る。

Ｖｎ、ｌｘは切替スイッチ１６によって同期検波器２１
と２２に選択的に与えられる。同期検波器２１には基準
信号として０°位相方形波信号が与えられ、また同期検
波信号２２には９０°位相方形波信号が与えられ、これ
ら同期検波信号２１と２２で電圧信号Ｖ工と１８の正弦
波成分と余弦波成分に分離して同期検波（ベクトル検波
）される、同期検波器２１．２２の検波出力は積分回路
２３．２４で積分し、平滑化して切替スイッチ２５に与
えられる。

切替スイッチ２５は正弦波成分の検波出力Ｖ。

と、余弦波成分の検波出力■、とを選択して取出し、Ａ
Ｄ変換器２６でＡＤ変換して演算表示器２７に与え、Ｚ
ｎｔｒｒ−（ＶＮ　／１１１　）　・Ｒｅを演算し、そ
の演算結果を被測定体１４のインピーダンス値として表
示する。

〔発明が解決しようとする課題〕

■　電流−電圧変換回路の周波数応答特性の為に被測定
体１４に与える正弦波信号の周波数を変えると同期検波
器２工と２２に与えられる電圧信号ＩＭの振幅及び位相
が変化し、これにより測定誤差が生じる。

■　電流−電圧変換器１５で用いられる演算増幅器のオ
ープンループ利得は、入力側が開放されたとき発振しな
い程度の利得に制限されるため、利得が不足し、電流−
電圧変換器の入力点が完全な仮想接地状態にならない、
このために■９とＶＩＩＵＴに差が生じ測定誤差が生じ
る。

■　電流−電圧変換器Ｉ５の入力が完全に仮想接地状態
にならないから被測定体１４に流れる電１ＩＤｔ＋アの
一部がケーブル等の容量Ｃ６を流れる。

これによって被測定体１４を流れる電流Ｉ　ＤＵＴと電
圧信号に変換されたＩ工との間に差が止し、これも測定
誤差となる。第８図はこれらの欠点を解決するために電
流−電圧変換回路１５を改良した従来例である。

第８図ａ点にはＩ　ＤＵＴが流れ込みｂ点の電圧■。

■。

がＩＩＩＬＩ７＝−となるように帰還ループが動作Ｒ１ する。

この方式では、電流−電圧変換回路１５の周波数応答特
性、オープンループ利得の制限、ａ点の仮想接地誤差が
すべて解決され正確なインピーダンス解析が可能となる
。

しかし、構成が複雑でしかも電流−電圧変換回路１５の
ループ安定後にさらにベクトル検波を行うため高速化し
にくい欠点がある。

また、試験周波数を変更する場合第７図に示す低域通過
が波器１２及び第８図に示す低域通過が波器１２’、１
２”の遮断周波数を変更する必要がある。

この発明の目的は被測定体に与える正弦波信号の周波数
を変えても誤差が生じることがなく。また電流−電圧変
換器を構成する演算増幅器の利得を高く採り、演算増幅
器の入力端子を完全に仮想接地することができる高速、
高精度インピーダンス測定装置を比較的簡単な構成でし
かも安価に提供しようとするものである。

〔実施例〕

第１図にこの発明によるインピーダンス測定装置の構成
概念図を示す。

正弦波発生器３１がら被測定体１４に正弦波信号が与え
られ、被測定体１４に電流Ｉ　ＤｔＪＴが流れる。この
電流１１１ｔ１７は電流−電圧変換器１５を構成する演
算増幅器１５Ａの仮想設地点に流れ込む。

演算増幅１５Ａで増幅した信号は乗算器２１゜２２に入
力される。

乗算器２１と２２には基準信号として正弦波信号ｓｉｎ
と、余弦信号ｃｏｓとがそれぞれ正弦波発生器３２、余
弦信号発生器３３がら与えられ、ベクトル検波する。

乗算器２１と２２の検波出力は積分ｉ２３と２４で積分
され、平滑化されて切替スイッチ２５に取出される。切
替スイッチ２５はＡＤ変換器２６にベクトル検波された
正弦波成分（実部）と余弦波成分（虚部）とを選択して
入力し、ＡＤ変換して演算表示部２７に入力し、被測定
体Ｉ４のインピーダンスを表示する。

