JPH04340363A - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はスイッチングレギュレー
タに関するものであり、特に定電圧維持性能が改善され
たスイッチングレギュレータに関する。

【０００２】

【従来の技術】通常スイッチングレギュレータは負荷に
印加される電圧に対応する信号を検出し、この検出値に
基づいてスイッチング回路のデューティ比をフィードバ
ック制御することによって負荷に印加する電圧が一定値
に維持されるようにしている。

【０００３】図２はフォワードコンバータ式スイッチン
グレギュレータの回路を示すものであり、この回路では
負荷電圧ＶＯＵＴ　を帰還増幅器に入力する。帰還増幅
器では負荷電圧ＶＯＵＴ　と基準電圧ＶＲ　との差異分
に相当する信号を得、これをフォトカプラＰＣ１を介し
てスイッチング制御回路に伝える。スイッチング制御回
路では三角波発振器やコンパレータによって、負荷電圧
ＶＯＵＴ　が高いほど短い時間スイッチング回路をオン
させるスイッチング信号を作り出す。このスイッチング
信号はスイッチング回路、この場合ＦＥＴに送られる。 この回路によると、負荷電圧ＶＯＵＴ　が上昇するとＦ
ＥＴのデューティ比が低下され、逆に負荷電圧ＶＯＵＴ
　が下降するとＦＥＴのデューティ比が増大されること
によって、負荷電圧ＶＯＵＴ　が一定値にフィードバッ
ク制御される。なおここでいうデューティ比とは、図５
を参照して後述する基本周期Ｔに対するＯＮ時間ＴＯＮ
の比をいう。

【０００４】図３はフライバックコンバータ式スイッチ
ングレギュレータの回路を示すものである。この形式で
はコイルの極性とダイオードの方向によって、１次コイ
ルに電流が流れている間は２次コイルに電流が流れず、
１次コイル電流がオフされると１次電流によってトラン
スに蓄積されていたエネルギが放出されて２次コイルに
電流が流れ始める。

【０００５】この形式の回路では、トランスの１次側に
２次側コイルと同極性の補助コイルｎＢを設け、この補
助コイルｎＢに発生する電圧から負荷電圧ＶＯＵＴ　に
対応する信号を取出す。２次コイルと補助コイルには、
１次コイルに電流が流れることによってトランスに蓄積
されていたエネルギが１次コイル電流がオフとなってい
る間に放出されることによって電流が流れるものであり
、負荷電圧ＶＯＵＴ　と補助コイル電圧は所定比の関係
で対応する。

【０００６】このようにして検出された負荷電圧ＶＯＵ
Ｔ　に対応する信号は図２の場合と同様にスイッチング
制御回路に送られる。そしてスイッチング制御回路では
図２の場合と同様、負荷電圧ＶＯＵＴ　が高いほど短い
時間スイッチング回路をオンさせるスイッチング信号を
作り出す。このスイッチング信号はスイッチング回路な
いし素子に送られる。

【０００７】この回路によると、負荷電圧ＶＯＵＴ　が
上昇するとスイッチング回路のデューティ比が低下され
、逆に負荷電圧ＶＯＵＴ　が下降するとデューティ比が
増大されることによって負荷電圧ＶＯＵＴ　が一定値に
フィードバック制御される。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】以上に説明したように
、従来のスイッチングレギュレータはフィードバック制
御によって負荷電圧ＶＯＵＴ　を所定値に保つ。このフ
ィードバック制御は負帰還制御であり、１８０゜の位相
差を持っている。このためスイッチング制御回路や信号
伝達系等で位相遅れが生じると、位相がミスマッチして
異常発振してしまうことがおこる。位相ズレをも考慮し
たうえでなおも安定したフィードバック制御が得られる
回路を設計するためには相当の時間と技術とを必要とす
る。またスイッチング周波数を高周波化しようとすると
さらにフィードバック制御回路の要求が厳しいものとな
り、高周波化を阻害する要因となっている。そこで本発
明では、フィードバック制御とは全く異なる制御方式を
開発することによって、位相ズレによる予想外の制御不
安定性や高周波化の障害を一掃しようとするものである
。

