JPH04334171A - Ｍｕｓｅ信号の波形等化装置 - Google Patents
Ｍｕｓｅ信号の波形等化装置Info
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- JPH04334171A JPH04334171A JP3104463A JP10446391A JPH04334171A JP H04334171 A JPH04334171 A JP H04334171A JP 3104463 A JP3104463 A JP 3104463A JP 10446391 A JP10446391 A JP 10446391A JP H04334171 A JPH04334171 A JP H04334171A
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- GMVPRGQOIOIIMI-DWKJAMRDSA-N prostaglandin E1 Chemical group CCCCC[C@H](O)\C=C\[C@H]1[C@H](O)CC(=O)[C@@H]1CCCCCCC(O)=O GMVPRGQOIOIIMI-DWKJAMRDSA-N 0.000 title claims abstract description 40
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 claims abstract description 29
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 14
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- Picture Signal Circuits (AREA)
- Television Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ハイビジョン信号を帯
域圧縮してなるＭＵＳＥ信号の伝送系内の中継器や受信
機に使用される波形等化装置に関する。
域圧縮してなるＭＵＳＥ信号の伝送系内の中継器や受信
機に使用される波形等化装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＭＵＳＥ信号は、放送衛星、同軸ケーブ
ル、光ケーブル等によって伝送されるが、このような伝
送系により種々の信号歪みを受ける。このため、そのよ
うな歪みによる信号劣化を等化処理し、歪みのないＭＵ
ＳＥ信号に戻してデコーダに供給する必要がある。
ル、光ケーブル等によって伝送されるが、このような伝
送系により種々の信号歪みを受ける。このため、そのよ
うな歪みによる信号劣化を等化処理し、歪みのないＭＵ
ＳＥ信号に戻してデコーダに供給する必要がある。
【０００３】このような目的で使用されるＭＵＳＥ信号
用の波形等化装置としては、例えば特開昭６４−８２７
７８号公報（Ｈ０４Ｎ ７／１３）等に示されるよう
に、ＭＵＳＥ信号の垂直ブランキング期間内の第１、第
２ラインに挿入されたＶＩＴ信号を利用して伝送歪みを
検出し、その検出出力に応じて波形等化用フィルタのタ
ップ係数を制御するようにした構成が一般的である。
用の波形等化装置としては、例えば特開昭６４−８２７
７８号公報（Ｈ０４Ｎ ７／１３）等に示されるよう
に、ＭＵＳＥ信号の垂直ブランキング期間内の第１、第
２ラインに挿入されたＶＩＴ信号を利用して伝送歪みを
検出し、その検出出力に応じて波形等化用フィルタのタ
ップ係数を制御するようにした構成が一般的である。
【０００４】図３は斯る従来のＭＵＳＥ信号用波形等化
装置の概略構成を示しており、（１）は入力されたアナ
ログＭＵＳＥ信号の伝送帯域幅（８．１ＭＨｚ）以上を
カットするためのローパスフィルタ、（２）はこのフィ
ルタからのＭＵＳＥ信号をデジタル信号に変換するＡ／
Ｄ変換部、（３）はそのＡ／Ｄ変換後のＭＵＳＥ信号中
の水平、垂直同期信号を分離検出する同期検出部、（４
）はその各同期信号を時間基準として各種のタイミング
パルスを発生するタイミングパルス発生部、（５）はＡ
／Ｄ変換後のＭＵＳＥ信号が入力される多段のトランス
バーサルフィルタからなる適応等化型のフィルタである
。
装置の概略構成を示しており、（１）は入力されたアナ
ログＭＵＳＥ信号の伝送帯域幅（８．１ＭＨｚ）以上を
カットするためのローパスフィルタ、（２）はこのフィ
ルタからのＭＵＳＥ信号をデジタル信号に変換するＡ／
Ｄ変換部、（３）はそのＡ／Ｄ変換後のＭＵＳＥ信号中