この発明の特徴とする構成は第１図に示す点線で囲んだ
帰還回路４０の構成である。

つまり積分器２３と２４で平滑化したベクトル検波信号
を乗算器３４．３５に与え、乗算器３４では乗算器２１
においてベクトル検波された正弦波成分■、に正弦波発
生器３６から出力される正弦波Ｓｉｎを乗算する０乗算
器３５では乗算器２２においてベクトル検波された余弦
波成分ｖ五に余弦波発生器３７から出力される余弦波ｃ
ｏｓを乗算し、その東軍結果を加算器３８で加算し、既
知の抵抗値Ｒｆを持つ帰還抵抗器３９を通して演算増幅
器１５Ａの入力端子に帰還させた構成を特徴とするもの
である。

二の帰還回路４０の接続によって演算増幅器１５Ａは電
流−電圧変換器として動作する。つまり演算増幅器１５
Ａと帰還回路４ｏとによって電流−電圧変換器１５が構
成される。

帰還抵抗器３９を通じて演算増幅器１５Ａに帰還される
電流ｉｆは被測定体１４を流れる電流工□アと同じ値Ｉ
エア＝Ｌとなる。つまり演算増幅器１５Ａから出力され
る電圧■、１１が常にＶ、、、＝Ｑとなるように帰還電
流ｉ、が変化し、自動平衡ループが構成される。

被測定体１４のインピーダンス特性によって１！ＪＵＴ
が正弦波成分であったとすると、Ｖ　ｍＰＰはａ　−５
ｉｎ（ａ＋　ｔ　）となる、このａ　−５ｉｎ（ａ＋　
ｔ）の成分は乗算器２１でベクトル検波され積分器２３
がら正弦検波出力■、として出力される。

正弦検波出力■７に乗算器３４で正弦波５ｉｎ（ωｔ）
乗算されＶｌ　・５ｒｎ（ωｔ）となって抵抗器３９に
与えられ、電流ｊｆに変換されて帰還され入力電流１ｏ
ｕｔ＝−一　・５ｉｎ（ωｔ）と平衡する（Ｇは演算増
幅器１５Ａの利得）。

ループが平衡している間、正弦検波出力Ｖ、が出力され
続ける。この正弦検波出力■１は切替スイッチ２５を通
じてＡＤ変換器２６に取込ま、演算表示器２７でインピ
ーダンス値が表示される。

一方Ｖ　、ｒｒがｂ　−ｃｏｓ（ωｔ　）であった場合
は乗算器２２のベクトル検波によって余弦検波出力■。

が出力される。この余弦検波出方■ｉは乗算器３５で余
弦波ＣＯＳが乗算され、帰還抵抗器３９で電流ｉｆに変
換されて演算増幅器１５Ａに帰還されを相殺し、ループ
が平衡する。

ループが平衡している間接分器２４は余弦検波出力Ｖ、
を出力し続ける。この余弦検波出力ｖ轟を切替スイッチ
２５を通じてＡＤ変換器２６に取込み、そのＡＤ変換値
を演算表示器２７に与えインピーダンス値を表示す。

さらにｖ、１１がＣ−５ｉｎ（ωｔ＋θ）＝ａ−ｓｉｎ
（ωｔ）　十ｂ−ｃｏｓ（ωｔ）であった場合はそれぞ
れ乗算器２１．２２から正弦検波出力ｖｒと余弦検波出
力■ｉが出力され、その検波出力Ｖ１とＶ。

にそれぞれ乗算器３４と３５で正弦波５ｉｎ（ωｔ〕と
余弦波ｃｏｓ　（ωｔ）が乗算されて演算増幅器１５Ａ
に帰還され、入力電流−一・５ｉｎ（ωｔ＋θ）が相殺
されループが平衡する。

ループが平衡している間、積分器２３と２４は正弦検波
出力ｖ１と余弦検波出力Ｖ、を出力し続ける。この正弦
検波出力■、と余弦検波出力■。

は切替スイッチ２５でＡＤ変換器２６に交互に与えられ
、演算表示器２７で演算されて被測定体１４のインピー
ダンスが表示される。

第４図及び第５図に乗算器２１．２２及び３４３５の構
成を示す、この例では４象限乗算器を構成した場合を示
す、入力端子り、にオフセットバイナリディジタルデー
タ０ＦＢＤＤＡＴを与える。このオフセットバイナリデ
ィジタフレデータ０ＦＢＤＤＡ丁の各ビットの信号は第
５図に示す二つの抵抗ラダー回路ＲＲＤ、とＲＲＤ、の
スイッチｓ、、Ｓｔ、ｓ、−・・Ｓ、、Ｓ、、、に与え
られ、これらスイッチ３１〜Ｓ　＠　＋　１をオン、オ
フ操作してＤＡ変換動作する。

