JPH04328471A - ディジタル信号測定装置 - Google Patents
ディジタル信号測定装置Info
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- JPH04328471A JPH04328471A JP3125464A JP12546491A JPH04328471A JP H04328471 A JPH04328471 A JP H04328471A JP 3125464 A JP3125464 A JP 3125464A JP 12546491 A JP12546491 A JP 12546491A JP H04328471 A JPH04328471 A JP H04328471A
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- signal
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- circuit
- data
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
- G01R23/02—Arrangements for measuring frequency, e.g. pulse repetition rate; Arrangements for measuring period of current or voltage
- G01R23/15—Indicating that frequency of pulses is either above or below a predetermined value or within or outside a predetermined range of values, by making use of non-linear or digital elements (indicating that pulse width is above or below a certain limit)
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R29/00—Arrangements for measuring or indicating electric quantities not covered by groups G01R19/00 - G01R27/00
- G01R29/26—Measuring noise figure; Measuring signal-to-noise ratio
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- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Tests Of Electronic Circuits (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
- Testing Electric Properties And Detecting Electric Faults (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル信号が入出
力される被測定装置における信号対雑音比を測定するデ
ィジタル信号測定装置に関するものである。
力される被測定装置における信号対雑音比を測定するデ
ィジタル信号測定装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル信号が入出力される被測定装
置における信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）を測定するディジタ
ル信号測定装置の従来の構成としては、例えば、特開平
２−１１２３１３号公報に記載される信号対雑音比の測
定方法が適用される測定装置がある。
置における信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）を測定するディジタ
ル信号測定装置の従来の構成としては、例えば、特開平
２−１１２３１３号公報に記載される信号対雑音比の測
定方法が適用される測定装置がある。
【０００３】すなわちこの公報記載の測定方法とは、正
弦波信号を被測定回路へ与え、該回路の出力をサンプリ
ングしてメモリへ格納し、該メモリの内容に含まれるオ
フセット成分を除去してから標本化定理による補間関数
を用いて前記内容のゼロクロス点を始点として前記正弦
波信号との位相合わせを行い、該位相合わせ後の信号を
サンプリングし、該データと利得補正を行った前記正弦
波信号との偏差二乗和を求め、該結果により信号対雑音
比を求めるようにするものである。
弦波信号を被測定回路へ与え、該回路の出力をサンプリ
ングしてメモリへ格納し、該メモリの内容に含まれるオ
フセット成分を除去してから標本化定理による補間関数
を用いて前記内容のゼロクロス点を始点として前記正弦
波信号との位相合わせを行い、該位相合わせ後の信号を
サンプリングし、該データと利得補正を行った前記正弦
波信号との偏差二乗和を求め、該結果により信号対雑音
比を求めるようにするものである。
【０００４】したがって、この公報記載の測定方法が適
用される構成は、図７に示すようなものとなされている
。この図７の構成について以下に簡単に述べる。該図７
においては、測定器３の正弦波発生器１１から出力され
る正弦波信号が端子１２及び２１を介して被測定回路の
フィルタ２に送られ、このフィルタ２の出力が端子２２
及び１３を介してメモリ１４に送られて格納される。 このメモリ１４の出力は、オフセットキャンセラ３１に