の水平、垂直同期信号を分離検出する同期検出部、（４
）はその各同期信号を時間基準として各種のタイミング
パルスを発生するタイミングパルス発生部、（５）はＡ
／Ｄ変換後のＭＵＳＥ信号が入力される多段のトランス
バーサルフィルタからなる適応等化型のフィルタである
。
【０００５】また、（６）は上記フィルタ（５）を通過
したＭＵＳＥ信号からＶＩＴ信号を分離抽出するＶＩＴ
信号取込み部、（７）はその抽出されたＶＩＴ信号のゴ
ーストや波形歪み等の伝送歪みを理想ＶＩＴ波形に対す
る誤差信号として検出する伝送歪み検出部、（８）はそ
の誤差信号に基づいて前記フィルタ（５）の各段のタッ
プ係数の変更を行うタップ係数補正部、（９）は前記タ
イミングパルス発生部（４）のタイミングでタップ係数
の書込み／読出しが行われるタップ係数メモリである。
したＭＵＳＥ信号からＶＩＴ信号を分離抽出するＶＩＴ
信号取込み部、（７）はその抽出されたＶＩＴ信号のゴ
ーストや波形歪み等の伝送歪みを理想ＶＩＴ波形に対す
る誤差信号として検出する伝送歪み検出部、（８）はそ
の誤差信号に基づいて前記フィルタ（５）の各段のタッ
プ係数の変更を行うタップ係数補正部、（９）は前記タ
イミングパルス発生部（４）のタイミングでタップ係数
の書込み／読出しが行われるタップ係数メモリである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】さて、この波形等化装
置では、前述のようにＭＵＳＥ信号の垂直ブランキング
期間の第１、第２ラインに挿入された図４に示すＶＩＴ
信号期間を用いて伝送歪みの検出を行っており、このＶ
ＩＴ信号期間は２６４サンプル目以外では本来は一定の
直流レベルとなっている筈であるが、実際には種々のノ
イズが混入している。このため、これらのノイズが上記
２６４サンプル目のＶＩＴ信号のゴースト成分として誤
検出されると、却ってゴーストを付加してしまうことに
なる。
置では、前述のようにＭＵＳＥ信号の垂直ブランキング
期間の第１、第２ラインに挿入された図４に示すＶＩＴ
信号期間を用いて伝送歪みの検出を行っており、このＶ
ＩＴ信号期間は２６４サンプル目以外では本来は一定の
直流レベルとなっている筈であるが、実際には種々のノ
イズが混入している。このため、これらのノイズが上記
２６４サンプル目のＶＩＴ信号のゴースト成分として誤
検出されると、却ってゴーストを付加してしまうことに
なる。
【０００７】このような事態を解消するには、ＭＵＳＥ
信号からＶＩＴ信号期間を１回だけ取り込んで伝送歪み
の検出を行うのではなく、多数回取り込んでそれらの加
算平均によってノイズの影響を除去し、それをＶＩＴ信
号期間の出力として伝送歪みの検出を行うようにすれば
よい。その際、取り込み回数が多いほどノイズの除去効
果が大きいから、取り込み回数としては１２８回程度が
適当と考えられる。
信号からＶＩＴ信号期間を１回だけ取り込んで伝送歪み
の検出を行うのではなく、多数回取り込んでそれらの加
算平均によってノイズの影響を除去し、それをＶＩＴ信
号期間の出力として伝送歪みの検出を行うようにすれば
よい。その際、取り込み回数が多いほどノイズの除去効
果が大きいから、取り込み回数としては１２８回程度が
適当と考えられる。
【０００８】しかしながら、ＶＩＴ信号は１フレーム即
ち１／３０秒に１回（実際には図４のように第１ライン
目と第２ライン目の２回であるが、それらはサンプリン
グ位相が異なるため実質的に１回）しか伝送されないか
ら、１２８回の取り込みを行うには４秒以上かかる。こ
れはフィルタ（５）のタップ係数設定のための演算時間
に比較して膨大な時間であり、従って、波形等化動作が
開始されてから定常状態に移行するまでに極めて長時間
を要することになる。
ち１／３０秒に１回（実際には図４のように第１ライン
目と第２ライン目の２回であるが、それらはサンプリン
グ位相が異なるため実質的に１回）しか伝送されないか
ら、１２８回の取り込みを行うには４秒以上かかる。こ
れはフィルタ（５）のタップ係数設定のための演算時間
に比較して膨大な時間であり、従って、波形等化動作が
開始されてから定常状態に移行するまでに極めて長時間
を要することになる。
【０００９】そこで、本発明は、上記欠点を解消し、Ｍ
ＵＳＥ信号の波形等化処理を効率よく行うことができる
ようにすることを目的とする。
ＵＳＥ信号の波形等化処理を効率よく行うことができる
ようにすることを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明では、ＭＵＳＥ信