各乗算器２１．２２及び３４．３５のアナログ入力端子
Ｒ１１ｆに入力されるアナログ入力信号ＡＮは二つの演
算増幅器ＯＰ１とＯＰ、の各一方の入力端子に与えられ
る。

演算増幅器ＯＰ、とＯＰ、はそれぞれ帰還抵抗Ｒによっ
て利得１の増幅器として動作する。

一方の演算増幅器ＯＰＩにはその非反転入力端子にアナ
ログ入力信号ＡＮが与えられ、他方の演算増幅器ＯＰ　
ｚにはその反転入力端子に与えられる。従って二つの演
算増幅器ＯＰ、とＯＰ、は互に位相が逆転したアナログ
電圧信号Ｖ、とｖ２を出力し、これらアナログ電圧信号
Ｖ、とＶ、は抵抗ラダー回路ＲＲＤ、とＲＲＤ、の電圧
入力端子■、に与えられる。

抵抗ラダー回路ＲＲＤ、とＲＲＤ、の出力端子Ｑ２とＱ
ｌを共通電位点に接続すると共に、抵抗ラダー回路ＲＲ
Ｄ＋　とＲＲＤｔの各出力端子Ｑ１とＱ２を共通接続し
出力端子１．に接続する。

この回路構成においてアナログ入力信号ＡＮとオフセッ
トバイナリディジタルデータ０ＦＢＤＤＡＴがＡＮ＝　
ａ　　−５ｉｎ（ωｔ　＋θン０ＦＢＤＤＡＴ−１＋５
ｉｎ（ωｔ　）であったとすると、演算増幅器ＯＰ　＋
　とＯＰ　ｔの出力電圧Ｖ、と■、は Ｖｌ　＝　　ａ　−５ｉｎ（ωｔ＋θ）Ｖｔ　＝　　　
ａ　−５ｉｎ（ωｔ＋θ）となる。

このとき抵抗ラダー回路ＲＲＤ＋　とＲＲＤｚの出力電
流ｉ、とｉ！は ｉｌ　＝ｂ　・（１＋ｓｉｎ　ａｒｔ）　　・Ｖ＋ｉｔ
　−ｂ　・（１−５ｉｎ　ωｔ）　・Ｖ。

となり、出力電流■。、は １ｏａｒ＝ｉ＋＋ｉｔ　−２ａ　−５ｉｎ（ａ＋ｔ＋θ
）　・５ｉｎ（ωｔ　）となる。

この回路構成によれば、演算増幅器ＯＰ、とＯＰ、はア
ナログ入力信号ＡＮにのみ周波数帯域が要求されている
ため、理想的なバッファ及び反転出力が可能であり、デ
ィジタル変調出力電流１０ｕアの周波数帯域に制限を与
えない。

またディジタル入力端子りに与えるオフセットバイナリ
ディジタルデータ０ＦＢＯＤＡＴの切替わり時に電流１
１のスパイクノイズと電流ｉ！のスパイクノイズが発生
しても、これらのスパイクノイズは互に逆位相で発生し
、相殺される。

更に出力を流１ｏｕアは２倍になるためＳＮ化が６ｄＢ
向上する利点が得られる。

以上説明したこの発明によれば電流〜電圧変換器１５を
構成する帰還ループは乗算器２１と２２の出力側で直流
信号に変換される。この結果試験角周波数５ｉｎ（ωｔ
）に係わりなく、演算増幅器１５Ａのオーブン利得を高
く採ることができる。つまり演算増幅器１５Ａのオープ
ン利得を高く採っても発振が起きるおそれがない。