送られ、このオフセットキャンセラ３１でメモリ１４の
出力に含まれるオフセット成分が除去される。このオフ
セットキャンセラ３１の出力は、演算器３２に送られ、
当該演算器３２でゼロクロス点が求められる。更に、演
算器３３では上記ゼロクロス点を始点として正弦波信号
との位相合わせを行って、この位相合わせ後のデータが
加算器３６に送られる。一方、正弦波発生器１１からの
正弦波信号は、可変利得増幅器３４にも送られる。この
可変利得増幅器３４では、正弦波信号に対してフィルタ
２の利得分の補正が行われ、これが演算器３５を介して
上記加算器３６に送られる。上記加算器３６では、上記
利得補正のなされた正弦波信号と、上記位相合わせ後の
データとの偏差二乗和が求められ、この加算器３６の出
力に基づいて、演算器３７でＳ／Ｎが求められる。
用される構成は、図７に示すようなものとなされている
。この図７の構成について以下に簡単に述べる。該図７
においては、測定器３の正弦波発生器１１から出力され
る正弦波信号が端子１２及び２１を介して被測定回路の
フィルタ２に送られ、このフィルタ２の出力が端子２２
及び１３を介してメモリ１４に送られて格納される。 このメモリ１４の出力は、オフセットキャンセラ３１に
送られ、このオフセットキャンセラ３１でメモリ１４の
出力に含まれるオフセット成分が除去される。このオフ
セットキャンセラ３１の出力は、演算器３２に送られ、
当該演算器３２でゼロクロス点が求められる。更に、演
算器３３では上記ゼロクロス点を始点として正弦波信号
との位相合わせを行って、この位相合わせ後のデータが
加算器３６に送られる。一方、正弦波発生器１１からの
正弦波信号は、可変利得増幅器３４にも送られる。この
可変利得増幅器３４では、正弦波信号に対してフィルタ
２の利得分の補正が行われ、これが演算器３５を介して
上記加算器３６に送られる。上記加算器３６では、上記
利得補正のなされた正弦波信号と、上記位相合わせ後の
データとの偏差二乗和が求められ、この加算器３６の出
力に基づいて、演算器３７でＳ／Ｎが求められる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ここで、上記公報記載
の測定方法は、以下に示すような問題点を有する。すな
わち、先ず、雑音（ノイズ）の算出を、単なるディジタ
ルデータの比較で行っているため、例えば、被測定回路
（被測定系）が線型なシステムであった場合、Ｓ／Ｎが
アナログによる測定の場合と合致しなくなる。言い換え
れば、被測定回路（被測定系）が線型なシステムであっ
た場合、ディジタル領域での測定結果と、該被測定回路
でのビット長に対応したアナログ測定の測定結果とが合
致しなくなる（コンパチビリティがなくなる）。
の測定方法は、以下に示すような問題点を有する。すな
わち、先ず、雑音（ノイズ）の算出を、単なるディジタ
ルデータの比較で行っているため、例えば、被測定回路
（被測定系）が線型なシステムであった場合、Ｓ／Ｎが
アナログによる測定の場合と合致しなくなる。言い換え
れば、被測定回路（被測定系）が線型なシステムであっ
た場合、ディジタル領域での測定結果と、該被測定回路
でのビット長に対応したアナログ測定の測定結果とが合
致しなくなる（コンパチビリティがなくなる）。
【０００６】また、上記公報記載の測定方法が適用され
る構成においては、被測定回路の利得（ゲイン）を考慮
して、測定用信号の正弦波信号に対してゲイン補正を行
って（例えば可変利得器３４でのゲイン補正）いる。こ
のため、このゲイン補正の誤差がＳ／Ｎの測定に影響を
与えるようになる虞れがある。
る構成においては、被測定回路の利得（ゲイン）を考慮
して、測定用信号の正弦波信号に対してゲイン補正を行
って（例えば可変利得器３４でのゲイン補正）いる。こ
のため、このゲイン補正の誤差がＳ／Ｎの測定に影響を
与えるようになる虞れがある。
【０００７】そこで、本発明は、上述のような実情に鑑
みて提案されたものであり、ディジタル領域における測
定結果と、この被測定回路でのビット長に対応したアナ
ログ測定の結果とが合致した（コンパチビリティのある
）測定が可能で、また、被測定回路がゲインを有してい
ても、測定用信号のゲイン補正が不要で、Ｓ／Ｎの測定
結果の誤差の増加を防ぐことができるディジタル信号測
定装置を提供することを目的とするものである。
みて提案されたものであり、ディジタル領域における測
定結果と、この被測定回路でのビット長に対応したアナ
ログ測定の結果とが合致した（コンパチビリティのある
）測定が可能で、また、被測定回路がゲインを有してい
ても、測定用信号のゲイン補正が不要で、Ｓ／Ｎの測定
結果の誤差の増加を防ぐことができるディジタル信号測
定装置を提供することを目的とするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明のディジタル信号
測定装置は、上述の目的を達成するために提案されたも
のであり、ディジタル信号が入出力される被測定回路の
信号対雑音比を測定するディジタル信号測定装置であっ
て、上記被測定回路に供給する時間軸上の測定用信号を
発生する測定用信号発生手段と、上記被測定回路を介し
た上記時間軸上の測定用信号を周波数軸上の信号に変換
する周波数軸変換手段と、当該周波数軸変換手段からの
上記周波数軸上の信号を時間軸上の信号に変換する時間
軸変換手段とを有し、上記被測定回路を介した上記時間
軸上の測定用信号と上記時間軸変換手段から出力された
上記時間軸上の信号との差分を上記信号対雑音比におけ
る雑音成分として、上記被測定回路の信号対雑音比を測
定するようにしたものである。
測定装置は、上述の目的を達成するために提案されたも
のであり、ディジタル信号が入出力される被測定回路の
