JPH04322170A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH04322170A JPH04322170A JP3092436A JP9243691A JPH04322170A JP H04322170 A JPH04322170 A JP H04322170A JP 3092436 A JP3092436 A JP 3092436A JP 9243691 A JP9243691 A JP 9243691A JP H04322170 A JPH04322170 A JP H04322170A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は自励式インバータを用い
た電力変換装置に係り、特にインバータ回路と変圧器と
の間に変圧器を接続したものに関する。
た電力変換装置に係り、特にインバータ回路と変圧器と
の間に変圧器を接続したものに関する。
【０００２】
【従来の技術】電圧形自励式インバータを用いてＰＷＭ
方式による電圧制御を行い、負荷に電流を流す電力変換
装置においては、一般にインバータ主回路と負荷との間
に変圧器を設け、絶縁や昇圧あるいは降圧を行っている
。
方式による電圧制御を行い、負荷に電流を流す電力変換
装置においては、一般にインバータ主回路と負荷との間
に変圧器を設け、絶縁や昇圧あるいは降圧を行っている
。
【０００３】図７は３相の電力変換装置の一例で、１は
直流電源、２はコンデンサ、３Ｕ，３Ｖ，３Ｗはインバ
ータ主回路、４Ｕ，４Ｖ，４Ｗは各相のインバータ主回
路３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの出力回路と負荷５Ｕ，５Ｖ，５Ｗ
との間に設けられた変圧器を各々示している。インバー
タ主回路３Ｕ，３Ｖ，３Ｗは各々可制御整流素子ＧＵ，
ＧＶ，ＧＸ，ＧＹとしては、ＧＴＯや電力用トランジス
タ等の自己消弧能力のあるパワーエレクトロニクス素子
が用いられる。
直流電源、２はコンデンサ、３Ｕ，３Ｖ，３Ｗはインバ
ータ主回路、４Ｕ，４Ｖ，４Ｗは各相のインバータ主回
路３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの出力回路と負荷５Ｕ，５Ｖ，５Ｗ
との間に設けられた変圧器を各々示している。インバー
タ主回路３Ｕ，３Ｖ，３Ｗは各々可制御整流素子ＧＵ，
ＧＶ，ＧＸ，ＧＹとしては、ＧＴＯや電力用トランジス
タ等の自己消弧能力のあるパワーエレクトロニクス素子
が用いられる。
【０００４】また、１０は電流パターン発生器、１１は
インバータ出力電圧基準算出回路で、このインバータ出
力電圧基準算出回路１１は電流パターン発生器１０から
入力される電流パターン信号ｉｄｃ，ｉｑｃと、インバ
ータ主回路３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの出力回路に設けられたホ
ールＣＴ６Ｕ，６Ｖ，６Ｗで検出されたインバータ出力
交流電流ｉｕ ，ｉｖ ，ｉｗ からしかるべき理論に
基づきインバータ主回路３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの出力電圧を
決定するインバータ出力電圧基準ＶＵＣ，ＶＶＣ，ＶＷ
Ｃを算出する。１２Ｕ，１２Ｖ，１２ＷはＰＷＭゲート
制御回路で、このＰＷＭゲート制御回路１２Ｕ，１２Ｖ
，１２Ｗはインバータ出力電圧基準ＶＵＣ，ＶＶＣ，Ｖ
ＷＣと三角波搬送信号とを比較してゲートパルスを発生
させ、インバータ主回路３Ｕ，３Ｖ，３Ｗを送出し、可
制御整流素子ＧＵ，ＧＶ，ＧＸ，ＧＹを制御する構成と
なっている。
インバータ出力電圧基準算出回路で、このインバータ出
力電圧基準算出回路１１は電流パターン発生器１０から
入力される電流パターン信号ｉｄｃ，ｉｑｃと、インバ
ータ主回路３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの出力回路に設けられたホ
ールＣＴ６Ｕ，６Ｖ，６Ｗで検出されたインバータ出力
交流電流ｉｕ ，ｉｖ ，ｉｗ からしかるべき理論に
基づきインバータ主回路３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの出力電圧を