号が入力される適応等化型フィルタの後段に設けた伝送
歪み検出部の出力に応じて前記フィルタを制御する波形
等化装置に於いて、前記ＭＵＳＥ信号の平均化処理を行
う加算平均化回路と、この加算平均化回路の出力信号と
上記ＭＵＳＥ信号とを切り換えて導出する切換回路とを
前記フィルタの前段に設け、前記切換回路により等化処
理開始時のみ前記加算平均化回路の出力信号を前記フィ
ルタに入力せしめ、上記開始時以外の時は前記ＭＵＳＥ
信号を前記フィルタに直接入力せしめるようにした。
号が入力される適応等化型フィルタの後段に設けた伝送
歪み検出部の出力に応じて前記フィルタを制御する波形
等化装置に於いて、前記ＭＵＳＥ信号の平均化処理を行
う加算平均化回路と、この加算平均化回路の出力信号と
上記ＭＵＳＥ信号とを切り換えて導出する切換回路とを
前記フィルタの前段に設け、前記切換回路により等化処
理開始時のみ前記加算平均化回路の出力信号を前記フィ
ルタに入力せしめ、上記開始時以外の時は前記ＭＵＳＥ
信号を前記フィルタに直接入力せしめるようにした。
【００１１】また、本発明では、前記加算平均化回路を
、入力されるＭＵＳＥ信号とその１フレーム遅延出力と
を或る係数比率で順次累積加算して行く累積加算回路に
より構成するとともに、前記ＭＵＳＥ信号中のノイズ量
を検出し、その検出出力に応じて上記係数比率を変化さ
せるようにした。
、入力されるＭＵＳＥ信号とその１フレーム遅延出力と
を或る係数比率で順次累積加算して行く累積加算回路に
より構成するとともに、前記ＭＵＳＥ信号中のノイズ量
を検出し、その検出出力に応じて上記係数比率を変化さ
せるようにした。
【００１２】そして、前記ノイズ量の検出は、例えばＭ
ＵＳＥ信号の垂直ブランキング期間内のクランプレベル
期間に行うように構成される。
ＵＳＥ信号の垂直ブランキング期間内のクランプレベル
期間に行うように構成される。
【００１３】
【作 用】本発明に依れば、ＭＵＳＥ信号の加算平均
化処理が等化処理の開始前に行われているので、等化処
理の開始時には直ちに伝送歪みの検出を行うことができ
、等化処理時間の大幅な短縮が可能になる。
化処理が等化処理の開始前に行われているので、等化処
理の開始時には直ちに伝送歪みの検出を行うことができ
、等化処理時間の大幅な短縮が可能になる。
【００１４】また、上記加算平均化回路を構成する累積
加算回路の前記係数比率がノイズ量に応じて可変される
ので、伝送歪みの時間変動の追随性を必要以上に犠牲に
することなく、ノイズの影響を除去できる。
加算回路の前記係数比率がノイズ量に応じて可変される
ので、伝送歪みの時間変動の追随性を必要以上に犠牲に
することなく、ノイズの影響を除去できる。
【００１５】更に、上記ノイズ量の検出を垂直ブランキ
ング期間内の上記クランプレベル期間に行うことにより
、ノイズを映像信号と区別して確実に検出できる。
ング期間内の上記クランプレベル期間に行うことにより
、ノイズを映像信号と区別して確実に検出できる。
【００１６】
【実施例】図１は本発明の波形等化装置の一実施例を示
しており、（１０）（１１）（１２）はそれぞれ本発明
により新たに追加された切換回路、加算平均化部、及び
ノイズ検出部であり、他の部分は図４の従来装置と同一
であるので、その同一部分には同じ符号を付して説明を
省略する。
しており、（１０）（１１）（１２）はそれぞれ本発明
により新たに追加された切換回路、加算平均化部、及び
ノイズ検出部であり、他の部分は図４の従来装置と同一
であるので、その同一部分には同じ符号を付して説明を
省略する。
【００１７】前記加算平均化部（１１）はＡ／Ｄ変換部
（２）から出力されるＭＵＳＥ信号を１フレーム毎に累
積加算して平均化を行ない、また、ノイズ検出部（１２
）は例えば上記ＭＵＳＥ信号の垂直ブランキング期間内
のクランプレベル区間を使用してそのＭＵＳＥ信号中の
ノイズ量の大小を検出するようになっており、その検出
出力に応じて上記加算平均化部（１２）を制御するよう
になっている。
（２）から出力されるＭＵＳＥ信号を１フレーム毎に累
積加算して平均化を行ない、また、ノイズ検出部（１２
）は例えば上記ＭＵＳＥ信号の垂直ブランキング期間内
のクランプレベル区間を使用してそのＭＵＳＥ信号中の
ノイズ量の大小を検出するようになっており、その検出
出力に応じて上記加算平均化部（１２）を制御するよう
になっている。
【００１８】すなわち、上記加算平均化部（１１）は図
２の如く乗算係数Ｋ（０＜Ｋ＜１）の乗算器（１３）、
乗算係数１−Ｋの乗算器（１６）、加算器（１４）及び
