JPH04351893A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、高圧放電灯を高周波で
点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１５は従来の放電灯点灯装置の回路図
である。この回路では、電源回路１と、電源回路１の直
流電圧Ｖｄｃを高周波電圧に変換するインバータ回路３
と、高周波電圧で点灯される放電灯２よりなる。直流電
源１の直流電圧Ｖｄｃは、スイッチング素子Ｑ１　，Ｑ
３　の直列回路と、スイッチング素子Ｑ２　，Ｑ４　の
直列回路にそれぞれ印加されている。スイッチング素子
Ｑ１　，Ｑ３　の接続点とスイッチング素子Ｑ２　，Ｑ
４　の接続点の間には、インダクタＬ１を介して放電灯
２とコンデンサＣ１　の並列回路が接続されている。

【０００３】図１６は上記点灯装置における各スイッチ
ング素子Ｑ１　，Ｑ２　，Ｑ３　，Ｑ４　を駆動するた
めの制御回路の回路図である。この制御回路４は、低周
波発振部５と高周波発振部６及び駆動部７よりなる。ま
ず、低周波発振部５は、タイマー回路５１（例えば日本
電気製μＰＣ１５５５）、フリップフロップ５２及びア
ンド回路５３，５４にて形成されており、タイマー回路
５１の出力をフリップフロップ５２において分周し、ア
ンド回路５３，５４を介してスイッチング素子Ｑ１　〜
Ｑ４　の動作タイミングを設定する信号を駆動部７に送
るように構成されている。高周波発振部６は、タイマー
回路６１（例えば日本電気製μＰＣ１５５５）にて形成
されており、所定の周波数及びデューティを持つ高周波
信号を発生し、駆動部７に送るように構成されている。 また、スイッチング素子Ｑ１　〜Ｑ４　をドライブする
駆動部７は、アンド回路７１，７２及びゲートドライブ
回路７３〜７６にて形成されており、アンド回路５３，
５４の出力に基づいて高周波発振部６の高周波信号をゲ
ートドライブ回路７３，７４及び７５，７６に振り分け
て、スイッチング素子Ｑ１　，Ｑ４　を高周波でスイッ
チングさせる第１の期間と、スイッチング素子Ｑ２　，
Ｑ３　を高周波でスイッチングさせる第２の期間とを、
低周波発振部５の低周波信号に応じて交番させるように
なっている（特願昭６１−１２０６５３号参照）。

【０００４】例えば、アンド回路５３の出力がＨｉｇｈ
レベルでアンド回路５４の出力がＬｏｗレベルのときに
は、図１７（ａ）に示すように、高周波発振部６の出力
をアンド回路７１を介してゲートドライブ回路７３，７
４に送り、高周波発振部６の出力がＨｉｇｈレベルのと
きにスイッチング素子Ｑ１　，Ｑ４　をオンさせて、高
周波発振部６の出力がＬｏｗレベルのときにはスイッチ
ング素子Ｑ１　，Ｑ４　をオフさせるようになっている
。このとき、スイッチング素子Ｑ２　，Ｑ３　は共にオ
フである。また、アンド回路５３の出力がＬｏｗレベル
でアンド回路５４の出力がＨｉｇｈレベルのときには、
図１７（ｂ）に示すように、高周波発振部６の出力をア
ンド回路７２を介してゲートドライブ回路７５，７６に
送り、高周波発振部６の出力がＨｉｇｈレベルのときに
スイッチング素子Ｑ２　，Ｑ３　をオンさせて、高周波
発振部６の出力がＬｏｗレベルのときにはスイッチング
素子Ｑ２　，Ｑ３　をオフさせるようになっている。こ
のとき、スイッチング素子Ｑ１　，Ｑ４　は共にオフで
ある。