従って演算増幅器１５Ａの入力点の仮想接地は完全な状
態となり、被測定体１４の電圧測定誤差及び電流測定誤
差を著るしく小さくすることができる。

一方上述では特に説明しなかったが、正弦波発生器３１
と余弦波発生器３７に位相調整機能を持たせると更に測
定確度を高めることができる。

その様子を第２図を用いて説明する。

第２図に示す３１，３２．及び３６は第１図で説明した
と同じ正弦波発生器、３３．３７は余弦波発生器を示す
、これらの構成は第３図で説明する。

第２回で特に説明する点は校正機能を持たせた点である
。つまり被試験体１４と電流−電圧変換器１５を構成す
る演算増幅器１５Ａとの間にモード切替スイッチ４１を
設け、モード切替スイッチ４１の切替によって電流測定
モード（接点ａに倒す）と電圧測定及び校正モード（接
点すに倒す）とに切替ることかできるように構成してい
る。

電流測定モードでは第１図に示したと同捧に被測定体１
４の一端側に正弦波発生器３１から与えられる正弦波電
圧ｖｌ、ｏｔが与えられ、他端側はモード切替スイッチ
４１を通じて演算増幅器１５Ａの反転入力端子に接続さ
れる。

モード切替スイッチ４１を接点ａ側に倒し、校正モード
に切替ると、被測定体１４の他端はモード切替スイッチ
４１によって共通電位に接続され、演算増幅器１５Ａの
反転入力端子には被測定体１４の代りに校正用抵抗器４
２が接続される。この校正用抵抗器４２は広い周波数範
囲にわたって純抵抗として動作する特性のものを使用す
る。

従って被測定体１４の代りに校正用抵抗器４２を接続し
た場合には演算増幅器１５Ａから出力される電圧信号Ｖ
　ｅｒｒは正弦波成分だけになるはずである。

然し乍ら回路の位相特性等によって乗算器２２に与えら
れる信号に位相回転が生じると、乗算器２２で直交誤差
が生じる。このためこの位相回転量を修正して正弦波発
生器３２から乗算器２１に与えられる正弦波信号と校正
用抵抗器４２を通じて演算増幅器１５Ａに与えられる信
号の位相差がゼロとなるように校正する。

このためには切替スイッチ２５をａ側に倒し、積分器２
３と低域通過が波器４３を通じて出力される信号ｖ１が
Ｏとなるように正弦波発生器３１の位相θ１を設定する
。このとき設定される位相θ、は本来設定すべき値から
９０″ずれているから本来設定すべき位相θ、はθ、＋
−（ｒａｄ）に修正して第３図に示す補正データメモリ
３０１に記憶する。

つまりこの場合には正弦検波出力■、が最大値になるよ
うに調整しなければならないが、最大値に設定する作業
はむずかしい。このためθ１を本来の位相値から　−（
ｒａｄ）ずらし、これによってて正弦検波出力ｖ１がＶ
、＝０になるようにθ。

を調整すれば０点は比較的簡単で然も正確に合せること
かできる。従って０点に設定し、その調整値θ１をθ、
　＋　　−（ｒａｄ）に修正すれば正しい位相値を得る
ことができる。

次に切替スイッチ２５を接点す側に倒し、今度は余弦波
発生器３７の位相θ２を調整する。この場合には余弦検
波出力■、が■、＝０となるようにθ、を調整すればよ
い。θ２も第３図に示す補正データメモリ３０１に記憶
する。（校正用抵抗器４２が純抵抗であるため）。

以上で位相の校正が完了する。

次に乗算器２１と２２のベクトル検波利得を校正する。

つまり正弦波発生器３１と余弦波発生器３７において位
相θ８．θ２とを調整すると、これら正弦波発生Ｈ３１
と余弦波発生器３７がら出力される正弦波５ｉｎ（ωｔ
＋０１）と余弦波ｃｏｓ（ωｔ＋θ２）　の振幅が変化
する不都合がある。

その理由は正弦波発生器３１及び余弦波発生器３７は第
３図に示すようにディジタル波形記憶器３１２．３１４
と、これらディジタル波形記憶器３１２及び３１４にア
ドレス信号を与えるフェーデスアキュームレータ３０８
とによって構成される。

ディジタル波形記憶器３１２及び３１４は波形データが
アドレス順に書込まれており、位相θ、。

θ８を変更するには、その続出アドレスが例えば１．１
１，２１．３１・・・１０１番地を繰返し続出している
状態から、例えば２，１２，２２，３２゜・・・１０２
番地を読出すように変更して位相θ１゜θ２を変更する
構造のため、ディジタル波形記憶器に記憶されている最
大振幅値を必ず読出すことにならないことと、続出アド
レスの変更により最大振幅値が記憶されているアドレス
との相対位置が変わるため、読出されてＤＡ変換されて
出力される波形の振幅がわずかではあるが変化する。