【０００９】

【課題を解決するための手段】そのために本発明では、
図１に要部が模式的に示されているスイッチングレギュ
レータを開発した。このスイッチングレギュレータでは
、１次コイル電流の瞬時値Ｉ１　と２次コイル電流の瞬
時値Ｉ２　が対応する特性のトランスＴを用いる。すな
わち本発明では１次コイル電流Ｉ１　が流れても２次コ
イル電流Ｉ２　が流れないフライバックコンバータ方式
のものは用いない。

【００１０】そしてこの発明のスイッチングレギュレー
タでは、２次コイル電流Ｉ２　や負荷電圧ＶＯＵＴ　で
はなく、１次コイルに通電されているときのコイル端電
圧Ｖ１　に対応する信号を制御信号とする。ここでこの
制御信号は１次コイル電圧Ｖ１　に対応して変動するも
のであればよく、必ずしも１次コイル電圧Ｖ１　に等し
いものである必要はない。

【００１１】さらにこの発明のスイッチングレギュレー
タには、前記制御信号を入力し、１次コイル電圧Ｖ１　
が低下すればするほど大きなデューティ比に調整された
スイッチング信号を発生させる回路が付加されており、
１次コイル電流Ｉ１　はこのスイッチング信号で開閉さ
れるスイッチング回路で断続される。

【００１２】

【作用】次に上記スイッチングレギュレータの作動の様
子を説明する。上記構成のスイッチングレギュレータに
おいて、負荷抵抗が減少して２次コイル電流Ｉ２　が増
大すると、１次コイル電流Ｉ１　も増大する。すなわち
１次コイル電流Ｉ１　と２次コイル電流Ｉ２　は対応し
ている。 ここで２次コイル電流Ｉ２　に対応して１次コイル電流
Ｉ１　が増大すると、１次側回路のインピーダンスによ
って１次コイル電圧Ｖ１　が低下する（ここで電源電圧
は一定とする）。１次コイル電圧が低下すると負荷電圧
ＶＯＵＴ　も低下するはずである。ところがスイッチン
グ信号発生回路では１次コイル電圧Ｖ１　の低下に対応
してデューティ比を増大させる。この結果、負荷抵抗の
減少を補償するように長時間２次電流Ｉ２が誘導され、
平滑化された負荷電圧ＶＯＵＴ　は負荷抵抗の減少に抗
して一定に保たれる。

【００１３】負荷抵抗が増大する場合にはこれと逆の現
象が生じ、負荷電圧は負荷抵抗の増大にもかかわらず一
定に保たれる。またこのスイッチレギュレータによると
、電源電圧が上昇するとデューティ比が小さくなり、電
源電圧が低下するとデューティ比が大きく調整されるこ
とから、２次側に生じる平滑化された負荷電圧ＶＯＵＴ
　は電源電圧の変動に抗して一定に保たれる。

【００１４】ここで本発明のスイッチングレギュレータ
はフィードバック制御方式を採用していない。それにか
わって本発明では１次コイル電圧Ｖ１　の変動から負荷
電圧ＶＯＵＴ　の変動を予想し、１次コイル電圧Ｖ１　
に基づいてデューティ比を制御することによって結果的
に負荷電圧ＶＯＵＴ　が所定値に維持されるようにして
いる。すなわち本発明のスイッチングレギュレータは従
来のフィードバック制御にかえてオープンループの制御
方式を採用しているものであり、制御特性が安定化する
のみならず高周波化を阻害しないものである。

【００１５】

【実施例】次に図４を参照して本発明を具現化した一実
施例の回路について説明する。図４において商用電圧Ｖ
ＡＣはヒューズＦ１　、雑音防止用コンデンサＣ１　、
雑音防止用チョークコイルＬ１　、突入電流抑制抵抗Ｒ
１　を介して全波整流器ＤＢ１　に接続されている。全
波整流された電流は入力電圧平滑コンデンサＣ２で平滑
されて１次コイルｎ１　に供給される。トランスの１次
コイルｎ１　とグランドとの間にＦＥＴが接続されてい
る。なお図示Ｃ３　はスナバコンデンサ、Ｒ３　はスナ
バ抵抗である。