信号対雑音比を測定するディジタル信号測定装置であっ
て、上記被測定回路に供給する時間軸上の測定用信号を
発生する測定用信号発生手段と、上記被測定回路を介し
た上記時間軸上の測定用信号を周波数軸上の信号に変換
する周波数軸変換手段と、当該周波数軸変換手段からの
上記周波数軸上の信号を時間軸上の信号に変換する時間
軸変換手段とを有し、上記被測定回路を介した上記時間
軸上の測定用信号と上記時間軸変換手段から出力された
上記時間軸上の信号との差分を上記信号対雑音比におけ
る雑音成分として、上記被測定回路の信号対雑音比を測
定するようにしたものである。
【０００９】ここで、上記測定用信号発生手段で生成さ
れる測定用信号としては、例えば正弦波信号を挙げるこ
とができる。また、上記周波数軸変換手段における周波
数軸変換処理としては例えばいわゆる離散的フーリエ変
換（ＤＦＴ）処理を挙げることができ、この周波数軸変
換処理の総サンプル数は例えば素数とすることが望まし
い。更に、時間軸変換手段では、周波数軸変換手段の出
力のうち測定用信号発生手段からの測定用信号の周波数
ｆ０ と同じ周波数ｆ（ｆ＝ｆ０ ）の信号スペクトル
を用いて時間軸変換を行うようにする。
れる測定用信号としては、例えば正弦波信号を挙げるこ
とができる。また、上記周波数軸変換手段における周波
数軸変換処理としては例えばいわゆる離散的フーリエ変
換（ＤＦＴ）処理を挙げることができ、この周波数軸変
換処理の総サンプル数は例えば素数とすることが望まし
い。更に、時間軸変換手段では、周波数軸変換手段の出
力のうち測定用信号発生手段からの測定用信号の周波数
ｆ０ と同じ周波数ｆ（ｆ＝ｆ０ ）の信号スペクトル
を用いて時間軸変換を行うようにする。
【００１０】
【作用】本発明のディジタル信号測定装置によれば、被
測定回路を介した時間軸の測定用信号を周波数軸上の信
号に変換して得られた周波数成分を更に時間軸上の信号
に変換することで、被測定回路のゲイン等に影響されな
い測定ができ、また、時間軸変換されたデータを理想的
なデータとしてこのデータと被測定回路からのデータと
の差分を雑音成分としているため、ディジタル領域での
測定結果と被測定回路でのビット長に対応したアナログ
測定の結果とが合致した測定ができる。
測定回路を介した時間軸の測定用信号を周波数軸上の信
号に変換して得られた周波数成分を更に時間軸上の信号
に変換することで、被測定回路のゲイン等に影響されな
い測定ができ、また、時間軸変換されたデータを理想的
なデータとしてこのデータと被測定回路からのデータと
の差分を雑音成分としているため、ディジタル領域での
測定結果と被測定回路でのビット長に対応したアナログ
測定の結果とが合致した測定ができる。
【００１１】
【実施例】以下、本発明のディジタル信号測定装置の実
施例を図面を参照しながら説明する。図１は、端子２１
を介したディジタル信号が入力され端子２２を介してデ
ィジタル信号を出力する被測定回路（被測定系）２のデ
ィジタル領域での信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）を測定する本
発明実施例のディジタル信号測定装置１０の概略構成の
ブロック回路図である。
施例を図面を参照しながら説明する。図１は、端子２１
を介したディジタル信号が入力され端子２２を介してデ
ィジタル信号を出力する被測定回路（被測定系）２のデ
ィジタル領域での信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）を測定する本
発明実施例のディジタル信号測定装置１０の概略構成の
ブロック回路図である。
【００１２】この図１のディジタル信号測定装置１０は
、上記被測定回路２に供給される時間軸上の測定用信号
（正弦波信号ｘ（ｎ））を発生する測定用信号発生手段
としてのジェネレータ１と、上記被測定回路２を介した
上記時間軸上の測定用信号（被測定回路出力データｙ（
ｎ））を例えば離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）処理して
周波数軸上の信号（スペクトル値Ｓ０ ）に変換する周
波数軸変換回路５と、当該周波数軸変換回路５からの上
記周波数軸上の信号を再び時間軸上の信号（時間軸変換
データｚ（ｎ））に変換する時間軸変換回路６と、上記
被測定回路２を介した被測定回路出力データｙ（ｎ）
と上記時間軸変換回路６からの時間軸変換データｚ（ｎ
） との差分をとる減算器７とを有し、上記減算器７の
出力を雑音成分（ノイズ成分δ）として、上記被測定回
路２の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）を測定するようにしたも
のである。
、上記被測定回路２に供給される時間軸上の測定用信号
（正弦波信号ｘ（ｎ））を発生する測定用信号発生手段
としてのジェネレータ１と、上記被測定回路２を介した
上記時間軸上の測定用信号（被測定回路出力データｙ（
ｎ））を例えば離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）処理して
周波数軸上の信号（スペクトル値Ｓ０ ）に変換する周
波数軸変換回路５と、当該周波数軸変換回路５からの上
記周波数軸上の信号を再び時間軸上の信号（時間軸変換
データｚ（ｎ））に変換する時間軸変換回路６と、上記
被測定回路２を介した被測定回路出力データｙ（ｎ）
と上記時間軸変換回路６からの時間軸変換データｚ（ｎ
） との差分をとる減算器７とを有し、上記減算器７の
出力を雑音成分（ノイズ成分δ）として、上記被測定回
路２の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）を測定するようにしたも