この振幅の変化は乗算器２１と２２のベクトル検波出力
Ｖ１とＶ、を変化させる不都合があるため、ここでは実
部検波利得補正係数ａと虚部利得補正係数ｂ（以下単に
利得補正係数と称す）を求める。

利得補正係数ａとｂは次のようにして求める。

モード切替スイッチ４１を接点ａ側に倒し、切替スイッ
チ２５を接点す側に倒した状態で正弦波発生器３１の位
相θ１を例えば、 θＩ（ｉ）　＝ψ、十Δθ・ｉ　（ｒａｄ）（ｉ＝０〜
１０．ψ＋：ｉ＝Ｏのときの０１の値π つまりθ１十　−に修正する前の０１の値、変化させる
。

その微小な位相変化θ８．．に対する乗算器４４の検波
出力信号■、をす１８．として、ｂ＝Σ ｂ　（ｉ） により虚部検波利得係数すを算出する。

モード切替スイッチ４１を接点ａに倒した状態のまま切
替スイッチ２５を接点ａ側に戻し、θ＋（Ｄ＝ψ、＋−
＋　Δθ・ｊ　（ｒａｄ）としてθ、（ｊ）を設定した
ときのベクトル検波出力■２をａ（ｊ）とするとき、 ａ　＃　Σ　ａ（ｊ） を測定する。

を記憶する。

以上の動作を試験角周波数ωを変更して実行し、角周波
数ω毎に利得補正係数ａとｂを求め、装置の校正が完了
する。

ここで第２図に示した正弦波発生器３１，３２゜３６と
余弦波発生器３３．３５について第３図を用いて説明す
る。

第３図に示す例では位相調整が可能な正弦波発生器３１
と余弦波発生器３７を一つのディジタル波形メモリ３１
２にフェーズアキュームレータ３０８及び位相調整手段
３０９とによって構成した場合を示す。

また正弦波発生器３２．３６と余弦波発生器３３はディ
ジタル波形メモリ３１４とフェーズアキュームレータ３
０８とによって構成した場合を示す。

位相調整手段３０９はこの例では二つのラッチ回路３０
９Ａと３０９Ｂとを有し、この二つのラッチ回路３０９
Ａと３０９Ｂに先に説明した位相設定値θ、とθ、に対
応するＰ、とＰ、が補正データメモリ３０１からストア
される。

ラッチ回路３０９Ａと３０９Ｂにストアされた二つの位
相補正データＰＩとＰ２はデータセレクタ３０９Ｃによ
って選択されて取出される。

つまりディジタル波形メモリ３１２は正弦波信号５ｉｎ
（ωｔ）と余弦波信号Ｃ０５（ωｔ）とを交互に発生す
る。このために位相補正データＰ１とＰ２はデータセレ
クタ３０９Ｃによって交互に選択され、加算器３１１に
与えられる。

加算器３１１にはフェーズアキュームレータ３０８から
のディジタル波形メモリ３１２を読出すためのアドレス
データが与えられ、このアドレスデータに位相補正デー
タＰ、とＰｔが加算されてディジタル波形メモリ３１２
に与えられる。

ディジタル波形メモリ３１２から読出されたディジタル
波形データはラッチ回路３１５と３１８に交互にラッチ
される。つまりラッチ回路３１５には正弦波データが出
力されるタイミングでラッチ指令が与えられて正弦波デ
ータがラッチされ、またラッチ回路３１８には余弦波デ
ータが読出されるタイミングでラッチ指令が与えられ、
余弦波データがラッチされる。

ラッチ回路３１５にラッチされた正弦波データは余弦波
データをラッチするラッチ回路３１８のラッチタイミン
グと一致してラッチ回路３１６に移され、正弦波データ
と、余弦波データとを同一タイミングで出力するように
構成している。

ラッチ回路３１６にラッチした正弦波データ５ｉｎ（ω
ｔ＋θ１）はＤＡ変換器３１７に与えられ、ＤＡ変換器
３１７でＤＡ変換されて出力端子３２３にアナログの正
弦波信号を出力する。この正弦波信号が第２図に示す低
域通過が波器４５とバッファ増幅器４６、可変減衰器４
７を通じて被試験体１４と校正用抵抗器４２との接続点
に与えられる。