決定するインバータ出力電圧基準ＶＵＣ，ＶＶＣ，ＶＷ
Ｃを算出する。１２Ｕ，１２Ｖ，１２ＷはＰＷＭゲート
制御回路で、このＰＷＭゲート制御回路１２Ｕ，１２Ｖ
，１２Ｗはインバータ出力電圧基準ＶＵＣ，ＶＶＣ，Ｖ
ＷＣと三角波搬送信号とを比較してゲートパルスを発生
させ、インバータ主回路３Ｕ，３Ｖ，３Ｗを送出し、可
制御整流素子ＧＵ，ＧＶ，ＧＸ，ＧＹを制御する構成と
なっている。
【０００５】ここで、Ｕ相のインバータ主回路３Ｕはゲ
ートパルスに基づき可制御整流素子ＧＵ，ＧＶ，ＧＸ，
ＧＹの導通期間を変化させることにより、変圧器４Ｕへ
交流電圧を印加して負荷５Ｕに電流を流す。なお、ここ
ではＵ相のインバータ主回路３Ｕの動作について述べた
が、Ｖ相、Ｗ相についても同様であるので、その説明は
省略する。
ートパルスに基づき可制御整流素子ＧＵ，ＧＶ，ＧＸ，
ＧＹの導通期間を変化させることにより、変圧器４Ｕへ
交流電圧を印加して負荷５Ｕに電流を流す。なお、ここ
ではＵ相のインバータ主回路３Ｕの動作について述べた
が、Ｖ相、Ｗ相についても同様であるので、その説明は
省略する。
【０００６】このように構成された自励式インバータに
おいて、その出力交流電圧に僅かな直流成分が定常的に
発生すると、変圧器４Ｕ，４Ｖ，４Ｗの交番磁束に直流
分が生じて過大な励磁電流が流れる現象、即ち変圧器の
直流偏磁が発生する。ここで、直流偏磁について図４に
より簡単に説明する。
おいて、その出力交流電圧に僅かな直流成分が定常的に
発生すると、変圧器４Ｕ，４Ｖ，４Ｗの交番磁束に直流
分が生じて過大な励磁電流が流れる現象、即ち変圧器の
直流偏磁が発生する。ここで、直流偏磁について図４に
より簡単に説明する。
【０００７】図４はインバータ運転時の変圧器の直流偏
磁現象を説明するための図である。単相変圧器の等価回
路は図６の変圧器の部分で表されることが知られている
。図６において、Ｒ１は変圧器のインバータ主回路側の
巻線抵抗、Ｌ１はインバータ主回路側の漏れインダクタ
ンス、Ｒ２は変圧器の負荷側の巻線抵抗、Ｌ２は負荷側
の漏れインダクタンス、Ｌｍ は変圧器の励磁インダク
タンス、１／Ｒｍ は変圧器の鉄損を各々示している。
磁現象を説明するための図である。単相変圧器の等価回
路は図６の変圧器の部分で表されることが知られている
。図６において、Ｒ１は変圧器のインバータ主回路側の
巻線抵抗、Ｌ１はインバータ主回路側の漏れインダクタ
ンス、Ｒ２は変圧器の負荷側の巻線抵抗、Ｌ２は負荷側
の漏れインダクタンス、Ｌｍ は変圧器の励磁インダク
タンス、１／Ｒｍ は変圧器の鉄損を各々示している。
【０００８】ここで、インバータの出力交流電圧を重畳
する直流成分をＥｄ とすると、この直流成分に対して
インバータ主回路、変圧器および負荷は図４の回路を形
成している。これにより、直流成分Ｅｄ に応じて直流
電流ｉ１ とｉ２ が流れる。直流電流は変圧器の励磁
インダクタンスＬｍ に直流電流が流れることにより発
生する。即ち、直流偏磁は直流電流ｉ１ によって起こ
ることになる。尚、励磁インダクタンスＬｍ は漏れイ
ンピーダンス（漏れインダクタンスと巻線抵抗の和）に
比して相当大きいので、直流電流ｉ１ が変圧器の磁束
が飽和して交流過電流を発生させるほど大きくなるには
、長時間を要することになる。
する直流成分をＥｄ とすると、この直流成分に対して
インバータ主回路、変圧器および負荷は図４の回路を形
成している。これにより、直流成分Ｅｄ に応じて直流
電流ｉ１ とｉ２ が流れる。直流電流は変圧器の励磁
インダクタンスＬｍ に直流電流が流れることにより発
生する。即ち、直流偏磁は直流電流ｉ１ によって起こ
ることになる。尚、励磁インダクタンスＬｍ は漏れイ
ンピーダンス（漏れインダクタンスと巻線抵抗の和）に
比して相当大きいので、直流電流ｉ１ が変圧器の磁束
が飽和して交流過電流を発生させるほど大きくなるには
、長時間を要することになる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】このように変圧器に直
流偏磁が発生すると、次のような不具合が生じる。
流偏磁が発生すると、次のような不具合が生じる。
【００１０】なお、ここでは変圧器４Ｕに直流偏磁が起
った場合について説明するが、変圧器４Ｖ，４Ｗに直流
