JPH04326408A - 基準電流発生回路 - Google Patents

基準電流発生回路

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JPH04326408A
JPH04326408A JP3096840A JP9684091A JPH04326408A JP H04326408 A JPH04326408 A JP H04326408A JP 3096840 A JP3096840 A JP 3096840A JP 9684091 A JP9684091 A JP 9684091A JP H04326408 A JPH04326408 A JP H04326408A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】［発明の目的］
【０００２】
【産業上の利用分野】この発明は、ＩＣ化した例えばフ
ィルタ回路に好適な基準電流発生回路に関する。
【０００３】
【従来の技術】従来、ＩＣ内蔵化に適したフィルタ回路
としては、バイカッド方式やジャイレータ方式によるも
のが知られている。これはコンデンサの容量Ｃとトラン
スコンダクタンス回路の相互コンダクタンスｇｍからＣ
／ｇｍで求められる値の時定数を作り、これを元に帰還
技術で任意のフィルタ特性を合成するものである。従っ
て、フィルタ特性を安定して得るためには、時定数Ｃ／
ｇｍを一定値にする必要がある。
【０００４】一般に、ＩＣで作られるコンデンサの容量
Ｃのバラツキは、相対値で数％だが、絶対値では数１０
％程度にもなる。そこで時定数Ｃ／ｇｍを一定値にする
には、相互コンダクタンスｇｍをコンデンサのバラツキ
に比例して調整しなければならない。ＩＣ内蔵フィルタ
に用いるトランスコンダクタンス回路には、バイアス電
流に比例して相互コンダクタンスｇｍが変化するいわゆ
るゲインセル回路、またはエミッタカップルド差動回路
が用いられる。
【０００５】図８は、従来のゲインセル回路を示すもの
である。コレクタが電源電圧Ｖｃｃに接続され、ベース
に信号が入力された２つのトランジスタＱ１　，Ｑ２　
のエミッタには、それぞれ抵抗Ｒ１，Ｒ２とコレクタと
ベースが接続されたトランジスタＱ３　，Ｑ４　のコレ
クタが直列に接続され、トランジスタＱ３　，Ｑ４　の
共通エミッタは電流源Ｉ１　と接続されている。共通エ
ミッタに電流源Ｉ２　が接続されたトランジスタ対Ｑ５
　，Ｑ６　のベースは、それぞれトランジスタＱ３　，
Ｑ４　のコレクタに接続され、トランジスタ対Ｑ５　，
Ｑ６　から電流出力を得るものである。
【０００６】図８の回路の相互コンダクタンスｇｍは、
トランジスタのベース電流増幅率βが十分大きく、抵抗
値が全てＲとすると、 　　ｇｍ＝｛Ｉ２　／Ｉ１　（Ｒ＋２　ｒｅ　）｝　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　……（式１
）ただしｒｅはエミッタ微分抵抗であり、熱電圧をＶＴ
　とすると、 ｒｅ＝２ＶＴ　／Ｉ１ となる。ここで、Ｒ＞＞ｒｅとすると、　　ｇｍ＝Ｉ２
　／Ｉ１　Ｒ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　……（式２）
となり、電流源Ｉ１　とＩ２　の比を変えることで相互
コンダクタンスｇｍを調整できる。通常、電流を調整し
たときのバイアス設定のやり易さから、電流源Ｉ１　は
固定にしておき、電流源Ｉ２　の電流値を制御する。
【０００７】電流源Ｉ２　は図９に示すような、基準電
流発生回路を元に作られる。
【０００８】図９の回路はトランジスタＱ１０のエミッ
タとトランジスタＱ１１のベースが接続され、トランジ
スタＱ１０のベースとＱ１１のコレクタが接続され、更
にトランジスタＱ１１のエミッタは抵抗Ｒ１１を介し電