ラッチ回路３１８にラッチされた余弦波データｃｏｓ　
（ωｔ＋θ２）は出力端子３２４に出力され、この余弦
波データｃｏｓ　（ωを十〇、）は第２図に示す乗算器
３５のデータ入力端子に与えられる。

フェーズアキュームレータ３０８は周波数を規定するた
めの増分データをラッチするラッチ回路３０８Ａと、こ
のラッチ回路３０８Ａにラッチした増分データを累積加
算する加算器３０８Ｂと、この加算器３０８Ｂで加算し
た結果を一時記憶して加算器３０８Ｂに帰還させると共
に外部の加算器３１１と移相回路３１３に累積加算値を
与えるラッチ回路３０８Ｃとによりて構成される。

ラッチ回路３０８Ａには演算表示器２７を構成するＣＰ
［Ｉ３０３から補正データメモリ３０１に書込まれた周
波数設定ｉｎがストアされる０周波数設定値ｍの値に比
例してディジタル波形メモリ３１２．３１４の続出速度
が規定され、読出される正弦波データと余弦波データの
周波数が規定される。

フェーズアキュームレータ３０８とディジタル波形メモ
リ３１４との間に移相回路３１３が設けられる。移相回
路３１３はディジタル波形メモリ３１４に与える続出ア
ドレスデータに０１と９０＠の移相量を与える。この移
相回路３１３の構成を第６図に示す。

移相回路３１３はディジタルの角度信号を移相させる動
作を行なう、この移相回路３１３はマルチプレクサ３１
３Ａと、排他的論理和回路３１３Ｂと、インバータ３１
３Ｃとによって構成することができる。

マルチプレクサ３１３Ａは入力端子ＡＩ、Ａ２及びＢｌ
、Ｂ２と出力端子Ｑｌ、Ｑ２と、制御端子Ａ／Ｂとを有
し、制御端子Ａ／Ｂに与える論理に応じて入力端子Ａｌ
、Ａ２が選択されて出力端子Ｑｌ、Ｑ２に接続される状
態と、入力端子Ｂｌ。

Ｂ２が出力端子Ｑｌ、Ｑ２に接続される状態とに切替え
られる。

入力端子Ｂｌ、Ｂ２にはフェーズアキュームレータ３０
８から出力される波形メモリ３１４に書込まれる波形デ
ータの０＠〜３６０１に対応したアドレス信号の最上位
ビットＭＳＢと、その一つの下のビットＭＳＢ−１が与
えられる０例えばＭＳＢとＭＳＢ−１が０，０のとき０
１に対応したアドレスを読出し、０．１のとき９０°の
アドレスを読出し、１．０のとき１８０＠のアドレスを
読出し、１゜１のとき２７０°のアドレスを読出すもの
とすると、 ＭＳＢと列５Ｂ−１が０，０のとき、入力端子Ａｔ。

Ａ２には０．１が与えられ、入力端子Ｂｌ、Ｂ２より９
０°進んだアドレスデータが与えられる。

またＭＳＢとＭＳＢ−１が０．１のとき入力端子ＡＩ。

Ａ２には１．　　Ｏが与えられ、入力端子Ｂ１．　Ｂ２
より９０１進んだアドレスデータが与えられる。

ＭＳＢ　ト１４５Ｂ−１ｂ＜１．　０　（１８０”　）
　ノトキ入力端子ＡＩ、Ａ２には１．１　（２７０°）
が与えられる。

このようにして入力端子ＡＩ、Ａ２には入力端子Ｂ１．
Ｂ２のアドレスより９０°位相が進んだアドレス信号が
与えられ、ディジタル波形メモリ３１４からディジタル
の正弦波データ５ｉｎ（ωｔ）を読出すタイミングでは
フェーズアキュームレータ３０８からディジタル波形メ
モリ３１４に与えるアドレス信号をそのまま与え、余弦
波データＣ０５（ωｔ）を読出すタイミングではディジ
タル波形メモリ３１４から読出す信号を９０＠移相させ
る量だけアドレスをシフトさせたアドレス信号をディジ
タル波形メモリ３１４に与える。