偏磁が起った場合も同様の現象が生ずるので、その説明
を省略する。
った場合について説明するが、変圧器４Ｖ，４Ｗに直流
偏磁が起った場合も同様の現象が生ずるので、その説明
を省略する。
【００１１】すなわち、変圧器に直流偏磁が起き、変圧
器４Ｕの巻線に定格以上の電流が流れると、変圧器４Ｕ
の焼損のみならず、インバータ主回路３Ｕを構成する可
制御整流素子ＧＵ，ＧＶ，ＧＸ，ＧＹの特性に僅かな違
いがあることにより、正極側と負極側の素子の導通期間
に差異が生じて出力電圧に直流成分が発生することが上
げられる。又、直流電源１の過渡的な変動やインバータ
出力電圧基準算出回路１１の回路内のオフセット等の誤
差により、インバータ出力電圧基準Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖ
ｗｃに直流成分が発生すること等によってもインバータ
主回路３Ｕの出力交流電圧に直流成分が重畳し、直流偏
磁が発生する。
器４Ｕの巻線に定格以上の電流が流れると、変圧器４Ｕ
の焼損のみならず、インバータ主回路３Ｕを構成する可
制御整流素子ＧＵ，ＧＶ，ＧＸ，ＧＹの特性に僅かな違
いがあることにより、正極側と負極側の素子の導通期間
に差異が生じて出力電圧に直流成分が発生することが上
げられる。又、直流電源１の過渡的な変動やインバータ
出力電圧基準算出回路１１の回路内のオフセット等の誤
差により、インバータ出力電圧基準Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖ
ｗｃに直流成分が発生すること等によってもインバータ
主回路３Ｕの出力交流電圧に直流成分が重畳し、直流偏
磁が発生する。
【００１２】そこで、変圧器の直流偏磁により過電流が
流れないようにするには、変圧器の鉄心に空隙（ギャッ
プ）を設け、変圧器鉄心の磁器飽和を起こしにくくする
ことにより抑制ことができるが、このようにすると変圧
器の容積が大きくなったり、価格が高くなる等の問題が
生ずる。
流れないようにするには、変圧器の鉄心に空隙（ギャッ
プ）を設け、変圧器鉄心の磁器飽和を起こしにくくする
ことにより抑制ことができるが、このようにすると変圧
器の容積が大きくなったり、価格が高くなる等の問題が
生ずる。
【００１３】本発明の目的は、変圧器の直流偏磁による
インバータ主回路の可制御整流素子の破損や、変圧器の
焼損を未然に防止することができる電力変換装置を提供
するにある。
インバータ主回路の可制御整流素子の破損や、変圧器の
焼損を未然に防止することができる電力変換装置を提供
するにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するため、以下のように電力変換装置を構成するもの
である。
成するため、以下のように電力変換装置を構成するもの
である。
【００１５】自励式インバータから変圧器を介して負荷
に交流電流を供給する電力変換装置において、前記変圧
器の巻線のうちインバータ側に接続される巻線と並列に
接続されるリアクタを有し、このリアクタを流れる電流
を検出する電流検出手段と、この電流検出手段により検
出されたリアクタ電流の電流直流成分を検出する電流直
流成分検出手段と、この電流直流成分検出手段により検
出された電流直流成分からインバータの出力電圧の直流
成分を補正する出力補正信号を算出する直流偏磁抑制信
号算出手段と、この直流偏磁抑制信号算出手段で算出さ
れた出力補正信号を前記自励式インバータの出力基準に
加算する出力基準補正手段と、この出力基準補正手段よ
り出力される補正出力基準信号から前記自励式インバー
タの出力電圧または出力電流を決定するゲート制御手段
とを具備したものである。
に交流電流を供給する電力変換装置において、前記変圧
器の巻線のうちインバータ側に接続される巻線と並列に
接続されるリアクタを有し、このリアクタを流れる電流
を検出する電流検出手段と、この電流検出手段により検
出されたリアクタ電流の電流直流成分を検出する電流直
流成分検出手段と、この電流直流成分検出手段により検
出された電流直流成分からインバータの出力電圧の直流
成分を補正する出力補正信号を算出する直流偏磁抑制信
号算出手段と、この直流偏磁抑制信号算出手段で算出さ
れた出力補正信号を前記自励式インバータの出力基準に