１フレーム遅延回路（１５）から構成されており、ノイ
ズ検出部（１２）の出力が上記各乗算器（１３）（１６
）の係数Ｋを変化させる（その構成はここでは詳述しな
いが）のである。その際、ノイズ量大の検出時には上記
係数Ｋが小さくなるように変化させて加算平均化効果即
ちノイズ除去効果が大きくなるようにし、ノイズ量小の
検出時には上記Ｋが大きくなるように変化させて伝送歪
みの時間変化の追随性が余り低下しないように制御して
いる。
２の如く乗算係数Ｋ（０＜Ｋ＜１）の乗算器（１３）、
乗算係数１−Ｋの乗算器（１６）、加算器（１４）及び
１フレーム遅延回路（１５）から構成されており、ノイ
ズ検出部（１２）の出力が上記各乗算器（１３）（１６
）の係数Ｋを変化させる（その構成はここでは詳述しな
いが）のである。その際、ノイズ量大の検出時には上記
係数Ｋが小さくなるように変化させて加算平均化効果即
ちノイズ除去効果が大きくなるようにし、ノイズ量小の
検出時には上記Ｋが大きくなるように変化させて伝送歪
みの時間変化の追随性が余り低下しないように制御して
いる。
【００１９】一方、前記切換回路（１０）は、Ａ／Ｄ変
換部（２）の出力信号と上記加算平均化部（１１）の出
力信号とを切り換えて、その一方をフィルタ（５）に入
力させるものであり、タイミング発生部（４）からのタ
イミング信号によって等化処理動作の開始時のみｂ側に
切り換わり、それ以外のとき即ち等化処理の開始前及び
等化処理開始から所定微小時間経過後の定常動作（等化
処理）状態ではａ側に切り換わるようになっている。
換部（２）の出力信号と上記加算平均化部（１１）の出
力信号とを切り換えて、その一方をフィルタ（５）に入
力させるものであり、タイミング発生部（４）からのタ
イミング信号によって等化処理動作の開始時のみｂ側に
切り換わり、それ以外のとき即ち等化処理の開始前及び
等化処理開始から所定微小時間経過後の定常動作（等化
処理）状態ではａ側に切り換わるようになっている。
【００２０】したがって、この図１の装置では、電源投
入時から加算平均化部（１１）によって既に平均化処理
が行われているので、その後に波形等化処理を行わせる
べく切換回路（１０）をｂ側に切り換えると、上記平均
化処理によってノイズが除去又は軽減されたＭＵＳＥ信
号に対して伝送歪みの検出が直ちに行われ、短時間の内
にフィルタ（５）のタップ係数の設定が完了することに
なる。この伝送歪み検出からタップ係数設定までの動作
は図４の場合と同一である。そして、タップ係数の設定
が完了すると、前述したように切換回路（１０）はａ側
に復帰してＡ／Ｄ変換部（２）からのＭＵＳＥ信号に対
して等化処理が行われるのである。
入時から加算平均化部（１１）によって既に平均化処理
が行われているので、その後に波形等化処理を行わせる
べく切換回路（１０）をｂ側に切り換えると、上記平均
化処理によってノイズが除去又は軽減されたＭＵＳＥ信
号に対して伝送歪みの検出が直ちに行われ、短時間の内
にフィルタ（５）のタップ係数の設定が完了することに
なる。この伝送歪み検出からタップ係数設定までの動作
は図４の場合と同一である。そして、タップ係数の設定
が完了すると、前述したように切換回路（１０）はａ側
に復帰してＡ／Ｄ変換部（２）からのＭＵＳＥ信号に対
して等化処理が行われるのである。
【００２１】また、上記のよう等化処理が行われている
定常動作状態からフィルタ（５）のタップ係数を再設定
して波形等化を行う場合も、切換回路（１０）をｂ側に
切り換えると同様に達成される。
定常動作状態からフィルタ（５）のタップ係数を再設定
して波形等化を行う場合も、切換回路（１０）をｂ側に
切り換えると同様に達成される。
【００２２】なお、上述ではノイズ量検出の一例として
垂直ブランキング期間内のクランプレベル期間を用いる
ようにしたが、この他にも例えば上記垂直ブランキング
期間内のＶＩＴ信号期間やフレームパルス期間を利用す
るようにしてもよい。
垂直ブランキング期間内のクランプレベル期間を用いる
ようにしたが、この他にも例えば上記垂直ブランキング
期間内のＶＩＴ信号期間やフレームパルス期間を利用す
るようにしてもよい。
【００２３】
【発明の効果】本発明に依れば、ＭＵＳＥ信号を複数回
加算平均化した後、その伝送歪みを検出して波形等化処
理を行う波形等化装置に於いて、上記加算平均化処理が
常に等化処理の開始前に行われるので、上記加算平均化
のために等化処理時間が徒に大きくならず、必要最小限
の処理時間で波形等化処理を行わせることができる。
加算平均化した後、その伝送歪みを検出して波形等化処