【０００５】図１７（ａ），（ｂ）から明らかなように
、時間Ｔ１　にわたりスイッチング素子Ｑ１　，Ｑ４　
が高周波的にオン・オフされることにより、放電灯２に
はインダクタＬ１　とコンデンサＣ１　よりなるローパ
スフィルタを介して第１の極性の直流電圧が印加される
。その後、所定のデッドオフタイムＴｄを経て、時間Ｔ
１　にわたりスイッチング素子Ｑ２　，Ｑ３　が高周波
的にオン・オフされることにより、放電灯２にはインダ
クタＬ１　とコンデンサＣ１　よりなるローパスフィル
タを介して第２の極性の直流電圧が印加される。図中、
Ｔａは高周波発振部６の発振周期であり、Ｔｂは低周波
発振部５の発振周期である。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】従来例の回路において
は、定格点灯時及び無負荷時において、極めて過渡的で
はあるが、負荷短絡時よりも大きな電流が流れるため、
スイッチング素子Ｑ１　，Ｑ２　，Ｑ３　，Ｑ４　及び
インダクタＬ１　に負担をかけるという問題があった。 すなわち、定格点灯時及び無負荷時にスイッチング素子
Ｑ１　，Ｑ４　が動作して、コンデンサＣ１　が図１５
に示す極性に充電されている状態で、ペアのスイッチン
グ素子Ｑ２　，Ｑ３　が動作する次の状態に移行すると
き、コンデンサＣ１　の電圧極性が反転しながら矢印で
示した経路で過大電流Ｉａが流れる。このときの状態を
図１８に示す。同図（ａ），（ｂ）はスイッチング素子
Ｑ１　〜Ｑ４　のスイッチング動作をオン／オフで示す
。同図（ｃ），（ｄ），（ｅ）は、無負荷時、定格点灯
時、負荷短絡時においてスイッチング素子Ｑ１　，Ｑ２
　，Ｑ３　，Ｑ４　のＯＮ時間がそれぞれ等しい場合に
ついて、コンデンサＣ１　の両端電圧Ｖｃ１　と電流Ｉ
ａの変化を示している。

【０００７】このような過大な電流Ｉａが流れる原因は
、時刻ｔ２　でコンデンサＣ１　の両端電圧Ｖｃ１　と
直流電源ＤＣの電圧Ｖｄｃとが加算されるように、スイ
ッチング素子Ｑ２　，Ｑ３　がオンしているからである
。まず、無負荷時においては、極性が反転する直前のコ
ンデンサＣ１　の両端電圧Ｖｃ１　は直流電圧Ｖｄｃに
等しく、極性反転時にインダクタＬ１　に加わる電圧は
、２Ｖｄｃとなり、極性反転時のピーク電流Ｉａ１　は
最も大きくなる。 また、定格時においては、極性が反転する直前のコンデ
ンサＣ１　の両端電圧Ｖｃ１は放電灯２の点灯電圧Ｖａ
に等しく、極性反転時にインダクタＬ１　に加わる電圧
は、Ｖｄｃ＋Ｖａとなり、極性反転時のピーク電流Ｉａ
２　は無負荷時に次いで大きくなる。そして、短絡時に
おいては、極性が反転する直前のコンデンサＣ１　の両
端電圧Ｖｃ１　はゼロであり、極性反転時にインダクタ
Ｌ１　に加わる電圧はＶｄｃとなり、極性反転時のピー
ク電流Ｉａ３　は無負荷時や定格時よりも小さくなる。

【０００８】上記の現象は、放電灯２の状態によって極
性反転時の電流Ｉａの傾きｄＩａ／ｄｔが変化すること
によって生じる。つまり、極性反転時ｔ２　においては
、Ｖｃ１　＋Ｖｄｃ＝Ｌ１　・ｄＩａ／ｄｔという関係
が成立することから、スイッチング素子Ｑ１　，Ｑ２　
，Ｑ３　，Ｑ４　のオン時間が一定であるとすると、Ｉ
ａ１　＞Ｉａ２　＞Ｉａ３　という関係が成立する。こ
のため、スイッチング素子のオン時間及び周波数を一定
としていた従来の制御方式では、極性の反転時に過大な
電流が流れることが避けられない。このような過大な電
流Ｉａが流れると、スイッチング素子Ｑ１　〜Ｑ４　に
大きなストレスが加わることになるので、故障が起きな
いようにするには、スイッチング素子Ｑ１　〜Ｑ４　と
して電流容量の大きい高価な素子を用いる必要があり、
コストが上昇するという問題があった。