源電圧Ｖｃｃに、Ｑ１０のベースは抵抗Ｒ１０を介し基
準電位ＧＮＤに接続されている。また、トランジスタＱ
１０のエミッタと電源電圧Ｖｃｃには可変抵抗ＶＲが接
続されている。トランジスタＱ１０のコレクタはトラン
ジスタＱ１２，Ｑ１３と抵抗Ｒ１２，Ｒ１３から成るカ
レントミラー回路ＣＭに接続されている。
【０００９】図９の回路において、抵抗Ｒ１０とＲ１１
の抵抗値が等しく、トランジスタのベース・エミッタ電
圧Ｖｂｅが全て等しく、ベース電流が無視できるとする
と、トランジスタＱ１０のコレクタ電流Ｉｃ１０　は、
　　Ｉｃ１０　＝Ｖｃｃ／２ＶＲ　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　……（式３）となる。従って、カレントミラー回路の
出力電流を電流源Ｉ２　の電流値とすると、（式２）と
（式３）から　　ｇｍ＝Ｖｃｃ／２Ｉ１　ＲＶＲ　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　……（式４）ここでＩ１　とＲは一定とす
ると、結局相互コンダクタンスｇｍは 　　ｇｍ〜（Ｖｃｃ／ＶＲ）　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…
…（式５）となり、電源電圧Ｖｃｃが安定で有れば、可
変抵抗ＶＲにより相互コンダクタンスｇｍを所定の値に
安定して制御できるという利点がある。
【００１０】しかしながら、実際に回路を構成した場合
、とくに（式４）に示される電流源Ｉ１　と抵抗Ｒおよ
び電源電圧Ｖｃｃは一定でなく、従って（式５）のよう
にはならず、相互コンダクタンスｇｍは可変抵抗ＶＲ以
外のパラメータを持つ。また、（式２）ではエミッタ微
分抵抗ｒｅを無視しているが、実際には無視できず、こ
れらは基本的に独立して変動する。
【００１１】従って、実際には、図９の基準電流発生回
路のみでは十分な安定化ができず、更に多くの複雑な安
定化回路を設ける必要があった。
【００１２】また、以上はトランスコンダクタンス回路
としてゲインセルの場合について述べたが、エミッタカ
ップルド差動回路を用いた場合は、その相互コンダクタ
ンスを一定にするには、バイアス電流値を変化させねば
ならず、図９の回路では本質的に対応できないという問
題があった。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】従来の基準電流発生回
路ではトランスコンダクタンス回路の相互コンダクタン
スを一定値に制御することができず、多くの複雑な安定
化回路が必要であり、回路規模の増大を招き、しかもト
ランスコンダクタンス回路としてエミッタカップルド差
動回路を用いる場合には本質的に安定化できないという
問題が有った。この発明は比較的簡単な回路で種々のト
ランスコンダクタンス回路の相互コンダクタンスを安定
して制御でき、ＩＣ内蔵フィルタの基準電流源に適した
基準電流発生回路を提供する事にある。
【００１４】［発明の構成］
【００１５】
【課題を解決するための手段】この発明は、従来の基準
電流発生回路が安定に制御された電流を発生させるのみ
で、相互コンダクタンスの安定化を回路の持つ本質的な
安定性に依存しているのに対し、相互コンダクタンスを
直接に検出し、これに制御電流を基準に制御する負帰還
制御を行うため、電源電圧の変動に応じ基準電圧を供給
する基準電圧供給手段と、基準電圧に応じた基準電流を
供給する基準電流供給手段と、電源電圧の変動に応じた
制御電流を供給する制御電流供給手段と、基準電流と制
御電流の差に応じたバイアス電流を基準電流供給手段に
供給し、電源電圧の変動に対する補償を行うバイアス電
流供給手段から構成したものである。
【００１６】
【作用】このように構成した基準電流発生回路に於いて
は、制御電流に基づき直接相互コンダクタンスを制御す