のである。
【００１３】ここで、本実施例においては、先ず、上記
被測定回路２のディレイ値（遅延量）を測定しておく。 例えば、上記ジェネレータ１からインパルスを出力し、
このインパルスを上記被測定回路２に同時入出力し、そ
のレスポンスをメモリ３に格納してディレイ値を得るよ
うにする。本実施例では、当該ディレイ値を例えばＭサ
ンプル分（Ｍは整数）としている。
被測定回路２のディレイ値（遅延量）を測定しておく。 例えば、上記ジェネレータ１からインパルスを出力し、
このインパルスを上記被測定回路２に同時入出力し、そ
のレスポンスをメモリ３に格納してディレイ値を得るよ
うにする。本実施例では、当該ディレイ値を例えばＭサ
ンプル分（Ｍは整数）としている。
【００１４】次に、上記ジェネレータ１は、上記測定用
信号として例えば正弦波信号ｘ（ｎ）を生成して出力す
る。当該正弦波信号ｘ（ｎ） は、上記被測定回路２に
おけるビット数（例えば１６ビット，２４ビット，３２
ビット等）に対応して値を理想的に丸め、周期で総サン
プル数が割り切れるものとされる。すなわち、本実施例
における上記正弦波信号ｘ（ｎ） は、例えば、図２に
示すような総サンプル数がＮ＋１（Ｎは整数）で周期も
同じくＮ＋１サンプル分のものとされている。このジェ
ネレータ１から出力される上記正弦波信号ｘ（ｎ） は
、次の式１で表すことができるものである。
信号として例えば正弦波信号ｘ（ｎ）を生成して出力す
る。当該正弦波信号ｘ（ｎ） は、上記被測定回路２に
おけるビット数（例えば１６ビット，２４ビット，３２
ビット等）に対応して値を理想的に丸め、周期で総サン
プル数が割り切れるものとされる。すなわち、本実施例
における上記正弦波信号ｘ（ｎ） は、例えば、図２に
示すような総サンプル数がＮ＋１（Ｎは整数）で周期も
同じくＮ＋１サンプル分のものとされている。このジェ
ネレータ１から出力される上記正弦波信号ｘ（ｎ） は
、次の式１で表すことができるものである。
【式１】
【００１５】ただし、この式１において、上記正弦波信
号ｘ（ｎ） は上述のように被測定回路２でのビット数
に対応して値が丸められたものであり、Ａは振幅（０＜
Ａ≦１．０；なお、Ａは被測定回路２にゲインがなけれ
ば１．０となる）で、ｆ０ は測定用信号（正弦波信号
ｘ（ｎ） ）の周波数、ｎは０≦ｎ≦Ｎの整数である。
号ｘ（ｎ） は上述のように被測定回路２でのビット数
に対応して値が丸められたものであり、Ａは振幅（０＜
Ａ≦１．０；なお、Ａは被測定回路２にゲインがなけれ
ば１．０となる）で、ｆ０ は測定用信号（正弦波信号
ｘ（ｎ） ）の周波数、ｎは０≦ｎ≦Ｎの整数である。
【００１６】上記正弦波信号ｘ（ｎ） を、端子１８及
び２１を介して上記被測定回路２に供給し、該被測定回
路２から出力される被測定回路出力データ（レスポンス
データ）ｙ（ｎ） を端子２２及び１９を介してメモリ
３に送り格納する。
び２１を介して上記被測定回路２に供給し、該被測定回
路２から出力される被測定回路出力データ（レスポンス
データ）ｙ（ｎ） を端子２２及び１９を介してメモリ
３に送り格納する。
【００１７】ここで、該メモリ３に格納された図３に示
す被測定回路出力データｙ（ｎ） には、上述したＭサ
ンプル分のディレイが含まれている。このため、当該デ
ータｙ（ｎ） は、ｙ（−Ｍ）， ・・・， ｙ（−１
）， ｙ（０），・・・， ｙ（Ｎ） となる。本実施
例では、上記被測定回路出力データｙ（ｎ） の上記デ
ータｙ（−Ｍ）， ・・・， ｙ（−１）， ｙ（０）
，・・・， ｙ（Ｎ） から上記ディレイ値のＭサンプ
ル分のデータｙ（−Ｍ）， ・・・， ｙ（−１）を、
ディレイ値補正回路４によって除いたデータｙ（０），
・・・， ｙ（Ｎ） を測定に用いる。
す被測定回路出力データｙ（ｎ） には、上述したＭサ
ンプル分のディレイが含まれている。このため、当該デ
ータｙ（ｎ） は、ｙ（−Ｍ）， ・・・， ｙ（−１
）， ｙ（０），・・・， ｙ（Ｎ） となる。本実施
例では、上記被測定回路出力データｙ（ｎ） の上記デ
ータｙ（−Ｍ）， ・・・， ｙ（−１）， ｙ（０）
，・・・， ｙ（Ｎ） から上記ディレイ値のＭサンプ
ル分のデータｙ（−Ｍ）， ・・・， ｙ（−１）を、
ディレイ値補正回路４によって除いたデータｙ（０），
・・・， ｙ（Ｎ） を測定に用いる。
【００１８】この測定に用いられるＮ＋１個のデータｙ
（ｎ） は、例えば被測定回路２でのビット数の倍精度
（フローティング演算）で離散的フーリエ変換（ＤＦＴ
）処理を行う上記周波数軸変換回路５に送られる。この
データｙ（ｎ） が当該周波数軸変換回路５でＤＦＴ処
理されることにより、図４に示すような周波数ｆのスペ
クトル値Ｓ０ 及び他の周波数成分が得られる。ここで
、上記ジェネレータ１で生成される上記正弦波信号ｘ（
ｎ） の周波数ｆ０ は、予めわかっているものであり
、当該周波数軸変換回路５の処理で得られる上記スペク
トル値Ｓ０ の周波数ｆと上記周波数ｆ０ とは等しい
（ｆ＝ｆ０ ）ものである。本実施例では、この周波数
ｆ（＝ｆ０ ）の上記スペクトル値Ｓ０ を、上記被測
定回路２のレスポンスに対する信号スペクトルとする。
（ｎ） は、例えば被測定回路２でのビット数の倍精度
（フローティング演算）で離散的フーリエ変換（ＤＦＴ
）処理を行う上記周波数軸変換回路５に送られる。この
データｙ（ｎ） が当該周波数軸変換回路５でＤＦＴ処
理されることにより、図４に示すような周波数ｆのスペ
クトル値Ｓ０ 及び他の周波数成分が得られる。ここで
、上記ジェネレータ１で生成される上記正弦波信号ｘ（
ｎ） の周波数ｆ０ は、予めわかっているものであり
、当該周波数軸変換回路５の処理で得られる上記スペク
トル値Ｓ０ の周波数ｆと上記周波数ｆ０ とは等しい