【０００９】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは、矩形波インバータ
回路により交互に極性が反転する矩形波電圧を放電灯に
印加する放電灯点灯装置において、極性反転時にスイッ
チング素子に過大なストレスが加わることを防止するこ
とにある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記の課題を
解決するために、図１に示すように、高圧放電灯２とコ
ンデンサＣ１　の並列回路にインダクタＬ１　を直列接
続した回路にスイッチング素子Ｑ１　，Ｑ２　，Ｑ３　
，Ｑ４　を介して一方向に高周波電流を通電する第１の
期間と逆方向に高周波電流を通電する第２の期間とを低
周波的に交番させるように構成された放電灯点灯装置に
おいて、第１の期間と第２の期間が交番するときに、放
電灯２の不点灯時と定格点灯時にスイッチング素子に流
れる電流が、放電灯２の短絡時にスイッチング素子に流
れる電流と実質的に同等なレベル以下となるように、ス
イッチング素子のオン時間を制御する回路を設けたこと
を特徴とするものである。

【００１１】

【作用】図１に示す回路において、放電灯２の無負荷時
と定格点灯時、負荷短絡時における電流のピーク値をそ
れぞれＩａ１　，Ｉａ２　，Ｉａ３　とすると、それら
は次式で表される。 Ｉａ１　＝ｄＩａ１　／ｄｔ×Δｔ１　Ｉａ２　＝ｄＩ
ａ２　／ｄｔ×Δｔ２　Ｉａ３　＝ｄＩａ３　／ｄｔ×
Δｔ３　ただし、Δｔ１　，Δｔ２　，Δｔ３　は放電
灯２の無負荷時と定格点灯時、負荷短絡時におけるスイ
ッチング素子のＯＮ時間であり、図１８に示すように、
ｔ３　−ｔ２　に等しい。従来は、スイッチング素子の
ＯＮ時間Δｔ１　，Δｔ２　，Δｔ３　を一定としてい
たので、前述のように、放電灯２の状態が変化すると、
ｄＩａ１　／ｄｔ＞ｄＩａ２　／ｄｔ＞ｄＩａ３　／ｄ
ｔの関係より、スイッチング素子を同じ時間にわたりＯ
Ｎした後の電流は、Ｉａ１　＞Ｉａ２　＞Ｉａ３　の関
係となり、無負荷時や定格点灯時において、負荷短絡時
よりも大きな電流が流れる。そこで、スイッチング素子
のオン時間をΔｔ３　≧Δｔ１　，Δｔ２　とすること
で、極性反転時の過渡電流を無負荷時及び定格点灯時に
おいて負荷短絡時と実質的に同等なレベル以下とするこ
とができる。

【００１２】

【実施例】以下、本発明の第１実施例について説明する
。図１は本実施例の主回路の構成を示している。直流電
源１の直流電圧Ｖｄｃは、スイッチング素子Ｑ１　，Ｑ
３　の直列回路と、スイッチング素子Ｑ２　，Ｑ４　の
直列回路にそれぞれ印加されている。スイッチング素子
Ｑ１　，Ｑ３　の接続点とスイッチング素子Ｑ２　，Ｑ
４　の接続点の間には、インダクタＬ１　を介して放電
灯２とコンデンサＣ１　の並列回路が接続されている。 ３１は電流検出部であり、インダクタＬ１　に流れる電
流Ｉａを検出する。また、３２は電圧検出部であり、放
電灯２及びコンデンサＣ１　の両端電圧Ｖｃ１　を検出
する。８はランプ状態検出部であり、信号整形回路８１
と、Ａ／Ｄ変換回路８２からなり、電流検出部３１と電
圧検出部３２で検出された電流Ｉａと電圧Ｖｃ１　によ
り、放電灯２に印加される電圧の極性反転時の制御の２
つのパターンを切り換えるための信号を端子Ａから出力
するように構成されている。