このようにしてラッチ回路３１９と３２２には交互に正
弦波データ５ｉｎ（ωｔ）と余弦波データＣ０８（ωｔ
）が読出される。ラッチ回路３１９に読出された正弦波
データ５ｉｎ（ωｔ）はラッチ回路３２２に余弦波デー
タＣＯ５（ωｔ）をラッチするタイミングでランチ回路
３２１に移され、正弦波データ５ｉｎ（ａ＋ｔ）と、余
弦波データＣＯＳ　＜ωｔ）とをタイミングを合せて更
新し、出力端子３２５と３２６に出力する。

出力端子３２５に出力されたディジタルの正弦波データ
５ｉｎ（ωｔ）は第２図に示した乗算器２１と３４に与
えられる。また出力端子３２６に出力されたディジタル
の余弦波データＣＯ５（ωｔ）ば第２図に示した乗算器
２２と３５に与えられる。

尚、第３図に示す３０６はクロック発生器を示し、この
クロック発生器３０６でディジタル波形メモリ３１２，
３１４を読出す周波数ｆ、の倍の周波数２ｆ、のクロッ
クを発生し、このクロックを分周器３０７で２に分周し
、続出速度に対応した周波数ｆ１の信号を得る。この周
波数１．のクロック信号はラッチ３０８Ｃ，３１５，３
，６３１７，３１８，３１９，３２１，３２２及び移相
回路３１３に与えられる。

また演算表示器２７はＣＰＵ３０３は、このＣＰＵ３０
３を所定の順序で動作させるプログラムを収納したＲＯ
Ｍ３０２と、上述した補正データメモリ３０１と、表示
器３０４とによって構成される。

ＣＰｔ１３０３ばランチ回１１ｒ３０９Ａ、３０９Ｂと
３０８Ａに与えるラッチ指令信号り、、ｔ、□、Ｌ、と
、モード切替スイッチ４１を切替制御する制御信号ＳＩ
と、切替スイッチ２５を制御する制御信号Ｓつを出力す
る。

■　被試験体１４に与える正弦波信号５ｉｎ（ωｔ＋θ
１）の角周波数ωよりラッチ回路３０８Ａにラッチする
初期値ｍを設定する。

ω・　２１１ ｎ：ラッチ回路３０８Ａから加算器３０８Ｅに与える初
ｗＩ値ディジタルデータのビット数。

■　補正データメモリ３０１より試験角周波数ωに対応
した位相補正データθ２（ω）を読出し、この位相補正
データからラッチ回路３゜９Ｂにセットする補正値Ｐオ
を算出する。

■ （θｔ（ω）十−π１２” ■　補正データメモリ３０１より試験角周波数ωに対応
した位相補正データθ１（ω）を読出し、この位相補正
データからラッチ回路３０９Ａにラッチする補正値Ｐ１
を算出する。

■　モード切替スイッチ４１を接点ａ（校正用抵抗器４
２を選択）、切替スイッチ２５を接点ａに倒す、このと
き低域通過が波器４３が出力する電圧を■１．（電圧ベ
クトル実部）として演算表示器２７に取込む。

■　モード切替スイッチ４１を接点ａ、切替スイッチ２
５を接点すに切替え、このとき低域通過が波器４４が出
力する電圧をＶｌ、（電圧ベクトル虚部）として演算表
示器２７に取込む。

■　モード切替スイッチ４１を接点ｂ（被測定体を選択
）、切替スイッチ２５を接点ａに倒し、このとき低域通
過が波器４３が出力する電圧を１゜（１流ベクトル実部
）として演算表示器２７に取込む。

■　モード切替スイッチ４１を接点ｂ、切替スイッチ２
５を接点すに倒し、このとき低域通過が波器４４が出力
する電圧１＋−（電流ベクトル虚部）として演算表示器
２７に取込む。

■　演算表示器２７を構成する補正データメモＩＪ３０
１（第３図）より試験角周波数ωに対応した利得補正値
α（ω）を読み出し、以下の演算式より被測定体１４の
インピーダンス２、を算出し、表示する。

Ｖ　ｌａ＋Ｊ　”　Ｉｍ　・（Ｘ　（ａ）　）Ｚｘ＝＝
Ｒｅｓｔ １　＠＠＋ｊＩ　Ｉｍ・α（ω） Ｒｐ＊ｔ：校正用抵抗器４２の抵抗値 Ｚ、Ｉの式は以下の如くして算出される。この発明の測
定系は １！ａ＝Ｖｏｏｙ　／　Ｒｔ （Ｉｆｆｌａ　：演算増幅器１５Ａの入力電流、ＶＯＬ
ＩＴ　　：帰還傾向器３９に与えられる帰還電圧、Ｒ１
：帰還抵抗器３９の抵抗［） が成立する帰還回路を構成している。