加算する出力基準補正手段と、この出力基準補正手段よ
り出力される補正出力基準信号から前記自励式インバー
タの出力電圧または出力電流を決定するゲート制御手段
とを具備したものである。
【００１６】
【作用】このように構成された電力変換装置にあっては
、自励式インバータの出力回路と負荷との間に設けられ
た変圧器の鉄心に直流偏磁が起り、変圧器の励磁電流が
増加すると、このときリアクタに流れる電流が電流検出
手段により検出され、さらに電流直流成分検出手段によ
りリアクタ電流の電流直流成分が検出される。直流偏磁
抑制信号算出手段ではこの電流直流成分をもとに自励式
インバータの出力電圧に対する直流成分を補正する出力
補正信号を求め、この出力補正信号を自励式インバータ
の出力基準に加算することにより、自励式インバータの
出力電圧または出力電流が制御されるので、結果的に変
圧器の直流偏磁が補正されたことになる。
、自励式インバータの出力回路と負荷との間に設けられ
た変圧器の鉄心に直流偏磁が起り、変圧器の励磁電流が
増加すると、このときリアクタに流れる電流が電流検出
手段により検出され、さらに電流直流成分検出手段によ
りリアクタ電流の電流直流成分が検出される。直流偏磁
抑制信号算出手段ではこの電流直流成分をもとに自励式
インバータの出力電圧に対する直流成分を補正する出力
補正信号を求め、この出力補正信号を自励式インバータ
の出力基準に加算することにより、自励式インバータの
出力電圧または出力電流が制御されるので、結果的に変
圧器の直流偏磁が補正されたことになる。
【００１７】
【実施例】以下本発明の一実施例を図面を参照して説明
する。
する。
【００１８】図１は本発明による電力変換装置の構成例
を示すもので、図７と同一構成要素には同一記号を付し
てその説明を省略し、ここでは異なる点について述べる
。本実施例では、図１に示すように各変圧器４Ｕ，４Ｖ
，４Ｗのインバータ側の巻線に並列にリアクタＬＰＵ，
ＬＰＶ，ＬＰＷを接続し、これらリアクタＬＰＵ，ＬＰ
Ｖ，ＬＰＷに流れる電流を電流検出器２０Ｕ，２０Ｖ，
２０Ｗにより検出する。また、これら電流検出器２０Ｕ
，２０Ｖ，２０Ｗで検出されたリアクタ電流を電流直流
成分検出回路２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗに入力し、ここで
リアクタ電流の直流成分を検出する。電流直流成分検出
回路２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗで検出された直流成分を直
流励磁抑制信号算出回路２２Ｕ，２２Ｖ，２２Ｗに入力
し、ここでインバータの出力電圧に対する直流成分を補
正する出力補正信号を求める。さらに、直流励磁抑制信
号算出回路２２Ｕ，２２Ｖ，２２Ｗで求められた出力補
正信号を出力基準補正回路２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗに入
力し、インバータ出力電圧基準算出回路１１からＰＷＭ
ゲート制御回路１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに与えられる出
力基準に加算するように構成したものである。
を示すもので、図７と同一構成要素には同一記号を付し
てその説明を省略し、ここでは異なる点について述べる
。本実施例では、図１に示すように各変圧器４Ｕ，４Ｖ
，４Ｗのインバータ側の巻線に並列にリアクタＬＰＵ，
ＬＰＶ，ＬＰＷを接続し、これらリアクタＬＰＵ，ＬＰ
Ｖ，ＬＰＷに流れる電流を電流検出器２０Ｕ，２０Ｖ，
２０Ｗにより検出する。また、これら電流検出器２０Ｕ
，２０Ｖ，２０Ｗで検出されたリアクタ電流を電流直流
成分検出回路２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗに入力し、ここで
リアクタ電流の直流成分を検出する。電流直流成分検出
回路２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗで検出された直流成分を直
流励磁抑制信号算出回路２２Ｕ，２２Ｖ，２２Ｗに入力
し、ここでインバータの出力電圧に対する直流成分を補
正する出力補正信号を求める。さらに、直流励磁抑制信