理を行う波形等化装置に於いて、上記加算平均化処理が
常に等化処理の開始前に行われるので、上記加算平均化
のために等化処理時間が徒に大きくならず、必要最小限
の処理時間で波形等化処理を行わせることができる。
【００２４】また、上記加算平均化回路を構成する累積
加算回路の前記係数比率がノイズ量に応じて可変される
ので、伝送歪みの時間変動の追随性を必要以上に犠牲に
することなく、ノイズの影響を適切に除去できる。
加算回路の前記係数比率がノイズ量に応じて可変される
ので、伝送歪みの時間変動の追随性を必要以上に犠牲に
することなく、ノイズの影響を適切に除去できる。
【００２５】更に、上記ノイズ量の検出を垂直ブランキ
ング期間のクランプレベル区間に行うようにした場合は
、検出期間が長くなるので、ノイズ量を確実に検出でき
る。
ング期間のクランプレベル区間に行うようにした場合は
、検出期間が長くなるので、ノイズ量を確実に検出でき
る。
【図１】本発明の一実施例の概略構成を示すブロック図
である。
である。
【図２】その要部の内部構成の一例を示すブロック図で
ある。
ある。
【図３】従来の波形等化装置の概略構成を示すブロック
図である。
図である。
【図４】ＶＩＴ信号及びその前後の期間の信号波形図で
ある。
ある。
（１３）乗算器
（１４）加算器
（１６）乗算器
Claims (3)
- 【請求項１】 ＭＵＳＥ信号が入力される適応等化型
フィルタの後段に伝送歪み検出部を設け、この検出部の
出力に応じて前記フィルタを制御する波形等化装置に於
いて、前記ＭＵＳＥ信号の平均化処理を行う加算平均化
回路と、この加算平均化回路の出力信号と上記ＭＵＳＥ
信号とを切り換えて導出する切換回路とを前記フィルタ
の前段に設け、前記切換回路により等化処理開始時のみ
前記加算平均化回路の出力信号を前記フィルタに入力せ
しめ、上記開始時以外の時は前記ＭＵＳＥ信号を上記フ
ィルタに直接入力せしめるようにしたことを特徴とする
ＭＵＳＥ信号の波形等化装置。 - 【請求項２】 前記加算平均化回路を、入力されるＭ
ＵＳＥ信号とその１フレーム遅延出力とを或る係数比率
で順次累積加算して行く累積加算回路により構成すると
ともに、前記ＭＵＳＥ信号中のノイズ量を検出し、その
検出出力に応じて上記係数比率を変化せしめるようにし
てなる請求項１記載のＭＵＳＥ信号の波形等化装置。 - 【請求項３】 前記ノイズ量の検出をＭＵＳＥ信号の
垂直ブランキング期間内のクランプレベル期間に行うよ
うにしてなる請求項３記載のＭＵＳＥ信号の波形等化装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3104463A JPH04334171A (ja) | 1991-05-09 | 1991-05-09 | Ｍｕｓｅ信号の波形等化装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3104463A JPH04334171A (ja) | 1991-05-09 | 1991-05-09 | Ｍｕｓｅ信号の波形等化装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04334171A true JPH04334171A (ja) | 1992-11-20 |
Family
ID=14381285
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3104463A Pending JPH04334171A (ja) | 1991-05-09 | 1991-05-09 | Ｍｕｓｅ信号の波形等化装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04334171A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007174590A (ja) * | 2005-12-26 | 2007-07-05 | Canon Inc | 信号処理装置及び撮像装置 |
-
1991
- 1991-05-09 JP JP3104463A patent/JPH04334171A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007174590A (ja) * | 2005-12-26 | 2007-07-05 | Canon Inc | 信号処理装置及び撮像装置 |
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