（ｆ＝ｆ０ ）ものである。本実施例では、この周波数
ｆ（＝ｆ０ ）の上記スペクトル値Ｓ０ を、上記被測
定回路２のレスポンスに対する信号スペクトルとする。
【００１９】更に、上記正弦波信号ｘ（ｎ） の信号周
波数ｆ０ と上記総サンプル数Ｎ＋１も予めわかってい
る（すなわちＮがわかっている）ものである。本実施例
では上記周波数ｆ０ 及びＮと、上記周波数軸変換回路
５からの上記スペクトル値Ｓ０ とを用いて、上記時間
軸変換回路６で再び時間軸の信号（図５に示す時間軸変
換信号ｚ（ｎ））を得る。この時間軸変換回路６での時
間軸変換処理を式２に示す。なお、上記周波数軸変換回
路５でＤＦＴ処理が行われる場合は、当該時間軸変換回
路６では逆ＤＦＴ処理が行われる。
波数ｆ０ と上記総サンプル数Ｎ＋１も予めわかってい
る（すなわちＮがわかっている）ものである。本実施例
では上記周波数ｆ０ 及びＮと、上記周波数軸変換回路
５からの上記スペクトル値Ｓ０ とを用いて、上記時間
軸変換回路６で再び時間軸の信号（図５に示す時間軸変
換信号ｚ（ｎ））を得る。この時間軸変換回路６での時
間軸変換処理を式２に示す。なお、上記周波数軸変換回
路５でＤＦＴ処理が行われる場合は、当該時間軸変換回
路６では逆ＤＦＴ処理が行われる。
【式２】
【００２０】この式２のｚ（ｎ） は倍精度（フローテ
ィング）により得られたデータである。なお、この時間
軸変換回路６での時間軸変換処理（式２）においては、
上述のようにディレイ値補正回路４でのディレイ値補正
によって位相合わせが行われているため、余弦成分は無
い。
ィング）により得られたデータである。なお、この時間
軸変換回路６での時間軸変換処理（式２）においては、
上述のようにディレイ値補正回路４でのディレイ値補正
によって位相合わせが行われているため、余弦成分は無
い。
【００２１】本実施例においては、上記式２で求めた時
間軸変換データｚ（ｎ） を、本実施例における上記被
測定回路２のレスポンスに対する理想値（リファレンス
）とし、この時間軸変換データｚ（ｎ） と、上記被測
定回路出力データ（ディレイ補正後のデータ）ｙ（ｎ）
との差分を減算器７により求め、この減算器７の出力
（データｚ（ｎ） とｙ（ｎ） との差）をこの系（被
測定回路２）のノイズ成分として考える。このノイズ成
分がＳ／Ｎ計算回路８に送られる。
間軸変換データｚ（ｎ） を、本実施例における上記被
測定回路２のレスポンスに対する理想値（リファレンス
）とし、この時間軸変換データｚ（ｎ） と、上記被測
定回路出力データ（ディレイ補正後のデータ）ｙ（ｎ）
との差分を減算器７により求め、この減算器７の出力
（データｚ（ｎ） とｙ（ｎ） との差）をこの系（被
測定回路２）のノイズ成分として考える。このノイズ成
分がＳ／Ｎ計算回路８に送られる。
【００２２】ここで、上記ノイズ成分をδとすると、上
記総サンプル数Ｎ＋１におけるノイズ成分δの二乗和は
、式３に示すようになる。
記総サンプル数Ｎ＋１におけるノイズ成分δの二乗和は
、式３に示すようになる。
【式３】
【００２３】また、Ｓ／Ｎを求める際の信号成分のエネ
ルギＥは、上記スペクトル値Ｓ０ より算出され、式４
のように示される。なお、この式４の証明は省略する。
ルギＥは、上記スペクトル値Ｓ０ より算出され、式４
のように示される。なお、この式４の証明は省略する。
【式４】
【００２４】したがって、Ｓ／Ｎは、式５の計算を行う
ことで求めることができる。これらの計算が上記Ｓ／Ｎ
計算回路８により行われる。
ことで求めることができる。これらの計算が上記Ｓ／Ｎ
計算回路８により行われる。
【式５】
【００２５】上述したようなことから、本実施例のディ
ジタル信号測定装置は、ジェネレータ１からの測定用信
号である正弦波信号ｘ（ｎ） を上記被測定回路２に供
給し、当該被測定回路２を介すると共にディレイ値の補
正された上記データｙ（ｎ） を周波数軸変換回路５で
離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）処理してスペクトル値Ｓ
０ （ｆ＝ｆ０ ）を得て、更に時間軸変換回路６で上
記スペクトル値Ｓ０ を用いて再び時間軸上の信号（デ
ータｚ（ｎ））を得ているため、被測定回路２がゲイン
を有していても、測定用信号のゲイン補正が不要で、Ｓ
／Ｎの測定結果の誤差の増加を防ぐことが可能となって
いる。また、上記データｙ（ｎ） と上記時間軸変換回
路６の出力データｚ（ｎ） との差分を減算器７で求め
、この減算器７からの差分出力を上記被測定回路２の上
記信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）の測定に用いる雑音成分とし
ているため、例えば上記被測定回路２が線型なシステム
であっても、ディジタル領域での測定結果と、この被測
定回路２における測定データのビット長に対応したアナ
ログ測定の結果とが合致した測定が可能となる。
ジタル信号測定装置は、ジェネレータ１からの測定用信
号である正弦波信号ｘ（ｎ） を上記被測定回路２に供
給し、当該被測定回路２を介すると共にディレイ値の補
正された上記データｙ（ｎ） を周波数軸変換回路５で
離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）処理してスペクトル値Ｓ
０ （ｆ＝ｆ０ ）を得て、更に時間軸変換回路６で上
記スペクトル値Ｓ０ を用いて再び時間軸上の信号（デ
ータｚ（ｎ））を得ているため、被測定回路２がゲイン
を有していても、測定用信号のゲイン補正が不要で、Ｓ
／Ｎの測定結果の誤差の増加を防ぐことが可能となって
いる。また、上記データｙ（ｎ） と上記時間軸変換回
路６の出力データｚ（ｎ） との差分を減算器７で求め
、この減算器７からの差分出力を上記被測定回路２の上