号算出回路２２Ｕ，２２Ｖ，２２Ｗで求められた出力補
正信号を出力基準補正回路２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗに入
力し、インバータ出力電圧基準算出回路１１からＰＷＭ
ゲート制御回路１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに与えられる出
力基準に加算するように構成したものである。
【００１９】図２は図１の電流直流成分検出回路２１Ｕ
，２１Ｖ，２１Ｗの具体的回路例を示している。図２に
おいて、Ａは演算増幅器、Ｒ１ ，Ｒ２ は抵抗、Ｃは
コンデンサである。これら演算増幅器Ａ、抵抗Ｒ１ ，
Ｒ２ 、コンデンサＣは１次遅れ回路を構成している。 図３は図１の直流励磁抑制信号算出回路２２Ｕ，２２Ｖ
，２２Ｗの具体例を示すもので、２２１は係数器である
。また、出力基準補正回路２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗは図
１に示すように減算器２３１が用いられている。次に上
記のように構成された電力変換装置の作用を述べる。
，２１Ｖ，２１Ｗの具体的回路例を示している。図２に
おいて、Ａは演算増幅器、Ｒ１ ，Ｒ２ は抵抗、Ｃは
コンデンサである。これら演算増幅器Ａ、抵抗Ｒ１ ，
Ｒ２ 、コンデンサＣは１次遅れ回路を構成している。 図３は図１の直流励磁抑制信号算出回路２２Ｕ，２２Ｖ
，２２Ｗの具体例を示すもので、２２１は係数器である
。また、出力基準補正回路２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗは図
１に示すように減算器２３１が用いられている。次に上
記のように構成された電力変換装置の作用を述べる。
【００２０】いま、電流検出器２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗ
によりリアクタＬＰＵ，ＬＰＶ，ＬＰＷに流れる電流ｉ
ｐｕ，ｉｐｖ，ｉｐｗを検出すると、これらの電流ｉｐ
ｕ，ｉｐｖ，ｉｐｗは電流直流成分検出回路２１Ｕ，２
１Ｖ，２１Ｗに入力される。これら電流直流成分検出回
路２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗでは、各リアクタ電流ｉｐｕ
，ｉｐｖ，ｉｐｗの直流成分を各々検出して電流直流成
分検出回路２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗに入力する。この場
合、本実施例では図２に示すようにリアクタ電流ｉｐｕ
，ｉｐｖ，ｉｐｗに各々１次遅れ演算を施すことにより
、直流成分ｉＵｄ，ｉＶｄ，ｉＷｄが検出される。これ
ら直流励磁抑制信号算出回路２２Ｕ，２２Ｖ，２２Ｗで
は、直流成分ｉＵｄ，ｉＶｄ，ｉＷｄの値に適当な係数
をかけてインバータ出力電圧補正信号ＶＵｄ，ＶＶｄ，
ＶＷｄを出力基準補正回路２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗに入
力する。
によりリアクタＬＰＵ，ＬＰＶ，ＬＰＷに流れる電流ｉ
ｐｕ，ｉｐｖ，ｉｐｗを検出すると、これらの電流ｉｐ
ｕ，ｉｐｖ，ｉｐｗは電流直流成分検出回路２１Ｕ，２
１Ｖ，２１Ｗに入力される。これら電流直流成分検出回
路２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗでは、各リアクタ電流ｉｐｕ
，ｉｐｖ，ｉｐｗの直流成分を各々検出して電流直流成
分検出回路２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗに入力する。この場
合、本実施例では図２に示すようにリアクタ電流ｉｐｕ
，ｉｐｖ，ｉｐｗに各々１次遅れ演算を施すことにより
、直流成分ｉＵｄ，ｉＶｄ，ｉＷｄが検出される。これ
ら直流励磁抑制信号算出回路２２Ｕ，２２Ｖ，２２Ｗで
は、直流成分ｉＵｄ，ｉＶｄ，ｉＷｄの値に適当な係数
をかけてインバータ出力電圧補正信号ＶＵｄ，ＶＶｄ，
ＶＷｄを出力基準補正回路２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗに入
力する。
【００２１】これら出力基準補正回路２３Ｕ，２３Ｖ，