【００１３】図２は本実施例に用いる低周波発振部５と
駆動部７の構成を示している。まず、低周波発振部５は
、タイマー回路５１（例えば日本電気製μＰＣ１５５５
）、フリップフロップ５２及びアンド回路５３，５４に
て形成されており、タイマー回路５１の出力をフリップ
フロップ５２において分周し、アンド回路５３，５４を
介してスイッチング素子Ｑ１　〜Ｑ４　の動作タイミン
グを設定する信号を駆動部７に送るように構成されてい
る。また、スイッチング素子Ｑ１　〜Ｑ４　をドライブ
する駆動部７は、アンド回路７１，７２及びゲートドラ
イブ回路７３〜７６にて形成されており、アンド回路５
３，５４の出力に基づいて図３に示す高周波発振部６の
高周波信号をゲートドライブ回路７３，７４及び７５，
７６に振り分けて、スイッチング素子Ｑ１　，Ｑ４　を
高周波でスイッチングさせる第１の期間と、スイッチン
グ素子Ｑ２　，Ｑ３　を高周波でスイッチングさせる第
２の期間とを、低周波発振部５の低周波信号に応じて交
番させるようになっている。これにより、高圧放電灯２
を音響的共鳴現象の影響を受けずに点灯させることがで
きる。

【００１４】図３は本実施例に用いる高周波発振部６の
構成を示している。図１と図２及び図３は端子Ａ，Ｂ，
Ｃにおいて接続されており、図２の低周波発振部５と駆
動部７及び図３の高周波発振部６により制御回路が構成
されている。図３に示す高周波発振部６は、放電灯２に
印加される電圧の極性反転時に、スイッチング素子Ｑ１
　及びＱ４　あるいはＱ２　及びＱ３　のオン時間を放
電灯２の状態に応じて徐々に長くするように、所定の周
波数及びデューティを持つ高周波信号を発生し、駆動部
７に送るように構成されている。

【００１５】高周波発振部６は、アンド回路６２，６３
とトランジスタＱ５，Ｑ６　、抵抗Ｒ３　〜Ｒ８　、コ
ンデンサＣ３　〜Ｃ５　と、汎用ＩＣ（例えばＴＬ４９
４）よりなるパルス幅制御回路６４とで構成されており
、パルス幅制御機能を有している。このパルス幅制御機
能付きの高周波発振部６の各点ａ〜ｄの動作波形は、そ
れぞれ図１０（ａ）〜（ｄ）に示す通りであり、点ｅ又
はｆの動作波形は、図１０（ｅ）に示す通りである。ま
た、図１０（ｆ），（ｇ）はスイッチング素子Ｑ１　，
Ｑ４　及びＱ２　，Ｑ３　の駆動信号、図１０（ｈ）は
電流Ｉａ、図１０（ｉ）はコンデンサＣ１　の電圧Ｖｃ
１　を示す。同図（ｂ）におけるランプ状態を示す信号
により、異なる時定数を持つ抵抗Ｒ３　とコンデンサＣ
３　及び抵抗Ｒ４　とコンデンサＣ４　のパルス幅制御
回路を切り換えることで、放電灯２の状態に応じて極性
反転時のパルス幅を制御している。