るので、安定した制御ができ、また特性の異なる種々の
トランスコンダクタンス回路に対しても同様に制御でき
る。
【００１７】
【実施例】以下、この発明の一実施例を図面を参照して
詳細に説明する。
【００１８】図１はこの発明の基本的構成例を示すもの
である。
【００１９】図１において、基準電圧供給回路２０は電
源電圧の変動に応じた、基準電圧Ｖｒｅｆ　を基準電流
供給回路２１に供給する。基準電流供給回路２１は基準
電圧Ｖｒｅｆ　に応じた基準電流Ｉｒｅｆ　をバイアス
電流供給回路２３に供給する。制御電流供給回路２２は
、電源電圧の変動に応じた制御電流Ｉａｄｊ　をバイア
ス電流供給回路２３に供給する。
【００２０】バイアス電流供給回路２３は、入力した基
準電流Ｉｒｅｆ　と制御電流Ｉａｄｊ　の差に応じたバ
イアス電流Ｉｂｉａｓを基準電流供給回路２１に供給し
、電源電圧の変動に対する補償を行うように構成したも
のである。
【００２１】図２は図１を具体的に示した回路図である
。
【００２２】図において基準電圧供給回路２０は電源電
圧Ｖｃｃの両端に抵抗Ｒ３５，Ｒ３６を直列に接続し、
抵抗Ｒ３５の両端電圧を基準電圧Ｖｒｅｆ　とする。
【００２３】基準電流供給回路２１はトランジスタＱ１
　〜Ｑ６　および抵抗Ｒ１　，Ｒ２　から成るトランス
コンダクタンス回路２１ａと、その出力である。トラン
ジスタＱ５　，Ｑ６　のコレクタに、トランジスタＱ３
０，Ｑ３１および抵抗Ｒ３０，Ｒ３１とコンデンサＣ３
０から成るシングルエンドプッシュプル回路として動作
するカレントミラー回路２１ｂから構成し、トランジス
タＱ６　，Ｑ３１のコレクタとコンデンサＣ３０の接続
点から基準電圧Ｖｒｅｆ　に応じた基準電流Ｉｒｅｆ　
を供給する。
【００２４】制御電流供給回路２２は、電源電圧Ｖｃｃ
の両端に接続したトランジスタＱ１０，Ｑ１１とＲ１０
，Ｒ１１および可変抵抗ＶＲから成り、トランジスタＱ
１０のコレクタから電源電圧Ｖｃｃ変動に応じた制御電
流Ｉａｄｊ　を供給する。
【００２５】バイアス電流供給回路２３は、トランジス
タＱ３２と抵抗Ｒ３２から成り、トランジスタＱ３２の
コレクタから基準電流Ｉｒｅｆ　と制御電流Ｉａｄｊ　
の差に応じた電流を出力する電流増幅回路２３ａと、そ
のトランジスタＱ３２のコレクタにトランジスタＱ１２
，Ｑ１３と抵抗Ｒ１２，Ｒ１３から成るカレントミラー
回路２３ｂとにより構成し、そのトランジスタＱ１３の
コレクタから、基準電流Ｉｒｅｆ　と制御電流Ｉａｄｊ
　の差に応じたバイアス電流Ｉｂｉａｓを基準電流供給
回路２１のトランジスタＱ５　，Ｑ６　の共通エミッタ
に供給したものである。
【００２６】基準電流供給回路２１のトランジスタＱ３
　，Ｑ４　の共通エミッタには電流Ｉ１が供給され、ま
たトランジスタＱ３３と抵抗Ｒ３３およびトランジスタ
Ｑ３４と抵抗Ｒ３４は他の回路ブロックに電流を供給す
るための電流源回路である。
【００２７】このような構成の回路によれば、基準電圧
供給回路２０の出力である基準電圧Ｖｒｅｆ　は抵抗Ｒ
３５，Ｒ３６を同じ種類の抵抗で作れば、 　　Ｖｒｅｆ　＝（Ｒ３６／Ｒ３５＋Ｒ３６）Ｖｃｃ＝
αＶｃｃ　　　　　　　　　　　　　　　　……（式６
）（ただしα＝Ｒ３６／Ｒ３５＋Ｒ３６）となり、電源
電圧Ｖｃｃのみに依存する。
【００２８】また、基準電流供給回路２１の出力である
基準電流Ｉｒｅｆ　は、抵抗Ｒ１　，Ｒ２が等しく抵抗
値Ｒであり、トランジスタのエミッタ微分抵抗ｒｅが全
て等しいとすると、 　　Ｉｒｅｆ　＝｛Ｖｒｅｆ　・Ｉｂｉａｓ／（　Ｒ＋
２ｒｅ）Ｉ１　｝　　　　　　　　＝｛αＶｃｃ・Ｉｂ
ｉａｓ／（Ｒ＋２ｒｅ　）Ｉ１　｝　　　　　　　　＝
αＶｃｃ・ｇｍ　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　………（式７）一方