２３Ｗでは、インバータの出力交流電流に重畳した直流
成分を除去するため、インバータ出力電圧基準ＶＵＣ，
ＶＶＣ，ＶＷＣからインバータ出力電圧補正信号ＶＵｄ
，ＶＶｄ，ＶＷｄを各々減算し、補正インバータ出力電
圧基準ＶＵＣ’ ，ＶＶＣ’ ，ＶＷＣ’ としてＰＷ
Ｍゲート制御回路１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに入力する。 ＰＷＭゲート制御回路１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗでは、補
正インバータ出力電圧基準ＶＵＣ’ ，ＶＶＣ’ ，Ｖ
ＷＣ’ と三角波搬送信号とを比較してゲートパルスを
発生し、インバータ主回路３Ｕ，３Ｖ，３Ｗに制御信号
として送出する。
２３Ｗでは、インバータの出力交流電流に重畳した直流
成分を除去するため、インバータ出力電圧基準ＶＵＣ，
ＶＶＣ，ＶＷＣからインバータ出力電圧補正信号ＶＵｄ
，ＶＶｄ，ＶＷｄを各々減算し、補正インバータ出力電
圧基準ＶＵＣ’ ，ＶＶＣ’ ，ＶＷＣ’ としてＰＷ
Ｍゲート制御回路１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに入力する。 ＰＷＭゲート制御回路１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗでは、補
正インバータ出力電圧基準ＶＵＣ’ ，ＶＶＣ’ ，Ｖ
ＷＣ’ と三角波搬送信号とを比較してゲートパルスを
発生し、インバータ主回路３Ｕ，３Ｖ，３Ｗに制御信号
として送出する。
【００２２】ここで、変圧器の直流偏磁が発生した場合
の各リアクタＬＰＵ，ＬＰＶ，ＬＰＷを流れる電流ｉＰ
Ｕ，ｉＰＶ，ｉＰＷの挙動について図５および図６を参
照して説明する。本実施例の如く変圧器４Ｕ，４Ｖ，４
Ｗのインバータ側の巻線に並列にリアリクタＬＰＵ，Ｌ
ＰＶ，ＬＰＷを接続した場合の１相当りの等価回路は図
５に示すようになる。図５において、図４と同一の構成
要素には同一の記号を付してその説明を省略する。
の各リアクタＬＰＵ，ＬＰＶ，ＬＰＷを流れる電流ｉＰ
Ｕ，ｉＰＶ，ｉＰＷの挙動について図５および図６を参
照して説明する。本実施例の如く変圧器４Ｕ，４Ｖ，４
Ｗのインバータ側の巻線に並列にリアリクタＬＰＵ，Ｌ
ＰＶ，ＬＰＷを接続した場合の１相当りの等価回路は図
５に示すようになる。図５において、図４と同一の構成
要素には同一の記号を付してその説明を省略する。
【００２３】図５において、ＬＰ はリアクタのインダ
クタンスで、ＲＰはリアクタの巻線抵抗を示す。本実施
例のように変圧器をインバター主回路と負荷の間に用い
る場合、以下の関係が成立することが知られている。 Ｒｅ＞＞ Ｒ１ ，Ｒ２ ……（１） Ｌｍ＞＞ （ Ｌ１＋Ｌ２）……（２）１／Ｒｍ ＝約
０ ……（３）
クタンスで、ＲＰはリアクタの巻線抵抗を示す。本実施
例のように変圧器をインバター主回路と負荷の間に用い
る場合、以下の関係が成立することが知られている。 Ｒｅ＞＞ Ｒ１ ，Ｒ２ ……（１） Ｌｍ＞＞ （ Ｌ１＋Ｌ２）……（２）１／Ｒｍ ＝約
０ ……（３）
【００２４】したがって、この場合の等価回路を簡易に
表すと図６に示すようになる。既に従来技術の項で述べ
たように、直流励磁は変圧器の励磁インダクタンスＬｍ
に直流電流ｉ１ が流れることにより生じる。図６か
らも明らかなように、本実施例の場合、励磁インダクタ
ンスＬｍ と等価的に並列にリアクタＬｐ が接続され
ているので、励磁インダクタンスｌｍ に直流電流が流
れると、リアクタＬｐ にも直流電流ｉｐ が流れるこ
とは明白である。したがって、このリアクタを流れる電
流ｉｐを監視することにより、励磁インダクタンスＬｍ
を流れる電流ｉ１ を監視することと同様の効果が得
られる。
表すと図６に示すようになる。既に従来技術の項で述べ
たように、直流励磁は変圧器の励磁インダクタンスＬｍ
に直流電流ｉ１ が流れることにより生じる。図６か
らも明らかなように、本実施例の場合、励磁インダクタ
ンスＬｍ と等価的に並列にリアクタＬｐ が接続され
ているので、励磁インダクタンスｌｍ に直流電流が流
れると、リアクタＬｐ にも直流電流ｉｐ が流れるこ
とは明白である。したがって、このリアクタを流れる電