【００１６】トランスＴ１　の２次コイルｎ２は１次コ
イルｎ１　と同極性であり、１次コイルに電流が流れる
ときに２次コイルｎ２　に２次コイル電流Ｉ２　が流れ
ることを許容し、１次コイルに電流が流れないときには
２次コイルに電流が逆流することを禁止する方向のダイ
オードＤ２　に接続されている。ダイオードＤ２　を介
して流れる２次コイル電流Ｉ２　は出力平滑用チョーク
コイルＬ２　と出力電圧平滑コンデンサＣ５　で平滑化
され、負荷に負荷電流ＩＯＵＴ　が供給される。

【００１７】さらにこのトランスＴ１　の１次側には１
次コイルｎ１　と同極性の補助コイルｎＢが設けられて
おり、この補助コイルｎＢはダイオードＤ１　を介して
コンデンサＣ４に接続されている。ここでダイオードＤ
１は、１次コイルｎ１　に電流が流れている間、補助コ
イルｎＢに生じる起電力によって電流が流れることを許
容し、１次コイルに電流が流れないときには電流の流れ
を禁止する方向で組込まれている。なお１次コイルｎ１
　の一端とコンデンサＣ４　間には起動抵抗Ｒ２　が挿
入されている。

【００１８】補助コイルｎＢに流れる電流で充電される
コンデンサＣ４　の電圧は可変抵抗ＶＲ１、抵抗Ｒ５，
Ｒ６　で分圧されて誤差増幅器１０１の反転入力端子に
入力される。誤差増幅器１０１の他方の入力端子には基
準電圧ＶＲ　が入力されており、誤差増幅器１０１の反
転入力端子と出力端子間には帰還抵抗Ｒ７　が挿入され
ている。

【００１９】コンデンサＣ４　の電圧は反転入力端子に
入力されているため、コンデンサＣ４の電圧が低いとき
ほど誤差増幅器１０１の出力端子に高い電圧が発生する
構成となっている。誤差増幅器１０１の出力電圧はコン
パレータ１０２の一方の端子に接続され、コンパレータ
１０２の他方の端子には図５Ａに示す波形の電圧を発生
する三角波発振器１００が接続されている。なおこの三
角波発振器１００にはコンデンサＣ４　から電源電圧が
供給される。コンデンサＣ４　は三角波発振器１００に
微弱な電流を流し、さらに抵抗Ｒ５，Ｒ６　等を介して
徐々に放電する。ただしこの放電電流は微弱であり、１
次コイル電流が流れると、コンデンサＣ４　の電圧は補
助コイル電圧に等しくなる。

【００２０】コンパレータ１０２の出力はドライバ１０
４に接続されている。このドライバ１０４は、図５に示
されるように、コンパレータ１０２に入力される電圧が
、三角波発振器の電圧Ａが誤差増幅器１０１の出力電圧
Ｂよりも高い状態のときはＦＥＴをオフとする。その逆
の状態のときはＦＥＴをオンとする。

【００２１】以上の回路構成のため、コンデンサＣ４　
の電圧が低いと、誤差増幅器１０１から高い電圧が発生
し、図５に示されるように、三角波発振器１００の基本
周期Ｔ中長時間ＦＥＴをオンさせることになる。すなわ
ち本実施例では誤差増幅器１０１とコンパレータ１０２
と、三角波発振器１００によってスイッチング信号発生
回路が形成され、ここからコンデンサＣ４　の電圧が低
いときほど大きなデューティ比に調整されたスイッチン
グ信号が出力される。また本実施例ではドライバ１０４
とＦＥＴを主体としてスイッチング回路が構成され、こ
のスイッチング回路によって１次コイル電流が断続され
る。このスイッチング回路はスイッチング信号発生回路
から出力されるスイッチング信号に従ってオン・オフ制
御される。なおスイッチング制御回路とスイッチング回
路の区分は必ずしも一律に決定できるものでなく、図４
の回路の場合、ドライバ１０４をスイッチング制御回路
の一部とみなすこともできる。このようにみなした場合
はドライバとＦＥＴ間のライン電圧がスイッチング信号
に相当することになる。