【００１６】本実施例の特徴は、図１０に示すように、
極性反転後のスイッチング素子Ｑ１　，Ｑ４　とＱ２　
，Ｑ３　のオン時間をコンデンサＣ１　の電圧Ｖｃ１　
に応じて、すなわちランプ電圧に応じて制御するところ
にある。まず、ランプ状態検出部８は、放電灯２がいか
なる状態にあるかを検出し、無負荷状態と放電状態の２
値論理に応じて、図１０（ｃ），（ｄ）に示すような反
転同期信号を作る。そして、高周波発振部６では、上記
の反転同期信号により、トランジスタＱ５　又はＱ６　
を制御し、そのエミッタ出力によりコンデンサＣ３　又
はＣ４　を充電し、その充電電圧を抵抗Ｒ３　とコンデ
ンサＣ３　の時定数又は抵抗Ｒ４　とコンデンサＣ４　
の時定数により徐々に放電させる。パルス幅制御回路６
４の誤差増幅器は、電圧が低くなると発振出力のデュー
ティが大きくなるように構成されているので、図１０（
ｇ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１　，Ｑ４　と
Ｑ２，Ｑ３　のデューティは徐々に大きくなる。この実
施例においては、放電灯２の電圧極性の反転と、スイッ
チング素子Ｑ１　，Ｑ４　とＱ２　，Ｑ３　の動作タイ
ミングが同期していないので、ＲＣの時定数は長めに取
らなければならない。また、この実施例においては、デ
ューティの切り換えを２つのパターンで行っているが、
これは電源電圧に比して定格点灯時のランプ電圧が低い
ため、負荷短絡時と定格点灯時の極性反転時の過電流に
は大きな差が無くなるので、無負荷時と定格点灯時の２
つの切り換えとしているものである。

【００１７】図４は本発明の第２実施例に用いる高周波
発振部６の回路図である。この回路は、図３に示す回路
に代えて、図１及び図２に示す回路と共に用いられるも
のである。図中、６ａは最大値検出回路であり、コンデ
ンサＣ３　とコンデンサＣ４　の電圧のうち、高い方の
電圧を出力する。また、６ｂは電圧制御発振回路（ＶＣ
Ｏ）であり、入力電圧に応じて発振周波数を制御する。 その他の回路構成については、上述の第１実施例と同様
であり、第１実施例のパルス幅制御に代えて、周波数制
御を用いたことが第２実施例の特徴である。本実施例の
動作波形を図１１に示す。

【００１８】図５は本発明の第３実施例に用いる高周波
発振部６の回路図である。この回路は、図３に示す回路
に代えて、図１及び図２に示す回路と共に用いられるも
のである。図中、６５，６６はタイマー回路、６７はオ
ア回路、６８はパルス幅制御可能な発振回路である。こ
の回路では、図３に示すパルス幅制御方式の実施例にお
いて、パルス幅の切り換えをＣＲ時定数回路により連続
的に行うのではなく、タイマー回路６５，６６により不
連続的に行っている。本実施例の動作波形を図１２に示
す。図中、Ｔ１　はタイマー回路６５の動作時間、Ｔ２
　はタイマー回路６６の動作時間を示す。

【００１９】図６は本発明の第４実施例に用いる高周波
発振部６の回路図である。この回路は、図３に示す回路
に代えて、図１及び図２に示す回路と共に用いられるも
のである。図中、６５，６６はタイマー回路、６７はオ
ア回路、６９は周波数制御可能な発振回路である。この
回路では、図４に示す周波数制御方式の実施例において
、周波数の切り換えをＣＲ時定数回路により連続的に行
うのではなく、タイマー回路６５，６６により不連続的
に行っている。本実施例の動作波形を図１３に示す。 図中、Ｔ１　はタイマー回路６５の動作時間、Ｔ２　は
タイマー回路６６の動作時間を示す。

【００２０】図７は本発明の第５実施例に用いる矩形波
インバータ回路３の回路図であり、図８は本実施例に用
いる駆動部７の回路図である。スイッチング素子Ｑ１　
〜Ｑ４　は低周波インバータ動作を行い、スイッチング
素子Ｑ７　とインダクタＬ１　とダイオードＤ１　は降
圧チョッパー動作を行う。駆動部７では、高周波発振部
６から出力される高周波信号をゲートドライブ回路７７
を介してスイッチング素子Ｑ７　に供給するように構成
されている。 また、図２に示したアンド回路７１，７２は必要無いの
で省略してある。本実施例の動作波形を図１４に示す。 図中、丸で囲まれた部分でスイッチング素子Ｑ７　のデ
ューティや周波数を制御するものである。