記信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）の測定に用いる雑音成分とし
ているため、例えば上記被測定回路２が線型なシステム
であっても、ディジタル領域での測定結果と、この被測
定回路２における測定データのビット長に対応したアナ
ログ測定の結果とが合致した測定が可能となる。
【００２６】また、本発明では、上述した実施例のよう
に上記被測定回路２でのディレイ値を予め測定しておか
ずに、Ｓ／Ｎを求めることも可能となっている。
に上記被測定回路２でのディレイ値を予め測定しておか
ずに、Ｓ／Ｎを求めることも可能となっている。
【００２７】すなわち、この本発明の他の実施例におい
ては、例えば、上記図２で示した正弦波信号ｘ（ｎ）
を繰り返し連続して、被測定回路２に入出力し、該被測
定回路２でのディレイ時間を十分に過ぎてから、上記メ
モリ３にこの被測定回路２の出力データを格納するよう
にする。このメモリ３に格納される任意の上記Ｎ＋１個
の連続データを、上記周波数軸変換回路５に供給される
上記データｙ（０），・・・，ｙ（Ｎ） として用いる
。
ては、例えば、上記図２で示した正弦波信号ｘ（ｎ）
を繰り返し連続して、被測定回路２に入出力し、該被測
定回路２でのディレイ時間を十分に過ぎてから、上記メ
モリ３にこの被測定回路２の出力データを格納するよう
にする。このメモリ３に格納される任意の上記Ｎ＋１個
の連続データを、上記周波数軸変換回路５に供給される
上記データｙ（０），・・・，ｙ（Ｎ） として用いる
。
【００２８】ただし、前述した実施例のようにディレイ
値が予めわかっていれば位相合わせを行うことができる
が、この他の実施例の時間軸変換回路６においては、当
該ディレイ値がわからないので、上記離散的フーリエ変
換によって得られるｓｉｎ成分の係数Ｓ０Ｓとｃｏｓ成
分の係数Ｓ０Ｃとを用いて、式６に示すようにして上記
データｚ（ｎ） を求めるようにする。
値が予めわかっていれば位相合わせを行うことができる
が、この他の実施例の時間軸変換回路６においては、当
該ディレイ値がわからないので、上記離散的フーリエ変
換によって得られるｓｉｎ成分の係数Ｓ０Ｓとｃｏｓ成
分の係数Ｓ０Ｃとを用いて、式６に示すようにして上記
データｚ（ｎ） を求めるようにする。
【式６】
【００２９】この時間軸変換回路６以降の処理について
は、上述した図１の構成と同じであるため説明を省略す
る。この他の実施例においても、上述した図１の構成の
実施例と同様の効果が得られる。
は、上述した図１の構成と同じであるため説明を省略す
る。この他の実施例においても、上述した図１の構成の
実施例と同様の効果が得られる。
【００３０】ところで、上述した各実施例においては、
周波数軸変換回路５で離散的フーリエ変換処理を行うこ
とによって信号成分（スペクトル値Ｓ０ ）の抽出を行
っているため、例えば、ノイズが信号周波数ｆ０ に対
して相関を持つと、上記スペクトルＳ０ とノイズスペ
クトルとの分離が出来なくなることが考えられる。例え
ば、図６に示すデータａ（０），ａ（１），ａ（２），
ａ（２） のように、Ｎ＝３（総サンプル数Ｎ＋１＝３
＋１）で、周期も同じくＮ＋１＝３＋１であるとすると
、上記正弦波信号すなわち被測定回路２への入力データ
ｘ（ｎ） は、以下に示す式７〜式１０に示すようにな
る。
周波数軸変換回路５で離散的フーリエ変換処理を行うこ
とによって信号成分（スペクトル値Ｓ０ ）の抽出を行
っているため、例えば、ノイズが信号周波数ｆ０ に対
して相関を持つと、上記スペクトルＳ０ とノイズスペ
クトルとの分離が出来なくなることが考えられる。例え
ば、図６に示すデータａ（０），ａ（１），ａ（２），
ａ（２） のように、Ｎ＝３（総サンプル数Ｎ＋１＝３
＋１）で、周期も同じくＮ＋１＝３＋１であるとすると
、上記正弦波信号すなわち被測定回路２への入力データ
ｘ（ｎ） は、以下に示す式７〜式１０に示すようにな
る。
【式７】
【式８】
【式９】
【式１０】
【００３１】このとき、例えば、被測定回路２が全く線
型であるとすると、上記時間軸変換データｚ（ｎ） と
被測定回路出力データｙ（ｎ） とが一致してしまうこ
とになる。すなわち、時間軸変換回路６の出力データｚ
（ｎ）は、ｚ（０） ＝０．０００・・・，ｚ（１）
＝１．０００・・・，ｚ（２） ＝０．０００・・・，
ｚ（３） ＝−１．０００・・・となり、上記ノイズ成
分δもδ＝０となる。このため、Ｓ／Ｎの測定が不能と
なり、前述した図７で示した構成と同様の結果になって
しまう。
型であるとすると、上記時間軸変換データｚ（ｎ） と
被測定回路出力データｙ（ｎ） とが一致してしまうこ
とになる。すなわち、時間軸変換回路６の出力データｚ
（ｎ）は、ｚ（０） ＝０．０００・・・，ｚ（１）
＝１．０００・・・，ｚ（２） ＝０．０００・・・，
ｚ（３） ＝−１．０００・・・となり、上記ノイズ成
分δもδ＝０となる。このため、Ｓ／Ｎの測定が不能と
なり、前述した図７で示した構成と同様の結果になって
しまう。
【００３２】したがって、上記丸めによって生ずる量子
化誤差は、信号周波数に対して無相関であることが必要
となる。このようなことから、本発明の実施例において
は、例えば、総サンプル数Ｎ＋１を素数としている。こ
のように総サンプル数Ｎ＋１を素数としておけば、上記
被測定回路２が線型であったとしても、上記データｚ（
ｎ） には、該被測定回路２でのビット数に対応した量
子化誤差が含まれることになるので、当該データｚ（ｎ
） と上記データｙ（ｎ） とが一致するようなことは
なくなり、本発明実施例装置においてＳ／Ｎの測定が不
能となることはなくなる。
化誤差は、信号周波数に対して無相関であることが必要