そこでＶａｏｔ＝（Ｖｍ　＋ｊＶｂ　Ｈｃｒ（ａ＋））
　・Ｂによって決定されているのでモード切替えスイッ
チ４１が接点ａ（＠にあるとき、ｖ、＝ｖ、、。

Ｖｂ＝Ｖ１＠であり、Ｖｏｏｙ　／　Ｒｔ　　・＝Ｖｎ
ｕｒ／　Ｒ，、、であるから Ｖ＋＋ｕｙ＝（Ｒｒｅｒ／Ｒｒ）νＯｔｌ？＝（Ｒｒ＊
ｖ／Ｒｒ）　’　（Ｖｍａ＋ｊＶ＋ｍ　・（Ｘ　（（１
１））　・β　−（１１β：ＤＡ変換器３１７．低域通
過済波器４５バッファ増幅器４６の伝達関数） モード切替スイッチ４１が接点す側にあるとき、 Ｖ　、　＝　１　ｍ−、Ｖ　−−Ｉ　Ｉ−テあり、Ｖｏ
ｕｔ／Ｒｔ””１１１０７から ｅ （］）、　（２）式より ＤＵＴ １　＊ｄＪ　Ｉ　Ｉｓ・α（ω） となる。

〔発明の効果〕

以上説明したようにこの発明によれば電流−電圧変換ル
ープ内で一旦直流信号に変換されるため、試験角周波数
に係わりなく、オープンループ利得を高くすることがで
きる。

よって電流−電圧変換器１５において、入力電流１　ｉ
ｎが完全な仮想接地状態となり、被測定電圧の測定誤差
、被測定電流の測定誤差が非常に少なくなる。

■、（ベクトル実部）及びｖｂ　　（ベクトル虚部）に
よって合成されるＶ。、Ｊアは試験角周波数毎にそのベ
クトル利得係数α（ω）及びベクトル直交角θｔ　（ω
）を校正しているから、試験角周波数に係わりなく高精
度なＪｍｍが検波される。

乗算器２１．２２及び３４．３５を第４図に示した構成
とし、更に温度バランスがとれていれば測定確度は校正
用抵抗器４２の精度で決定される。

つまりこの発明によれば数ＰＰＩＩオーダの測定確度が
実現できる。因みに従来の装置は１００ＰＰ■が限界で
あった。

従ってこの発明によれば測定精度の高いインピーダンス
測定装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の概略の構成及び概念を説明するため
の概念図、第２図は第１図に示したインピーダンス測定
装置の更に詳しい構成を説明するためのブロック図、第
３図は第２図に示したインピーダンス測定装置に信号を
与える回路の実施例を説明するためのブロック図、第４
図は第２図に示した乗算器の構成を説明するための接続
図、第５図は第４図の乗算器に用いる抵抗ラダー回路の
構成を説明するための接続図、第６図は第３図に示した
移相器の構成を説明するための接続図、第７図及び第８
図は従来の技術を説明するためのブロック図である。 １４・・・被測定体、１５・・・電流−電圧変換器。 ２１．２２，３４．３５・・・乗算器、３１・・・正弦
波発生器、４０・・・帰還回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）正弦波発生器から被測定体に正弦波信号を印加し
   、被測定体を流れる電流を電流−電圧変換器を構成する
   演算増幅器を通じて電圧信号として取出すと共に、この
   電圧信号に正弦波信号と余弦波信号によってベクトル検
   波して正弦波成分と余弦波成分に分離して出力し、この
   検波出力信号によって被測定体のインピーダンスを算出
   するインピーダンス測定装置において、 上記正弦波成分と余弦波成分のそれぞれの検波出力に正
   弦波信号と余弦波信号を乗算し、その乗算出力信号を加
   算し、この加算結果を既知の抵抗値を持つ抵抗器を介し
   て上記電流−電圧変換器を構成する演算増幅器に帰還さ
   せ、この帰還ループによって上記演算増幅器を電流−電
   圧変換器として動作させるように構成したことを特徴と
   するインピーダンス測定装置。