【００２１】図９は本発明の第６実施例に用いる矩形波
インバータ回路３の回路図である。本実施例では、図１
に示すフルブリッジ式のインバータ回路に代えて、ハー
フブリッジ式のインバータ回路を用いたものであり、図
１のスイッチング素子Ｑ２　，Ｑ４　に代えて、コンデ
ンサＣ６　，Ｃ７　をそれぞれ配置したものである。こ
の回路では、放電灯２とコンデンサＣ１　に印加される
電圧Ｖｃ１　は、図１に示す実施例に比べて約１／２と
なる。

【００２２】

【発明の効果】本発明によれば、高圧放電灯とコンデン
サの並列回路にインダクタを直列接続した回路にスイッ
チング素子を介して一方向に高周波電流を通電する第１
の期間と逆方向に高周波電流を通電する第２の期間とを
低周波的に交番させるように構成された放電灯点灯装置
において、第１の期間と第２の期間が交番するときに、
放電灯の不点灯時と定格点灯時にスイッチング素子に流
れる電流が、放電灯の短絡時にスイッチング素子に流れ
る電流と実質的に同等なレベル以下となるように、スイ
ッチング素子のオン時間を制御する回路を設けたもので
あるから、放電灯に印加される電圧の極性反転時にスイ
ッチング素子に過大な電流が流れることを防止でき、ス
イッチング素子を電流容量の小さい安価な素子とするこ
とができ、また、インダクタを小型なものとすることが
できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例の主回路の構成を示す回路
図である。

【図２】本発明の第１実施例の低周波発振部と駆動部の
構成を示す回路図である。

【図３】本発明の第１実施例の高周波発振部の構成を示
す回路図である。

【図４】本発明の第２実施例の高周波発振部の構成を示
す回路図である。

【図５】本発明の第３実施例の高周波発振部の構成を示
す回路図である。

【図６】本発明の第４実施例の高周波発振部の構成を示
す回路図である。

【図７】本発明の第５実施例の主回路の構成を示す回路
図である。

【図８】本発明の第５実施例の低周波発振部と駆動部の
構成を示す回路図である。

【図９】本発明の第６実施例の主回路の構成を示す回路
図である。

【図１０】本発明の第１実施例の動作波形図である。

【図１１】本発明の第２実施例の動作波形図である。

【図１２】本発明の第３実施例の動作波形図である。

【図１３】本発明の第４実施例の動作波形図である。

【図１４】本発明の第５実施例の動作波形図である。

【図１５】従来例の主回路の構成を示す回路図である。

【図１６】従来例の低周波発振部と高周波発振部と駆動
部の構成を示す回路図である。

【図１７】従来例の動作を説明するための波形図である
。

【図１８】従来例の問題点を説明するための波形図であ
る。

【符号の説明】

１　　　　直流電源回路 ２　　　　高圧放電灯 ３　　　　矩形波インバータ回路 Ｃ１　　　コンデンサ Ｌ１　　　インダクタ Ｑ１　　　スイッチング素子 Ｑ２　　　スイッチング素子 Ｑ３　　　スイッチング素子 Ｑ４　　　スイッチング素子

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　　　高圧放電灯とコンデンサの並列回
   路にインダクタを直列接続した回路にスイッチング素子
   を介して一方向に高周波電流を通電する第１の期間と逆
   方向に高周波電流を通電する第２の期間とを低周波的に
   交番させるように構成された放電灯点灯装置において、
   第１の期間と第２の期間が交番するときに、放電灯の不
   点灯時と定格点灯時にスイッチング素子に流れる電流が
   、放電灯の短絡時にスイッチング素子に流れる電流と実
   質的に同等なレベル以下となるように、スイッチング素
   子のオン時間を制御する回路を設けたことを特徴とする
   放電灯点灯装置。