となる。このようなことから、本発明の実施例において
は、例えば、総サンプル数Ｎ＋１を素数としている。こ
のように総サンプル数Ｎ＋１を素数としておけば、上記
被測定回路２が線型であったとしても、上記データｚ（
ｎ） には、該被測定回路２でのビット数に対応した量
子化誤差が含まれることになるので、当該データｚ（ｎ
） と上記データｙ（ｎ） とが一致するようなことは
なくなり、本発明実施例装置においてＳ／Ｎの測定が不
能となることはなくなる。
【００３３】
【発明の効果】上述のように、本発明のディジタル信号
測定装置においては、測定用信号発生手段からの測定用
信号を被測定回路に供給し、この被測定回路を介した被
測定用信号を周波数軸変換手段で周波数軸上の信号に変
換し、更に時間軸変換手段で周波数軸変換手段の出力信
号を再び時間軸上の信号に変換し、被測定回路を介した
時間軸の測定用信号と時間軸変換手段の出力信号との差
分を求め、この差分出力を被測定回路の信号対雑音比（
Ｓ／Ｎ）の測定に用いる雑音成分としているため、ディ
ジタル領域での測定結果と、この被測定回路における測
定データのビット長に対応したアナログ測定の結果とが
合致した測定（コンパチビリティのあるＳ／Ｎ測定）が
可能となり、また、被測定回路がゲインを有していても
、測定用信号のゲイン補正が不要で、Ｓ／Ｎの測定結果
の誤差の増加を防ぐことができるようになる。
測定装置においては、測定用信号発生手段からの測定用
信号を被測定回路に供給し、この被測定回路を介した被
測定用信号を周波数軸変換手段で周波数軸上の信号に変
換し、更に時間軸変換手段で周波数軸変換手段の出力信
号を再び時間軸上の信号に変換し、被測定回路を介した
時間軸の測定用信号と時間軸変換手段の出力信号との差
分を求め、この差分出力を被測定回路の信号対雑音比（
Ｓ／Ｎ）の測定に用いる雑音成分としているため、ディ
ジタル領域での測定結果と、この被測定回路における測
定データのビット長に対応したアナログ測定の結果とが
合致した測定（コンパチビリティのあるＳ／Ｎ測定）が
可能となり、また、被測定回路がゲインを有していても
、測定用信号のゲイン補正が不要で、Ｓ／Ｎの測定結果
の誤差の増加を防ぐことができるようになる。
【図１】本発明実施例のディジタル信号測定装置の一実
施例を示すブロック回路図である。
施例を示すブロック回路図である。
【図２】正弦波信号のデータを示す図である。
【図３】ディレイ値を含む正弦波信号のデータを示す図
である。
である。
【図４】周波数軸に変換されて得られたスペクトルを示
す図である。
す図である。
【図５】時間軸変換されたデータを示す図である。
【図６】Ｎ＝３で（総サンプル数３＋１）周期も３＋１
のデータを示す図である。
のデータを示す図である。
【図７】従来例のディジタル信号測定装置の概略構成を
示すブロック回路図である。
示すブロック回路図である。
１・・・・・ジェネレータ
２・・・・・被測定回路
３・・・・・メモリ
４・・・・・ディレイ値補正回路
５・・・・・周波数軸変換回路
６・・・・・時間軸変換回路
７・・・・・減算器
８・・・・・Ｓ／Ｎ計算回路
１０・・・・ディジタル信号測定装置
Claims (1)
- 【請求項１】 ディジタル信号が入出力される被測定
回路の信号対雑音比を測定するディジタル信号測定装置
において、上記被測定回路に供給する時間軸上の測定用
信号を発生する測定用信号発生手段と、上記被測定回路
を介した上記時間軸上の測定用信号を周波数軸上の信号
に変換する周波数軸変換手段と、当該周波数軸変換手段
からの上記周波数軸上の信号を時間軸上の信号に変換す
る時間軸変換手段とを有し、上記被測定回路を介した上
記時間軸上の測定用信号と上記時間軸変換手段から出力
された上記時間軸上の信号との差分を上記信号対雑音比
における雑音成分として、上記被測定回路の信号対雑音
比を測定することを特徴とするディジタル信号測定装置
。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3125464A JPH04328471A (ja) | 1991-04-27 | 1991-04-27 | ディジタル信号測定装置 |
| KR1019920005531A KR100198004B1 (ko) | 1991-04-27 | 1992-04-02 | 디지탈신호 측정장치 |
| US07/868,861 US5250907A (en) | 1991-04-27 | 1992-04-16 | Digital signal measurement apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3125464A JPH04328471A (ja) | 1991-04-27 | 1991-04-27 | ディジタル信号測定装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04328471A true JPH04328471A (ja) | 1992-11-17 |
Family
ID=14910739
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3125464A Withdrawn JPH04328471A (ja) | 1991-04-27 | 1991-04-27 | ディジタル信号測定装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5250907A (ja) |
| JP (1) | JPH04328471A (ja) |