【００２２】さて次に本実施例の作用を説明する。図６
において横軸は負荷電流ＩＯＵＴ　を示し、縦軸に１次
コイル電圧Ｖ１　と１次コイル電流Ｉ１　の関係を示し
ている。 今図６の点Ｐで示すように、負荷電流ＩＯＵＴ　がｉ２
　、１次コイル電圧Ｖ１　がｖ２　の状態にあるものと
する。ここで負荷抵抗が減少して負荷電流ＩＯＵＴ　が
増大すると、特性Ｆに示すように１次コイル電流Ｉ１　
が増大する。１次コイル電流Ｉ１　が増大すると、ヒュ
ーズＦ１　、コンデンサＣ１　、チョークコイルＬ１　
、抵抗Ｒ１　及びラインインピーダンス等による総ライ
ンインピーダンスによる電圧降下分が増大し、この結果
１次コイル電圧Ｖ１　は特性Ｇに示すようにその分減少
する。すなわち負荷電流Ｉｏｕｔ　がｉ２　からｉ３　
に増大すると、１次コイル電圧Ｖ１　はｖ２　からｖ３
　に低下する。

【００２３】図７は１次コイル電圧Ｖ１　とコンデンサ
Ｃ４　の両端電位差ＶＢ　の関係を示すものである。こ
のコンデンサＣ４　の充電回路にはコイルが挿入されて
おらず、また補助コイルｎＢの極性とダイオードＤ１の
方向によって１次コイル電流Ｉ１　が流れるとコンデン
サＣ４　の充電回路にもそれに対応した電流が流れるの
で、コンデンサＣ４　の両端電位差ＶＢ　は通電時の１
次コイル電圧Ｖ１　に比例する。このため、１次コイル
電圧Ｖ１　がｖ２　からｖ３　に減少すると、コンデン
サ電圧ＶＢ　もＶＢ２からＶＢ３に低下する。なおここ
でコンデンサ電圧ＶＢ　はＦＥＴのデューティ比と無関
係に、１次コイル電圧Ｖ１　のみに依存するものである
。

【００２４】図８は図５に関連して説明したスイッチン
グ信号発生回路から発生されるＦＥＴをオンさせる信号
のオン時間ＴＯＮを示しており、前述したようにコンデ
ンサ電圧が低いほど大きなデューティ比（大きなオン時
間）となる関係に設定されている。このため、コンデン
サ電圧ＶＢ　がＶＢ２からＶＢ３に低下するとオン時間
はｔ２　からｔ３　に増大される。

【００２５】このため、ＦＥＴのＯＮ時間比が大きくな
り、平滑コイルＬ２　とコンデンサＣ５　で平滑された
後の負荷電流ＩＯＵＴ　は増大される。このため負荷抵
抗の減少分は負荷電流の増大分で補償され、負荷電圧は
図９のＰ，Ｒ点に示されるように一定値ｖ０　に維持さ
れる。図９のＲ´点はデューティ比が調整されない場合
を示しており、デューティ比が調整されないと負荷抵抗
の減少に応じて負荷電圧もｖ０　からｖ０’へ減少して
しまう。

【００２６】負荷抵抗が増大するときは前記と逆の作用
が営まれ、１次コイル電流はｉ２　からｉ１　へ減少し
、１次コイル電圧はｖ２　からｖ１　へ上昇し、コンデ
ンサ電圧もＶＢ２からＶＢ１へ上昇し、ＦＥＴのオン時
間はｔ２　からｔ１　へ減少し、負荷電圧はＶ０　に保
たれる（点Ｑ参照）。図９中点Ｑ´はデューティ比が調
整されない場合を示しており、デューティ比が調整され
ないと負荷電圧は増大してしまう。