、制御電流供給手段２２の出力である制御電流Ｉａｄｊ
　は、トランジスタＱ１０，Ｑ１１のベース・エミッタ
電圧Ｖｂｅが等しく、またベース電流も無視でき、更に
抵抗Ｒ１０，Ｒ１１の値も等しいとすると、 Ｉａｄｊ　＝Ｖｃｃ／２ＶＲ　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…
……（式８）となり、電源電圧Ｖｃｃと可変抵抗ＶＲに
依存する。
【００２９】バイアス電流供給手段２３はバイアス電流
Ｉｂｉａｓを制御し、基準電流Ｉｒｅｆ　と制御電流Ｉ
ａｄｊ　を一致させる負帰還制御を行うので、Ｉｒｅｆ
　＝Ｉａｄｊ　となり、 　　Ｉｂｉａｓ＝｛（Ｒ＋２ｒｅ　）Ｉ１　／２αＶＲ
｝　　　　　　　　　　　　　　　　………（式９）こ
のとき、トランスコンダクタンス回路２１ａの相互コン
ダクタンスｇｍは、 　　ｇｍ＝（１／２αＶＲ）　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　…………（式１
０）すなわち、αは分割比であるので、相互コンダクタ
ンスｇｍは可変抵抗ＶＲのみに依存する。これによりバ
イアス電流Ｉｂｉａｓをもとに作った電流を、同じタイ
プのトランスコンダクタンス回路に供給することで、そ
の全ての相互コンダクタンスを可変抵抗ＶＲの値で制御
できる。 つまりトランジスタＱ３３と抵抗Ｒ３３またはトランジ
スタＱ３５と抵抗Ｒ３４から成る電流源の電流を、直接
または間接的に例えばフィルタ回路の他のトランスコン
ダクタンス回路の電流として供給することで、フィルタ
の時定数Ｃ／ｇｍを一定にすることができる。特に回路
をＩＣ化した場合、その優れた素子ペア性から、バラツ
キをより少なくすることができる。また更に、可変抵抗
ＶＲを任意の特性にするか他のインピーダンス手段と置
き換えることで、相互コンダクタンスｇｍを所望の特性
に制御できるので、フィルタ回路に用いるコンデンサの
値が変動してもそれをキャンセルできる。
【００３０】図３は本発明の他の実施例である。図２と
異なる点は、トランスコンダクタンス回路２１ａとして
トランジスタＱ３０，Ｑ３１から成るエミッタカップル
ド差動回路を用い、また基準電圧供給手段２０が抵抗Ｒ
３５〜Ｒ３７になったことにある。
【００３１】図３の回路の基準電圧Ｖｒｅｆ　は　　Ｖ
ｒｅｆ　＝（Ｒ３６／Ｒ３５＋Ｒ３６＋Ｒ３７）Ｖｃｃ
　　　　　　　　＝αＶｃｃ（α＝Ｒ３６／Ｒ３５＋Ｒ
３６＋Ｒ３７）　　　　　　　　…………（式１１）従
って、トランスコンダクタンス回路の相互コンダクタン
スをｇｍとすると基準電流Ｉｒｅｆ　は　　Ｉｒｅｆ　
＝αＶｃｃ・ｇｍ　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　…………（式１２）一
方、制御電流Ｉａｄｊ　は（式８）のように表されるか
ら、Ｉｒｅｆ　＝Ｖｒｅｆ　より 　　ｇｍ＝（１／２αＶＲ）　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　…………（式１
３）となる。（式１３）は（式１０）と同じである。こ
れからもトランスコンダクタンス回路形式によらず、図
２と同じように相互コンダクタンスｇｍの制御が自由に
行えることが分かる。
【００３２】この発明は上記した実施例に限定されるわ
けではなく、極性を逆にしトランジスタをＮＰＮトラン
ジスタからＰＮＰトランジスタにしたりするなど、種々
の応用が可能である。例えば、トランスコンダクタンス
回路２１ａおよびカレントミラー回路２３ｂを図４に示
す２つの共通エミッタを、持つエミッタ面積の異なるト
ランジスタ対とその２つの共通エミッタにバイアス電流
Ｉｂｉａｓを供給するカレントミラー回路にしたり、制
御電流供給回路２２を図５のトランジスタＱ１０，Ｑ４