| KR (1) | KR100198004B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111749315A (zh) * | 2019-03-29 | 2020-10-09 | Toto株式会社 | 卫生器具 |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6753686B2 (en) * | 2001-05-21 | 2004-06-22 | Mitutoyo Corporation | Method and apparatus for detecting failure of differential transformer, and method and apparatus for signal processing of differential transformer |
| US20070071145A1 (en) * | 2005-09-23 | 2007-03-29 | Yona Perets | Method and apparatus to correct channel quality indicator estimation |
| US7248980B1 (en) * | 2006-01-27 | 2007-07-24 | Sun Microsystems, Inc. | Method and apparatus for removing quantization effects in a quantized signal |
| EP2192415A4 (en) * | 2007-09-20 | 2013-03-20 | Nat Univ Corp Univ Toyama | SIGNAL ANALYSIS PROCEDURE, SIGNAL ANALYSIS DEVICE AND SIGNAL ANALYSIS PROGRAM |
| US20100256939A1 (en) * | 2009-04-03 | 2010-10-07 | The Regents Of The University Of Michigan | Heading Error Removal System for Tracking Devices |
| US10101049B2 (en) | 2015-11-12 | 2018-10-16 | Oracle International Corporation | Determining parameters of air-cooling mechanisms |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3711769A (en) * | 1971-03-09 | 1973-01-16 | Us Army | Spurious signals and intermodulation products detection enhancement circuit |
| US3978401A (en) * | 1974-09-25 | 1976-08-31 | Sound Technology, Inc. | Distortion measurement system |
| US4052559A (en) * | 1976-12-20 | 1977-10-04 | Rockwell International Corporation | Noise filtering device |
| GB2074738B (en) * | 1980-03-29 | 1984-03-07 | Shibasoku Co Ltd | Apparatus for measuring distortion factor |
| US4340854A (en) * | 1980-04-14 | 1982-07-20 | Jones Wayne W | Distortion measurement system |
| JPH083507B2 (ja) * | 1986-08-06 | 1996-01-17 | 株式会社アドバンテスト | 信号除去装置 |
| JPH03296308A (ja) * | 1990-04-13 | 1991-12-27 | Advantest Corp | 波形発生器 |
-
1991
- 1991-04-27 JP JP3125464A patent/JPH04328471A/ja not_active Withdrawn
-
1992
- 1992-04-02 KR KR1019920005531A patent/KR100198004B1/ko not_active Expired - Fee Related
- 1992-04-16 US US07/868,861 patent/US5250907A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111749315A (zh) * | 2019-03-29 | 2020-10-09 | Toto株式会社 | 卫生器具 |
| CN111749315B (zh) * | 2019-03-29 | 2021-09-14 | Toto株式会社 | 卫生器具 |
| US11239748B2 (en) | 2019-03-29 | 2022-02-01 | Toto Ltd. | Water area apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR920020217A (ko) | 1992-11-20 |
| KR100198004B1 (ko) | 1999-06-15 |
| US5250907A (en) | 1993-10-05 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19980711 |