流ｉｐを監視することにより、励磁インダクタンスＬｍ
を流れる電流ｉ１ を監視することと同様の効果が得
られる。
【００２５】一方、前述したように本実施例では各リア
クタＬＰＵ，ＬＰＶ，ＬＰＷを流れる電流ｉｐｕ，ｉｐ
ｖ，ｉｐｗの直流成分ｉｕｄ，ｉｖｄ，ｉｗｄを除去す
る構成となっているので、結果的に各出力変圧器４Ｕ，
４Ｖ，４Ｗの励磁インダクタンスを流れる励磁電流の直
流成分を除去していることになる。これにより、出力変
圧器４Ｕ，４Ｖ，４Ｗの直流偏磁を抑制することができ
る。
クタＬＰＵ，ＬＰＶ，ＬＰＷを流れる電流ｉｐｕ，ｉｐ
ｖ，ｉｐｗの直流成分ｉｕｄ，ｉｖｄ，ｉｗｄを除去す
る構成となっているので、結果的に各出力変圧器４Ｕ，
４Ｖ，４Ｗの励磁インダクタンスを流れる励磁電流の直
流成分を除去していることになる。これにより、出力変
圧器４Ｕ，４Ｖ，４Ｗの直流偏磁を抑制することができ
る。
【００２６】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、イン
バータと負荷との間に設けられる出力変圧器のインバー
タ側の巻線に並列接続されたリアクタに流れる電流を監
視して出力変圧器の直流偏磁を抑制するようにしたので
、出力変圧器の鉄心の磁束を飽和させる励磁電流の値を
小さくでき、鉄心に空隙を入れた容積の大きな変圧器を
使用しなくても直流偏磁による過電流を抑制することが
可能となり、変圧器の直流偏磁によるインバータ主回路
の可制御整流素子の破損や、変圧器の焼損を未然に防止
することができる電力変換装置を提供できる。
バータと負荷との間に設けられる出力変圧器のインバー
タ側の巻線に並列接続されたリアクタに流れる電流を監
視して出力変圧器の直流偏磁を抑制するようにしたので
、出力変圧器の鉄心の磁束を飽和させる励磁電流の値を
小さくでき、鉄心に空隙を入れた容積の大きな変圧器を
使用しなくても直流偏磁による過電流を抑制することが
可能となり、変圧器の直流偏磁によるインバータ主回路
の可制御整流素子の破損や、変圧器の焼損を未然に防止
することができる電力変換装置を提供できる。
【図１】本発明による電力変換装置の一実施例を示す回
路構成図。
路構成図。
【図２】図１の直流電流成分検出回路の具体的一例を示
す回路図。
す回路図。
【図３】図１の直流偏磁抑制信号算出回路の具体的一例
を示す回路図。
を示す回路図。
【図４】インバータ運転時の変圧器の直流偏磁現象を説
明するための等価回路図。
明するための等価回路図。
【図５】直流偏磁現象発生時のリアクタ電流の挙動を説
明するための回路図。
明するための回路図。
【図６】図５に示す回路を簡易化して示す回路図。
【図７】従来の電力変換装置を示す回路構成図。
１……直流電源、２……コンデサ、３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ…
…インバータ主回路、４Ｕ，４Ｖ，４Ｗ……変圧器、５
Ｕ，５Ｖ，５Ｗ……負荷、６Ｕ，６Ｖ，６Ｗ……ホール
ＣＴ、１０……電流パターン発生器、１１……インバー
タ出力基準算出回路、１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗ……ＰＷ
Ｍゲート制御回路、ＬＰＵ，ＬＰＶ，ＬＰＷ……リアク
タ、２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗ……電流検出器、２１Ｕ，
２１Ｖ，２１Ｗ……電流直流成分検出回路、２２Ｕ，２
２Ｖ，２２Ｗ……直流偏磁抑制信号算出回路、２３Ｕ，
２３Ｖ，２３Ｗ……出力基準補正回路。
…インバータ主回路、４Ｕ，４Ｖ，４Ｗ……変圧器、５
Ｕ，５Ｖ，５Ｗ……負荷、６Ｕ，６Ｖ，６Ｗ……ホール
ＣＴ、１０……電流パターン発生器、１１……インバー
タ出力基準算出回路、１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗ……ＰＷ
Ｍゲート制御回路、ＬＰＵ，ＬＰＶ，ＬＰＷ……リアク
タ、２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗ……電流検出器、２１Ｕ，
２１Ｖ，２１Ｗ……電流直流成分検出回路、２２Ｕ，２
２Ｖ，２２Ｗ……直流偏磁抑制信号算出回路、２３Ｕ，