【００２７】また図１０は電源電圧ＶＡＣと１次コイル
電圧の関係を示すものであり、電源電圧が昇圧すると１
次コイル電圧も上昇し、それ以後は負荷抵抗が増大した
ときと同様の作用によってデューティ比が減少して負荷
電圧が安定化される。その逆に電圧が降圧すると、負荷
抵抗が減少したのと同様の作用によってデューティ比が
増大して負荷電圧が安定化される。

【００２８】図１１は図４に示す本実施例のコンデンサ
電圧と図３に示される従来例による場合のコンデンサ電
圧とを示している。ここでコンデンサ電圧は制御信号で
あり、図３に示す従来技術による場合にはコンデンサ電
圧がＦＥＴのデューティ比に対応して変動する。図３の
回路ではこの制御信号が一定となるようにデューティ比
をフィードバック制御するのである。

【００２９】これに対し図４の場合は、制御信号にデュ
ーティ比の影響が及ばない。図４の場合はオープンルー
プ制御によるものであってフィードバック制御によるも
のではないことがよりよく理解される。なお本実施例の
場合、負荷電圧は抵抗ＶＲ１，Ｒ５　，Ｒ６　の調整あ
るいは帰還抵抗Ｒ７　の調整により、オープンループ式
であっても精度よく一定値に保つことができる。

【００３０】本実施例では、オープンループ形式の制御
回路が採用されているためその回路の設計・構成が単純
化され、かつその制御特性が著しく安定化される。さて
本実施例では、２次コイルに生じる電流が半波のものに
ついて説明したが、これを全波のものに適用することも
できる。要は１次コイルと２次コイルに同相の電流が流
れるものであれば１次コイル電圧に基づくオープンルー
プ制御が可能となるのである。

【００３１】

【発明の効果】さて本発明では、従来のフィードバック
制御方式、すなわちまずデューティ比を決め、そのデュ
ーティ比によって得られる負荷電圧を検出して次のデュ
ーティ比を決定するというプロセスを踏まない。このプ
ロセスによるとフィードバック制御に位相差が加わると
予想外の発振が生じてしまう可能性があるのに反し、本
発明ではオープンループ方式のためにかかる発振は生じ
ない。また前記プロセスによると高周波化が阻害される
が、本発明によると全く問題とならない。このため本発
明によると制御特性の安定した良特性のスイッチングレ
ギュレータを簡単な構造で実現できることになるのであ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の要部を模式的に示す図。

【図２】従来のフィードバック式スイッチレギュレータ
の回路図。

【図３】その他のフィードバック式スイッチレギュレー
タの回路図。

【図４】本発明の一実施例に係わるスイッチングレギュ
レータの回路図。

【図５】三角波と誤差増幅器出力とＯＮ時間の関係を示
す図。

【図６】負荷電流に対する１次コイル電圧と電流の関係
を示す図。

【図７】１次コイル電圧とコンデンサ電圧の関係を示す
図。

【図８】コンデンサ電圧とＯＮ時間の関係を示す図。

【図９】本実施例の制御特性を示す図。

【図１０】電源電圧と１次コイル電圧の関係を示す図。

【図１１】制御信号（コンデンサ電圧）の特性を示す図
。

【符号の説明】

Ｔ，Ｔ１　：トランス １００：三角波発振器；スイッチング信号発生回路１０
１：誤差増幅器；スイッチング信号発生回路１０２：コ
ンパレータ；スイッチング信号発生回路１０４：ドライ
バ；スイッチング回路 ＦＥＴ：スイッチング回路

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　トランスの１次コイルに流れる１次コ
   イル電流をスイッチング回路で断続し、該１次コイル電
   流の断続によって生じる２次コイル電流を平滑化して負
   荷に供給するスイッチングレギュレータにおいて、該ト
   ランスは１次コイル電流と２次コイル電流の各瞬時値が
   対応する特性のものであり、該１次コイルの通電時の両
   端電圧に対応する信号を入力し、電圧低下時ほど大きな
   デューティ比に調整されたスイッチング信号を発生させ
   る回路が付加され、該スイッチング回路が該スイッチン
   グ信号で開閉されるものであることを特徴とするスイッ
   チングレギュレータ。