１，Ｑ４２と抵抗Ｒ４０，Ｒ４１から成る回路や、図６
のような抵抗Ｒ４２，４３の抵抗分割とオペアンプＯＰ
１　から成るボルテージフォロア回路にしたり、更に基
準電圧供給回路２０を抵抗Ｒ３５〜Ｒ３７の抵抗分割と
オペアンプＯＰ２　，ＯＰ３　から成るボルテージフォ
ロア回路にしても良い。またダブルバランス回路のよう
な相互コンダクタンスを電圧で制御するトランスコンダ
クタンス回路には、基準電流と制御電流の差に応じたバ
イアス電圧を発生させ、このバイアス電圧で、相互コン
ダクタンスを制御するようにすればよい。
【００３３】要は、電源電圧Ｖｃｃをパラメータに持つ
基準電圧Ｖｒｅｆと、基準電圧Ｖｒｅｆ　を入力とし、
基準電圧Ｖｒｅｆ　に応じた基準電流Ｉｒｅｆ　と、電
源電圧ＶｃｃとインピーダンスＶＲのパラメータを持つ
制御電流Ｉａｄｊ　の供給手段を持ち、バイアスを制御
し基準電流Ｉｒｅｆ　と制御電流Ｉａｄｊ　が等しくな
るようにしたものであればよい。
【００３４】
【発明の効果】以上述べたように、この発明による基準
電流発生回路によれば、トランスコンダクタンス回路の
種類に関わらず、相互コンダクタンスを一定または任意
に制御でき特性変動を抑えることができる。特にＩＣ内
蔵フィルタと共にＩＣ化した場合、安定したフィルタ特
性が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の基本構成図。
【図２】図１の一実施例を示す回路図。
【図３】この発明の他の実施例を示す回路図。
【図４】この発明のトランスコンダクタンスおよびカレ
ントミラー回路の他の実施例を示す回路図。
【図５】この発明の制御電流供給回路の他の実施例を示
す回路図。
【図６】この発明の制御電流供給回路のさらに他の実施
例を示す回路図。
【図７】この発明の基準電圧供給回路の他の実施例を示
す回路図。
【図８】従来の回路図。
【図９】もう一つの従来の回路図。
【符号の説明】
２０………基準電圧供給回路 ２１………基準電流供給回路 ２２………制御電流供給回路 ２３………バイアス電流供給回路

Claims (5)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】　　電源電圧の変動に応じ基準電圧を供給
    する基準電圧供給手段と、前記基準電圧供給手段が供給
    する基準電圧に応じた基準電流を供給する基準電流供給
    手段と、電源電圧の変動に応じた制御電流を供給する制
    御電流供給手段と、前記基準電流供給手段が供給する基
    準電流と前記制御電流供給手段が供給する制御電流の差
    に応じたバイアスを前記電流供給手段に供給し、前記電
    源電圧の変動に対する補償を行うバイアス供給手段から
    なる基準電流発生回路。
  2. 【請求項２】　　基準電圧供給手段は、少なくとも１つ
    の抵抗から成る分圧手段を含むことを特徴とする請求項
    １記載の基準電流発生回路。
  3. 【請求項３】　　基準電流手段は、差動回路手段とシン
    グルエンドプッシュプル手段を含むことを特徴とする請
    求項１記載の基準電流発生回路。
  4. 【請求項４】　　制御電流供給手段は、少なくとも１つ
    の抵抗または可変抵抗から成るインピーダンスと、この
    インピーダンスに電源電圧に応じた電圧を与える電圧供
    給手段と、前記インピーダンスによる電流を出力する電
    流出力手段を含むことを特徴とする請求項１記載の基準
    電流発生回路。
  5. 【請求項５】　　バイアス供給手段は、基準電流と制御
    電流の差を増幅する電流増幅手段を含むことを特徴とす
    る請求項１記載の基準電流発生回路。
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