２３Ｖ，２３Ｗ……出力基準補正回路。
Claims (1)
- 【請求項１】 自励式インバータから変圧器を介して
負荷に交流電流を供給する電力変換装置において、前記
変圧器の巻線のうちインバータ側に接続される巻線と並
列に接続されるリアクタを有し、このリアクタを流れる
電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段によ
り検出されたリアクタ電流の電流直流成分を検出する電
流直流成分検出手段と、この電流直流成分検出手段によ
り検出された電流直流成分からインバータの出力電圧の
直流成分を補正する出力補正信号を算出する直流偏磁抑
制信号算出手段と、この直流偏磁抑制信号算出手段で算
出された出力補正信号を前記自励式インバータの出力基
準に加算する出力基準補正手段と、この出力基準補正手
段より出力される補正出力基準信号から前記自励式イン
バータの出力電圧または出力電流を決定するゲート制御
手段とを具備したことを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09243691A JP3219783B2 (ja) | 1991-04-23 | 1991-04-23 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09243691A JP3219783B2 (ja) | 1991-04-23 | 1991-04-23 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04322170A true JPH04322170A (ja) | 1992-11-12 |
| JP3219783B2 JP3219783B2 (ja) | 2001-10-15 |
Family
ID=14054385
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09243691A Expired - Fee Related JP3219783B2 (ja) | 1991-04-23 | 1991-04-23 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3219783B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5450310A (en) * | 1993-07-13 | 1995-09-12 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Control system for power converter with prevention of DC magnetization in the transformer |
| CN115733349A (zh) * | 2022-11-11 | 2023-03-03 | 武汉船用电力推进装置研究所（中国船舶重工集团公司第七一二研究所） | 一种三相变压器直流偏磁抑制方法 |
-
1991
- 1991-04-23 JP JP09243691A patent/JP3219783B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5450310A (en) * | 1993-07-13 | 1995-09-12 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Control system for power converter with prevention of DC magnetization in the transformer |
| CN115733349A (zh) * | 2022-11-11 | 2023-03-03 | 武汉船用电力推进装置研究所（中国船舶重工集团公司第七一二研究所） | 一种三相变压器直流偏磁抑制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3219783B2 (ja) | 2001-10-15 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |